JP6238159B2 - 点灯装置及びそれを用いた前照灯装置、並びに車両 - Google Patents

Description

本発明は、発光ダイオード等の発光素子から成る光源を点灯させる点灯装置及びそれを用いた前照灯装置、並びに車両に関する。

従来では、視認性向上（明るさ向上）のため、ハロゲンランプからＨＩＤ（High Intensity Discharged）ランプへと前照灯を変更する車両が増加していた。近年では、ＬＥＤ（発光ダイオード）の発光効率の向上を受けて、ＬＥＤの前照灯を搭載した車両の量産が始まっている。特許文献１には、前照灯の負荷としてのＬＥＤを点灯させる点灯装置が開示されている。

特許文献１に記載の点灯装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータを備え、その入力端子には、車載用バッテリ等の直流電源が接続されている。また、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子には、負荷である光源としてのＬＥＤが接続されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、点灯装置の入力接続部と並列に接続される入力コンデンサを備える。入力コンデンサには、トランスの１次巻線とＭＯＳＦＥＴより成るスイッチ素子の直列回路が接続されている。トランスの２次巻線には、ダイオードを介して出力コンデンサが接続されている。スイッチ素子がオンのとき、１次側電流（スイッチ素子のドレイン電流）は直線的に上昇し、トランスに電磁エネルギが蓄積される。スイッチ素子がオフすると、トランスの逆起電力によりダイオードは導通状態となり、トランスの蓄積エネルギを出力コンデンサに放出する。

オン状態のスイッチ素子のドレイン端子には、１次側電流に比例する電圧が発生するので、この電圧を１次側電流検出回路により検出し、１次側電流検出値として出力する。１次側電流検出回路は、スイッチ素子がオフ状態のときにドレイン電圧を監視して、ドレイン電圧が低下するタイミングを検出することにより、トランスの蓄積エネルギの放出タイミングを判定し、２次側電流吐出し信号としてマイコンに伝達する。

マイコンでは、２次側電流吐出し信号を受信すると、スイッチ素子をオン状態とする。そして、マイコンは、１次側電流検出値が１次側電流指令値に達すると、スイッチ素子をオフ状態とする。以下、同じ動作を繰り返すことによりスイッチ素子を電流臨界モードで制御する。

特開２０１１−０５０１２６号公報

近年、ＬＥＤの高効率化や大電流化に伴って、点灯時のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が低下する傾向にある。また、負荷を構成するＬＥＤの一部が故障しても他のＬＥＤで点灯を継続する場合を考慮して、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をより低くする必要がある。また、回路の損失を小さくするためには、スイッチ素子はオン抵抗が極力小さいものを選定するのが一般的である。

しかしながら、上記従来例の点灯装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が低い場合、オン抵抗の小さいスイッチ素子を用いると、１次側電流検出値が小さくなる。このため、１次側電流検出値の変動幅が小さくなることから、スイッチ素子をターンオフするタイミングを正確に検出できず、出力電流を安定して制御することができなくなる虞があった。

本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、出力電圧が低い場合にも出力電流を安定して制御することのできる点灯装置及びそれを用いた前照灯装置、並びに車両を提供することを目的とする。

本発明の点灯装置は、直流電源から入力される電源電圧を変換し、単数または複数の発光素子から成る負荷に出力する電力変換部と、前記電力変換部の出力を制御する制御部とを備え、前記電力変換部は、入力側の１次巻線及び出力側の２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続されて前記制御部によりオン／オフを制御されるスイッチング素子とを有し、前記トランスは、出力側に前記２次巻線とは異なる３次巻線を有し、前記制御部は、前記３次巻線に生じる電圧に基づいて前記１次巻線を流れる１次電流を模擬して測定し、且つ前記１次電流に基づいて前記スイッチング素子をオフに切り替えるタイミングを検出することを特徴とする。

この点灯装置において、前記制御部に動作電圧を供給する制御電源を有し、前記電力変換部は、前記３次巻線に生じる電圧により充放電し、且つ前記制御電源から供給されるオフセット電圧が重畳されるコンデンサを有し、前記制御部は、前記コンデンサの充電電圧を前記１次電流に模擬して測定することが好ましい。

この点灯装置において、前記トランスは、単巻トランスで構成され、前記１次巻線と前記２次巻線との接続点に前記スイッチング素子を接続し、前記制御部は、前記スイッチング素子に生じる電圧の変化に基づいて前記スイッチング素子をオンに切り替えるタイミングを検出し、前記電力変換部を電流臨界モードで制御することが好ましい。

この点灯装置において、前記電力変換部は、前記２次巻線に直列に接続されるダイオードを有し、前記制御部は、前記ダイオードの一端に生じる電圧の変化に基づいて前記スイッチング素子をオンに切り替えるタイミングを検出し、前記電力変換部を電流臨界モードで制御することが好ましい。

この点灯装置において、前記電力変換部は、前記２次巻線と前記３次巻線との間に前記ダイオードを接続して構成され、前記ダイオードは、前記スイッチング素子のオン時に前記２次巻線及び前記３次巻線を流れる電流を阻止する向きに接続され、前記制御部は、前記ダイオードのアノード電圧の変化に基づいて前記スイッチング素子をオンに切り替えるタイミングを検出することが好ましい。

この点灯装置において、前記電力変換部は前記負荷に電力を供給するための出力用コンデンサを有し、前記３次巻線と前記出力用コンデンサとの接続点を、抵抗を介して接地することが好ましい。

本発明の前照灯装置は、上記何れかの前記点灯装置と、前記点灯装置と、前記負荷と、前記負荷を収納するハウジングとを備えることを特徴とする。

本発明の車両は、前記前照灯装置を搭載することを特徴とする。

本発明は、３次巻線に生じる電圧に基づいて１次電流を模擬して測定している。このため、本発明では、スイッチング素子に生じる電圧の変動量に依らず、１次電流を模擬した３次巻線に生じる電圧の測定範囲を任意に設定することができる。したがって、本発明では、従来の点灯装置と比較して、１次電流の測定の分解能を上げることができ、スイッチング素子をオフに切り替えるタイミングをより精度良く検出することができる。その結果、本発明では、出力電圧が低い場合にも出力電流を安定して制御することができる。

本発明に係る実施形態１の点灯装置を示す図で、（ａ）は回路概略図で、（ｂ）は１次電流測定部の出力電圧の波形図である。 従来の点灯装置を示す回路概略図である。 従来の点灯装置におけるマイコンの点灯制御のフロー図である。 （ａ）〜（ｄ）は、従来の点灯装置の問題点の説明図である。 本発明に係る実施形態２の点灯装置を示す回路概略図である。 本発明に係る実施形態３の点灯装置を示す図で、（ａ）は回路概略図で、（ｂ）は動作波形図である。 同上の点灯装置の他の構成を示す回路概略図である。 本発明に係る実施形態の前照灯装置を示す概略図である。 本発明に係る実施形態の車両を示す概略図である。

（実施形態１）
本発明の実施形態１に係る点灯装置１は、バッテリ（直流電源）から入力される電源電圧を変換し、単数または複数のＬＥＤ２０（発光素子）から成る負荷２に出力する電力変換部３と、電力変換部３の出力を制御する制御部とを備える。

電力変換部３は、入力側の１次巻線Ｔ１１及び出力側の２次巻線Ｔ１２を有するトランスＴ１と、１次巻線Ｔ１１に直列に接続されて制御部によりオン／オフを制御されるスイッチング素子Ｑ１とを有する。トランスＴ１は、出力側に２次巻線Ｔ１２とは異なる３次巻線Ｔ１３を有する。

制御部は、３次巻線Ｔ１３に生じる電圧に基づいて１次巻線Ｔ１１を流れる１次電流を模擬して測定し、且つ１次電流に基づいてスイッチング素子Ｑ１をオフに切り替えるタイミングを検出する。

まず、従来の点灯装置について図面を用いて説明する。従来の点灯装置１００は、図２に示すように、複数（ここでは、４個）のＬＥＤ（発光素子）２０を直列に接続して成る負荷２に対し、直流電圧を印加することで負荷２を点灯させるものである。点灯装置１００は、自動車の車両に搭載されることを想定しており、負荷２はすれ違い用前照灯（ロービーム）として用いられる。

点灯装置１００は、フライバック式のＤＣ／ＤＣコンバータから成る電力変換部３００を備える。電力変換部３００は、直流電源であるバッテリ（図示せず）に接続され、バッテリから印加される直流の電源電圧を、負荷２を点灯可能な直流電圧に昇圧又は降圧して出力する。

電力変換部３００には、ロービームスイッチ５０１（図９参照）のオン／オフと連動してバッテリから電源電圧が供給される。すなわち、ロービームスイッチ５０１がオンに切り替わると、バッテリから電力変換部３００に電源電圧が供給される。また、ロービームスイッチ５０１がオフに切り替わると、バッテリから電力変換部３００への電源電圧の供給が停止する。

電力変換部３００は、トランスＴ１００と、トランスＴ１００の１次巻線に直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１００と、トランスＴ１００の２次巻線にダイオードＤ１００を介して接続されたコンデンサＣ１００とを備える。スイッチング素子Ｑ１００は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成される。トランスＴ１００の１次巻線及びスイッチング素子Ｑ１００の直列回路には、バッテリが接続される。したがって、スイッチング素子Ｑ１００のオン／オフを切り替えることで、トランスＴ１００の２次巻線からダイオードＤ１００を介してコンデンサＣ１００に電流が流れ、コンデンサＣ１００の両端間に直流電圧が発生する。

以下、電力変換部３００の動作について説明する。スイッチング素子Ｑ１００がオンに切り替わると、トランスＴ１００の１次巻線に電流が流れてエネルギが蓄積される。これに伴って、スイッチング素子Ｑ１００のドレイン−ソース間電圧（以下、「ドレイン電圧」と呼ぶ）が立ち上がる。ここで、電力変換部３００は、トランスＴ１００の１次巻線を流れる１次電流を測定する１次電流測定部３０１を備えている。１次電流測定部３０１は、スイッチング素子Ｑ１００のドレイン電圧を比較器１０に出力する。

比較器１０は、１次電流測定部３０１の出力値と、後述するマイコン４の比較演算部４３の出力する制御値とを比較する。比較器１０の出力は、ＲＳフリップフロップ回路１１のリセット（Ｒ）に入力される。そして、１次電流測定部３０１の出力値が比較演算部４３の出力する制御値を上回ると、ＲＳフリップフロップ回路１１のリセットに「１」が入力される。そして、ＲＳフリップフロップ回路１１の出力が「０」となり、第１スイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わる。

スイッチング素子Ｑ１００がオフに切り替わると、トランスＴ１００の１次巻線に蓄積されたエネルギが２次側へと吐き出される。その後、エネルギの吐き出しが終了すると、スイッチング素子Ｑ１００のドレイン電圧が立ち下がる。このドレイン電圧の立ち下がりは、微分回路から成るピーク検出回路１２で検出する。そして、ピーク検出回路１２の出力によりＲＳフリップフロップ回路１１のセット（Ｓ）に「１」が入力される。すると、ＲＳフリップフロップ回路１１の出力が「１」となり、スイッチング素子Ｑ１００が再びオンに切り替わる。このように、電力変換部３００は、電流臨界モード（Boundary Current Mode）で制御される。

点灯装置１００は、通常時には、負荷２に流れる電流を一定に制御する定電流制御により負荷２を点灯させており、その制御にはマイコン４を用いている。なお、「マイコン」は、「マイクロコンピュータ」の略語である。また、点灯装置１００は、負荷２に印加される電圧を出力電圧として測定する電圧測定回路１３と、負荷２に流れる電流を出力電流として測定する電流測定回路１４とを備える。電圧測定回路１３は、電力変換部３００の出力端間に直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された電圧から出力電圧を測定する。電流測定回路１４は、電力変換部３００と負荷２との間に挿入された抵抗Ｒ３の両端電圧から出力電流を測定する。

マイコン４は、電圧測定回路１３で得られた出力電圧を平均化する第１平均化部４０と、電流測定回路１４で得られた出力電流を平均化する第２平均化部４１との両方の機能を有する。マイコン４は、予め記憶されている電流指令値を電流指令部４２にて呼び出す。そして、電流指令部４２は、電源測定回路１５で測定した電源電圧に基づく値となるように、電流指令値を補正する。なお、電源測定回路１５は、バッテリに接続されてバッテリの直流電圧を測定するものである。

その後、マイコン４は、補正した電流指令値と出力電流の平均値とを比較演算部４３にて比較する。そして、マイコン４は、両者を一致させるように電力変換部３００を制御すべく、制御値を比較器１０に出力する。これにより、電力変換部３００は、出力電流が一定の電流指令値となるように定電流制御される。

なお、図示していないが、マイコン４は、電源測定回路１５で得られた電源電圧を平均化する機能を有する。また、マイコン４は、電源生成部１６から動作電圧を供給されることで動作する。電源生成部１６は、バッテリに接続され、バッテリの供給する直流電圧からマイコン４の動作電圧を生成する。

以下、マイコン４の点灯制御のフローについて図３を用いて説明する。先ず、マイコン４は、電源が投入されてＲＥＳＥＴ入力が解除されると（Ｆ０１）、使用する変数・フラグ等の初期化処理を実行する（Ｆ０２）。次に、マイコン４は、ロービームスイッチ５０１がオンであるか否かを判断し（Ｆ０３）、オンであると判断すると、負荷２を点灯させるループ（Ｆ０４以降）へ移行する。

マイコン４は、負荷２を点灯させる場合、Ａ／Ｄ変換により電源電圧を読み込み（Ｆ０４）、過去に読み込んだ測定値と合わせて電源電圧の平均化を実行する（Ｆ０５）。一例として、マイコン４は、測定値を最新の測定値から３値分記憶しておき（読込時に更新）、次の最新の測定値を読み込んだときに最新の測定値と上記３値とを足し合わせ、４で除算することで平均化を実行する。

次に、マイコン４は、Ａ／Ｄ変換により電力変換部３００の出力電圧を読み込み（Ｆ０６）、過去に読み込んだ測定値と合わせて出力電圧の平均化を実行する（Ｆ０７）。そして、マイコン４は、内部のＲＯＭ（図示せず）に記憶されている電流指令値を読み出し、電源電圧の平均値に基づく値となるように、電流指令値を補正する（Ｆ０８）。更に、マイコン４は、Ａ／Ｄ変換により電力変換部３００の出力電流を読み込み（Ｆ０９）、過去に読み込んだ測定値と合わせて出力電流の平均化を実行する（Ｆ１０）。

そして、マイコン４は、補正した電流指令値と出力電流の平均値とを比較し（Ｆ１１）、比較結果に基づいて制御値を変更する（Ｆ１２）。その後、マイコン４は、負荷２の異常や、電源の異常を判断するといったその他の制御を実行する（Ｆ１３）。

負荷２を上記の点灯制御により点灯させた場合の、スイッチング素子Ｑ１００のドレイン電圧、ピーク検出回路１２の出力電圧、トランスＴ１００の２次電流、スイッチング素子Ｑ１００のスイッチングの各波形を図４（ａ）に示す。また、スイッチング素子Ｑ１００のドレイン電圧の波形の一部を拡大した図を図４（ｂ）に示す。

スイッチング素子Ｑ１００がオン状態にある期間では、ドレイン−ソース間にはドレイン電流とオン抵抗を掛け合わせたドレイン電圧が発生する。この期間では、ドレイン電流は増加し続けるため、ドレイン電圧も図４（ｂ）に示すように増加し続ける。そして、スイッチング素子Ｑ１００のドレイン電圧が制御値に達すると、スイッチング素子Ｑ１００がオフに切り替わる。このとき、スイッチング素子Ｑ１００のドレイン電圧は、Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ／ｎまで上昇する。なお、「Ｖｉｎ」は電力変換部３００の入力電圧、「Ｖｏｕｔ」は電力変換部３００の出力電圧、「１／ｎ」はトランスＴ１００の巻数比を表す。

一方、スイッチング素子Ｑ１００がオフ状態にある期間では、ダイオードＤ１００を介して２次電流が吐き出される。そして、２次電流の吐き出しが完了する（電流が零に達する）と、スイッチング素子Ｑ１００のドレイン電圧はＶｉｎ＋Ｖｏｕｔ／ｎからＶｉｎへと低下する。このドレイン電圧の低下をピーク検出回路１２で検出し、検出したタイミングでスイッチング素子Ｑ１００がオンに切り替わる。以上の動作を繰り返すことで、従来の点灯装置１００では、電力変換部３００を電流臨界モードで制御していた。

ここで、発明が解決しようとする課題でも述べたように、近年、ＬＥＤ２０の高効率化や大電流化に伴って、点灯時の電力変換部３００の出力電圧が低下する傾向にある。例えば、負荷２が前照灯のロービームであれば、順方向電圧が２〜４Ｖ程度（定格電流が１〜１．５Ａ）のＬＥＤチップを複数個用いることが主流である。そして、負荷２を構成するＬＥＤ２０の一部が故障して１個のＬＥＤ２０のみを点灯させる状態になる場合を考慮して、電力変換部３００の出力電圧も数Ｖ程度になることを考慮する必要がある。

また、回路の損失を小さくするためには、スイッチング素子Ｑ１００はオン抵抗が極力小さいものを選定するのが一般的である。例えば、負荷２が前照灯のロービームであれば、ドレイン−ソース間の最大定格電圧が３０〜６０Ｖ程度の素子を選定するのが一般的であり、そのオン抵抗は数ｍΩ〜１０ｍΩ程度である。

このように、電力変換部３００の出力電圧が低く、且つオン抵抗の小さいスイッチング素子Ｑ１００を用いた場合、図４（ｃ）に示すように、１次電流に比例するスイッチング素子Ｑ１００のドレイン電圧の変動幅が小さくなる。すると、マイコン４での制御値も低く設定しなければならず、１次電流の測定の分解能が小さくなることから、スイッチング素子Ｑ１００をオフに切り替えるタイミングを正確に検出することができなくなる。この場合、電力変換部３００の出力電流を安定して制御できなくなる虞がある。

以下、上記の課題を解決する本発明の実施形態１に係る点灯装置１について図面を用いて説明する。なお、従来の点灯装置１００と共通する構成については同じ番号を付して説明を省略する。また、本実施形態の点灯装置１におけるマイコン４の点灯制御のフローは、従来の点灯装置１００におけるマイコン４の点灯制御のフローと同じであるので、説明を省略する。更に、図１（ａ）では、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、電圧測定回路１３、電流測定回路１４、電源測定回路１５の図示を省略している。更に、図１（ａ）では、マイコン４における第１平均化部４０、第２平均化部４１、電流指令部４２、比較演算部４３の図示を省略している。

本実施形態の点灯装置１は、図１（ａ）に示すように、電力変換部３００の代わりに電力変換部３を設けている。電力変換部３と負荷２との間には、ノイズフィルタ用の１対のコイルＬ１，Ｌ２を設けている。また、本実施形態の点灯装置１では、微分回路１２０を構成するコンデンサＣ４及び抵抗Ｒ６の直列回路と、ダイオードＤ２〜Ｄ４及び抵抗Ｒ７とでピーク検出回路１２を構成している。更に、本実施形態の点灯装置１では、ＲＳフリップフロップ回路１１と比較器１０との間、及びＲＳフリップフロップ回路１１とピーク検出回路１２との間にそれぞれエッジ検出回路１７，１８を設けている。

なお、本実施形態の点灯装置１では、比較器１０と、ＲＳフリップフロップ回路１１と、ピーク検出回路１２と、エッジ検出回路１７，１８と、マイコン４とで「制御部」を構成している。そして、制御部は、スイッチング素子Ｑ１に生じる電圧（ここでは、ドレイン電圧）の変化に基づいてスイッチング素子Ｑ１をオンに切り替えるタイミングを検出し、電力変換部３を電流臨界モードで制御する。

電力変換部３は、単巻トランス（オートトランス）から成るトランスＴ１と、トランスＴ１の１次巻線Ｔ１１に直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１と、トランスＴ１の２次巻線Ｔ１２にダイオードＤ１を介して接続されたコンデンサＣ２とを備える。スイッチング素子Ｑ１は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成される。トランスＴ１の１次巻線Ｔ１１及びスイッチング素子Ｑ１の直列回路には、平滑用のコンデンサＣ１を介してバッテリが接続される。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフを切り替えることで、トランスＴ１の２次巻線Ｔ１２からダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２に電流が流れ、コンデンサＣ２の両端間に直流電圧が発生する。すなわち、コンデンサＣ２（出力用コンデンサ）は、その両端間に発生する直流電圧を負荷２に印加することで、負荷２に電力を供給する。

電力変換部３には、トランスＴ１の１次巻線Ｔ１１を流れる１次電流を測定するための１次電流測定部３０を設けている。１次電流測定部３０は、トランスＴ１を構成する磁性体（図示せず）に巻き回された３次巻線Ｔ１３を備える。３次巻線Ｔ１３の一端は、ＧＮＤ電位に接続されて接地されている。また、３次巻線Ｔ１３の他端には、抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ３の直列回路を接続している。この抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３との接続点には、例えば５Ｖの制御電源から抵抗Ｒ４を介して直流電圧を供給する。本実施形態の点灯装置１では、制御電源は電源生成部１６で構成する。

ピーク検出回路１２は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧の立ち下がりを検出する。微分回路１２０は、スイッチング素子Ｑ１のドレインと、ダイオードＤ２，Ｄ３及び抵抗Ｒ７の直列回路との間に設けられている。ダイオードＤ３のアノードには、抵抗Ｒ７を介してマイコン４から直流電圧が供給される。この直流電圧は、スイッチング素子Ｑ１がオフのときにマイコン４から供給し、スイッチング素子Ｑ１がオンに切り替わると供給を停止する。

ダイオードＤ２のアノードと、ダイオードＤ３のカソードとの接続点は、エッジ検出回路１８と、ダイオードＤ４のアノードと、ダイオードＤ５のカソードとにそれぞれ接続されている。ダイオードＤ４及びダイオードＤ５の直列回路は、電源生成部１６とＧＮＤ電位との間に設けられており、ピーク検出回路１２の出力電圧を０Ｖから電源生成部１６の出力電圧（ここでは、５Ｖ）の間に制限する。

以下、ピーク検出回路１２の動作について簡単に説明する。スイッチング素子Ｑ１がオフ状態のとき、トランスＴ１の２次巻線Ｔ１２を流れる２次電流の吐き出しが完了するまでは、マイコン４から供給される直流電圧がピーク検出回路１２の出力電圧となる。その後、２次電流の吐き出しが完了してスイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧が低下すると、マイコン４から供給される直流電圧は、ダイオードＤ２を介して引き抜かれる。これにより、ピーク検出回路１２の出力電圧が立ち下がる。

エッジ検出回路１７は、比較器１０の出力電圧の立ち上がりエッジを検出する。また、エッジ検出回路１８は、ピーク検出回路１２の出力電圧の立ち下がりエッジを検出する。

ここで、１次電流測定部３０のコンデンサＣ３は、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のときに充電され、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態のときに放電される。そして、１次電流測定部３０の出力電圧は、図１（ｂ）に示すように、コンデンサＣ３の充放電により変動する電圧に、制御電源（電源生成部１６）の直流電圧を抵抗Ｒ４，Ｒ５で分圧したオフセット電圧Ｖ１を重畳したものとなる。

すなわち、本実施形態の点灯装置１では、トランスＴ１の１次巻線Ｔ１１を流れる１次電流を、コンデンサＣ３の充電電圧で模擬することにより、電力変換部３のトランスＴ１の２次側で１次電流を測定している。なお、１次電流測定部３０の出力電圧の振れ幅は、３次巻線Ｔ１３の巻数や、抵抗Ｒ５の抵抗値、コンデンサＣ３の容量値を変更することで調整することができる。３次巻線Ｔ１３は、高耐圧の部品を選定することによる回路の大型化を避けるために、１次電流の測定に必要な電圧を確保できる最低限の巻数にするのが望ましい。また、抵抗Ｒ４，Ｒ５の抵抗値を変更することで、オフセット電圧Ｖ１を調整することができる。なお、本実施形態の点灯装置１では、３次巻線Ｔ１３の一端をＧＮＤ電位に接続して接地することで、１次電流をより安定した形で測定できるようにしている。

上述のように、本実施形態の点灯装置１では、１次電流測定部３０により、３次巻線Ｔ１３に生じる電圧に基づいて１次電流を模擬して測定している。このため、本実施形態の点灯装置１では、スイッチング素子Ｑ１のオン期間でのドレイン電圧の変動量に依らず、１次電流を模擬した３次巻線Ｔ１３に生じる電圧の測定範囲を任意に設定することができる。したがって、本実施形態の点灯装置１では、従来の点灯装置１００と比較して、１次電流の測定の分解能を上げることができ、スイッチング素子Ｑ１をオフに切り替えるタイミングをより精度良く検出することができる。その結果、本実施形態の点灯装置１では、電力変換部３の出力電圧が低い場合にも出力電流を安定して制御することができる。

また、本実施形態の点灯装置１は、従来の点灯装置１００と比較して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間でのドレイン電圧の変動量が小さい場合でも、１次電流の測定に必要な分解能を確保することができる。このため、本実施形態の点灯装置１では、オン抵抗の小さいスイッチング素子Ｑ１を採用することができ、回路の損失を低減することができる。

なお、トランスＴ１に３次巻線Ｔ１３を設ければ１次電流測定部３０を実現することができるので、電力変換部３の構成は本実施形態の点灯装置１の構成に限定されず、他のＤＣ／ＤＣコンバータの構成でも適用が可能である。

（実施形態２）
以下、本発明の実施形態２に係る点灯装置１について図面を用いて説明する。なお、本実施形態の点灯装置１の基本的な構成は実施形態１の点灯装置１と同じであるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態の点灯装置１は、図５に示すように、電力変換部３のトランスＴ１を、１次巻線Ｔ１１と２次巻線Ｔ１２とで互いに絶縁された複巻トランスで構成している。また、本実施形態の点灯装置１では、トランスＴ１の２次巻線Ｔ１２を実施形態とは逆向きに巻いている。したがって、電力変換部３の出力電圧の極性が反転しているので、負荷２の各ＬＥＤ２０を実施形態１とは逆向きに接続している。

また、本実施形態の点灯装置１では、２次巻線Ｔ１２の一部を３次巻線Ｔ１３として兼用しており、２次巻線Ｔ１２と３次巻線Ｔ１３との間にダイオードＤ１を設けている。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１のオン時に２次巻線Ｔ１２及び３次巻線Ｔ１３を流れる電流を阻止する向きに接続されている。３次巻線Ｔ１３の一端は、ＧＮＤ電位に接続されて接地されている。また、３次巻線Ｔ１３の他端には、抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ３の直列回路を接続している。この抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３との接続点には、制御電源（電源生成部１６）から抵抗Ｒ４を介して直流電圧を供給する。

本実施形態１の点灯装置１は、実施形態１の点灯装置１と同様の効果を奏することができる。ここで、本実施形態の点灯装置１では、上述のように、２次巻線Ｔ１２の一部を３次巻線Ｔ１３として兼用している。したがって、本実施形態の点灯装置１では、実施形態１の点灯装置１のように３次巻線Ｔ１３を別途設ける場合と比較して、トランスＴ１の小型化を図ることができる。

なお、本実施形態の点灯装置１は、ＬＥＤ２０で構成される負荷２を点灯するものであるが、例えばＨＩＤランプで構成される負荷２を点灯するために用いてもよい。この場合でも、本実施形態の点灯装置１は、上記と同様の効果を奏することができる。

（実施形態３）
以下、本発明の実施形態３に係る点灯装置１について図面を用いて説明する。なお、本実施形態の点灯装置１の基本的な構成は実施形態２の点灯装置１と同じであるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態の点灯装置１は、図６（ａ）に示すように、ダイオードＤ１のアノードに微分回路１２０を接続している。すなわち、本実施形態の点灯装置１では、ピーク検出回路１２は、図６（ｂ）に示すように、ダイオードＤ１のアノード電圧の立ち下がりを検出する。すなわち、ピーク検出回路（制御部）１２は、ダイオードＤ１のアノード電圧の変化に基づいてスイッチング素子Ｑ１をオンに切り替えるタイミングを検出する。

以下、ピーク検出回路１２の動作について簡単に説明する。スイッチング素子Ｑ１がオフ状態のとき、トランスＴ１の２次巻線Ｔ１２及び３次巻線Ｔ１３を流れる２次電流の吐き出しが完了するまでは、マイコン４から供給される直流電圧がピーク検出回路１２の出力電圧となる。その後、２次電流の吐き出しが完了してダイオードＤ１のアノード電圧が低下すると、マイコン４から供給される直流電圧は、ダイオードＤ２を介して引き抜かれる。これにより、ピーク検出回路１２の出力電圧が立ち下がる。

ここで、従来の点灯装置１００では、電力変換部３００の出力電圧が低い場合、図４（ｄ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１００のドレイン電圧の立ち下がりの減少幅が小さくなる。このため、従来の点灯装置１００では、スイッチング素子Ｑ１００のドレイン電圧が低下するタイミングをピーク検出回路１２で正確に検出することができない虞があった。すなわち、従来の点灯装置１００では、ピーク検出回路１２によりスイッチング素子Ｑ１００を所望のタイミングでオンに切り替え難く、電力変換部３００を電流臨界モードで制御できなくなる虞があった。

これに対して、本実施形態の点灯装置１では、上述のように、ピーク検出回路１２は、ダイオードＤ１のアノード電圧の立ち下がりを検出している。このため、本実施形態の点灯装置１では、従来の点灯装置１００と比較して、電力変換部３の出力電圧が低い場合にも、ピーク検出回路１２に入力される電圧の変動幅が大きくなる。したがって、本実施形態の点灯装置１では、スイッチング素子Ｑ１を所望のタイミングでオンに切り替え易く、電力変換部３を安定した電流臨界モードで制御することができる。

なお、３次巻線Ｔ１３の巻数を適宜設定することにより、ダイオードＤ１のアノード電圧の変動幅を、電力変換部３の出力電圧とほぼ同じ程度にすることが可能である。

また、本実施形態の点灯装置１では、図６（ｂ）に示すように、マイコン４からピーク検出回路１２に直流電圧を供給するタイミングを、スイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わるタイミングからｔ１だけ遅らせている。これにより、スイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わる際に、ダイオードＤ１のアノード電圧に生じるリンギング現象によるピーク検出回路１２の誤動作を防止している。

ここで、本実施形態の点灯装置１は、図７に示すように、３次巻線Ｔ１３とコンデンサＣ２（出力用コンデンサ）との接続点を、抵抗Ｒ８を介して接地する構成でもよい。この構成では、バッテリの電源電圧や負荷２の変動で電力変換部３の出力電流が急激に低下した場合、これに伴って抵抗Ｒ８の両端電圧も低下する。その結果、１次電流測定部３０の出力電圧が低下するため、１次電流測定部３０の出力電圧が制御値に達するまでの時間、すなわちスイッチング素子Ｑ１のオン期間を長くすることができる。

電力変換部３の出力電流が急激に低下した場合、出力電流の低下をマイコン４で検出して、制御値を上昇させる制御も可能であるが、この場合、制御の遅れ時間が不可避である。このため、制御の遅れによっては電力変換部３の出力電流の変動を助長し、結果的に負荷２のちらつきが発生する虞がある。

これに対して、図７に示す構成では、電力変換部３の出力電流の急変時に、マイコン４を介さずに瞬間的に１次電流測定部３０の出力電圧を低下させることで、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を長くすることができる。したがって、この構成では、バッテリの電源電圧や負荷２の急変時における負荷２のちらつきを抑制することができる。

以下、本発明の実施形態に係る前照灯装置４００について図面を用いて説明する。本実施形態の前照灯装置４００は、図８に示すように、上記何れかの実施形態の点灯装置１と、複数のＬＥＤ２０から成る負荷２と、負荷２を収納するハウジング４０１とを備える。各ＬＥＤ２０は、それぞれ灯体４１０に取り付けられる。各灯体４１０には、レンズ４１１と、反射板４１２を設けている。また、一部の灯体４１０には、レンズ４１１のみを設けている。

以下、本発明の実施形態に係る車両５００について図面を用いて説明する。本実施形態の車両５００は、図９に示すように、１対の前照灯装置４００を搭載している。各前照灯装置４００の点灯装置１は、車内の運転席に設けられたロービームスイッチ５０１に接続されている。したがって、ロービームスイッチ５０１をオンに切り替えれば、ロービーム（各前照灯装置４００の負荷２）が点灯する。

１ 点灯装置
１０ 比較器（制御部）
１１ ＲＳフリップフロップ回路（制御部）
１２ ピーク検出回路（制御部）
１７，１８ エッジ検出回路（制御部）
２ 負荷
２０ 発光ダイオード（発光素子）
３ 電力変換部
３０ １次電流測定部
４ マイコン（制御部）
Ｔ１ トランス
Ｔ１１ １次巻線
Ｔ１２ ２次巻線
Ｔ１３ ３次巻線

Claims (8)

1. 直流電源から入力される電源電圧を変換し、単数または複数の発光素子から成る負荷に出力する電力変換部と、前記電力変換部の出力を制御する制御部とを備え、
   前記電力変換部は、入力側の１次巻線及び出力側の２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続されて前記制御部によりオン／オフを制御されるスイッチング素子とを有し、
   前記トランスは、出力側に前記２次巻線とは異なる３次巻線を有し、
   前記制御部は、前記３次巻線に生じる電圧に基づいて前記１次巻線を流れる１次電流を模擬して測定し、且つ前記１次電流に基づいて前記スイッチング素子をオフに切り替えるタイミングを検出することを特徴とする点灯装置。
2. 前記制御部に動作電圧を供給する制御電源を有し、
   前記電力変換部は、前記３次巻線に生じる電圧により充放電し、且つ前記制御電源から供給されるオフセット電圧が重畳されるコンデンサを有し、
   前記制御部は、前記コンデンサの充電電圧を前記１次電流に模擬して測定することを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
3. 前記トランスは、単巻トランスで構成され、
   前記１次巻線と前記２次巻線との接続点に前記スイッチング素子を接続し、
   前記制御部は、前記スイッチング素子に生じる電圧の変化に基づいて前記スイッチング素子をオンに切り替えるタイミングを検出し、前記電力変換部を電流臨界モードで制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の点灯装置。
4. 前記電力変換部は、前記２次巻線に直列に接続されるダイオードを有し、
   前記制御部は、前記ダイオードの一端に生じる電圧の変化に基づいて前記スイッチング素子をオンに切り替えるタイミングを検出し、前記電力変換部を電流臨界モードで制御することを特徴とする請求項１又は２記載の点灯装置。
5. 前記電力変換部は、前記２次巻線と前記３次巻線との間に前記ダイオードを接続して構成され、
   前記ダイオードは、前記スイッチング素子のオン時に前記２次巻線及び前記３次巻線を流れる電流を阻止する向きに接続され、
   前記制御部は、前記ダイオードのアノード電圧の変化に基づいて前記スイッチング素子をオンに切り替えるタイミングを検出することを特徴とする請求項４記載の点灯装置。
6. 前記電力変換部は前記負荷に電力を供給するための出力用コンデンサを有し、
   前記３次巻線と前記出力用コンデンサとの接続点を、抵抗を介して接地することを特徴とする請求項５記載の点灯装置。
7. 請求項１乃至６の何れか１項に記載の前記点灯装置と、前記負荷と、前記負荷を収納するハウジングとを備えることを特徴とする前照灯装置。
8. 請求項７記載の前記前照灯装置を搭載することを特徴とする車両。

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