JP5456094B2

JP5456094B2 - 受信光信号のクロスポイント検出回路およびそれを用いた光受信装置

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Publication number: JP5456094B2
Application number: JP2012102398A
Authority: JP
Inventors: 一茂米永; 和宣鈴木; 貴司山本; 神田　　淳; 誠中村; 正俊十林; 雅広遠藤
Original assignee: NTT Electronics Corp; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Electronics Corp; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2012-04-27
Filing date: 2012-04-27
Publication date: 2014-03-26
Anticipated expiration: 2028-04-17
Also published as: JP2012178858A

Description

本発明は、受信光信号のクロスポイント検出回路およびそれを用いた光受信装置に関する。ここで、クロスポイントとは、信号識別時点の波形を重ねたアイパターンを形成する、光信号の立ち上がりと立ち下がりとの交点をいう。

これまで光ファイバ伝送は時分割多重による高速化が図られてきたが、光ファイバの波長分散等により伝送距離が制限されるという問題が顕在化してきている。この問題を解決する1つの手段として分散補償ファイバなどの分散補償デバイスを用いることが考えられるが、装置サイズ・装置コスト・付加的な損失の観点からできれば使用を回避することが望ましい。その１つの解決策として光デュオバイナリ伝送方式が提案されており、その効果は広く実証されているところである（例えば、非特許文献１参照）。

光デュオバイナリ信号の波長分散耐力性能を向上する手法として電気的波形等化回路を併用する方式が提案されている（例えば、非特許文献２参照）。電気的波形等化回路を用いる光受信装置の構成例を図２５に示す。受信した光信号はアバランシェ・フォトダイオード（ＡＰＤ）１で光電流信号に変換される。光電流信号はＡＰＤｌの後段に接続されたトランスインピーダンス型増幅器（ＴＩＡ）２に入力されて電圧信号に変換される。この電圧信号はＡＣ結合回路４−１でＤＣ（直流）成分を遮断され、電気的波形等化回路（ＥＱ）５に入力されて波形整形される。

波形整形された電気信号は、後段のＡＣ結合回路４−２を通った後、クロック・データ再生回路（ＣＤＲ）６で識別再生され、復調データ信号として出力される。ここでは電気的波形等化回路５のタップ係数は、タップ電圧制御回路５０によって制御される。このとき、タップ電圧制御回路５０が制御するタップ係数は、外部からの制御信号で制御するか、初期設定された後は半固定で使用される。

一方、変動する伝送路特性を検出するための波形モニタ回路が提案されている（例えば、非特許文献３参照）。その波形モニタ回路の構成例を図２６に示す。受信した光信号はフォトディテクタ（ＰＤ）６０で電気信号（Ｄ_in）に変換され、Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）６１で非同期クロックでサンプリングされる。ＤＦＦ６１の出力（Ｄ_out）は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６３で平滑化されてアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）６４でディジタル信号に変換されてパーソナル・コンピュータ（ＰＣ）６６に入力される。ＰＣ６６では、ディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）６５を介してＤＦＦ６１にリファレンス電圧（Ｖ_ref）を与えると共に、入力されたデータからヒストグラムを計算して波形品質をモニタする。

K.Yonenaga and S.Kuwano，"Dispersion-tolerant optical transmission system using duobinarytransmitter and binary receiver"，IEEE J.LightwaveTechnol.,Vol.15,No.18,pp．1530-1537，1997． C.Xia and W.RosenKranz,"Performance Enhancement for Duobinary Modulation Through NonlinearElectrical Equalization",ECOC2005,PaperTu4.2.3,Glasgow,UK,2005． N.Kikuchi,S.Hayase,K.Sekine andS.Sasaki,"performance of ChromaticDispersion Monitoring Using Statistical Moments of Asynchronously Sampled Waveform Histograms",IEEE Photonics TechnologyLetters,Vol.17,No.5,pp.1103-1105,2005.

しかしながら、電気的波形等化回路のタップ係数を半固定で使用する場合は、信号経路が切り替わり伝送路の波長分散が変化する場合などに対応することが困難であった。また、電気的波形等化回路のタップ係数を外部から制御する場合は、設定値を決めるために別の手段で伝送路の波長分散などの情報を取得する必要があり、システムの簡素化・小型化・低コスト化が困難であった。

また、サンプリングとＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換によるヒストグラム計算を用いた波形モニタを用いる場合は、高速クロック源、高速ＤＦＦ、高速演算回路が必要となり、システムの簡素化・小型化・低コスト化が困難であった。

本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、主に光伝送路の波長分散による受信光信号のクロスポイントの変化を簡易に検出できるクロスポイント検出回路と、このクロスポイント検出回路で検出されたクロスポイント値に基づき、電気的波形等化回路もしくは光学的波形分散補償手段を最適にしかも簡易に制御する光受信装置とを提供することにある。

本発明は、受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、この光電変換手段から出力された電気信号のＤＣ成分を遮断するＡＣ結合手段と、このＡＣ結合手段から出力される電気信号にバイアス電圧を重畳するバイアス電圧重畳手段と、上記バイアス電圧重畳手段の出力信号の利得を制御する自動利得制御回路と、上記自動利得制御回路のＤＣ結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、上記平均電圧検出手段の出力値を出力する出力端子とを備えることを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路である。

あるいは、本発明は、受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、上記受信光信号の平均パワーを検出する光平均パワー検出手段と、上記光電変換手段から出力される電気信号のＤＣ成分を遮断するＡＣ結合手段と、このＡＣ結合手段から出力される電気信号にバイアス電圧を重畳するバイアス電圧重畳手段と、このバイアス電圧重畳手段の出力信号の利得を制御する自動利得制御回路と、この自動利得制御回路のＤＣ結合された出力信号の平均電圧を検出する平均電圧検出手段と、上記光平均パワー検出手段により検出された光平均パワーと上記平均電圧検出手段により検出された平均電圧とを入力する演算手段と、この演算手段の出力値を出力する出力端子とを備え、上記演算手段は上記平均電圧に比例した値を上記光平均パワーによって補正することを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路である。

あるいは、本発明は、受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、この光電変換手段から出力された電気信号のＤＣ成分を遮断するＡＣ結合手段と、このＡＣ結合手段の出力信号の利得を制御する自動利得制御回路と、この自動利得制御回路のＤＣ結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、この平均電圧検出手段の出力値を出力する出力端子とを備え、上記自動利得制御回路の入力振幅と出力振幅との関係が非線形であることを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路である。

あるいは、本発明は、受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、上記受信光信号の平均パワーを検出する光平均パワー検出手段と、上記光電変換手段から出力された電気信号のＤＣ成分を遮断するＡＣ結合手段と、このＡＣ結合手段の出力信号の利得を制御する、非線形な入出力振幅特性を持つ自動利得制御回路と、上記自動利得制御回路のＤＣ結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、上記光平均パワー検出手段により検出された光平均パワーと上記平均電圧検出手段により検出された平均電圧とを入力とする演算手段と、この演算手段の出力値を出力する出力端子とを備え、上記演算手段は、上記平均電圧に比例した値を上記光平均パワーによって補正することを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路である。

あるいは、本発明は、受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、この光電変換手段から出力された電気信号のＤＣ成分を遮断するＡＣ結合手段と、このＡＣ結合手段から出力される電気信号を増幅するリミッタ増幅回路と、このリミッタ増幅回路のＤＣ結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、この平均電圧検出手段の出力値を出力する出力端子とを備えることを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路である。

また、本発明を光受信装置としての観点から観ると、本発明は、本発明の受信光信号のクロスポイント検出回路と、前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、この電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段とを備え、前記クロスポイント検出回路を構成する前記自動利得制御回路の出力信号を少なくとも２つに分岐し、その１つを前記電気的波形等化手段への入力とし、前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気的波形等化手段の等化特性を最適制御することを特徴とする光受信装置である。

あるいは、本発明は、本発明の受信光信号のクロスポイント検出回路と、前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、前記電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段とを備え、前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気的波形等化手段の等化特性を最適制御することを特徴とする光受信装置である。

あるいは、本発明は、本発明の受信光信号のクロスポイント検出回路と、前記光電変換手段に入力される受信光信号に波長分散を与える光学的波長分散補償手段と、前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、前記電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段とを備え、前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記光学的波長分散補償手段の波長分散値および電気的波形等化手段の等化特性の少なくとも一方を最適制御することを特徴とする光受信装置である。

例えば、前記電気的波形等化手段が、フィード・フォワード・イコライザ（ＦＦＥ）、または、ディシジョン・フィードバック・イコライザ（ＤＦＥ）、または、ＦＦＥ＋ＤＦＥであり、前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記ＦＦＥ、または、ＤＦＥ、または、ＦＦＥ＋ＤＦＥのタップ係数を最適制御することを特徴とする。または、前記電気的波形等化手段が、入力信号波形を等化する波形等化モードと、入力信号波形をそのまま通過させるスルーモードとを備え、前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気信号等化手段の前記波形等化モードと前記スルーモードとを切替えることができる。

あるいは、本発明は、本発明の受信光信号のクロスポイント検出回路と、前記光電変換手段に入力される受信光信号に波長分散を与える光学的波長分散補償手段と、前記光電変換手段から出力される電気信号を識別再生する識別再生手段とを備え、前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記光学的波長分散補償手段の波長分散値を最適制御することを特徴とする光受信装置である。

本発明によれば、主に光伝送路の受信光信号のクロスポイント検出を簡易に実現でき、それによって光伝送路の状態に最適に対応できる光受信装置を簡易に提供することが可能になる。

本発明の光受信装置の第一の実施形態の構成例を示す図である。フィード・フォワード・イコライザの構成例を示す図である。ディシジョン・フィードバック・イコライザの構成例を示す図である。フィード・フォワード・イコライザとディシジョン・フィードバック・イコライザとの組み合わせ構成例を示す図である。スルーモードを持つフィード・フォワード・イコライザの構成例を示す図である。光デュオバイナリ信号波形を示す図である。本発明のクロスポイント検出回路の第一の実施形態の構成例を示す図である。本発明のクロスポイント検出回路の第一の実施形態の動作を示す図である。入力信号振幅が変化した場合の本発明のクロスポイント検出回路の第一の実施形態の動作を示す図である。本発明のクロスポイント検出回路の第二の実施形態の構成例を示す図である。本発明の光受信装置の第二の実施形態の構成例を示す図である。本発明のクロスポイント検出回路の第三の実施形態の構成例を示す図である。本発明のクロスポイント検出回路の第四の実施形態の動作を示す図である。本発明のクロスポイント検出回路の第四の実施形態の動作を示す図である。本発明のクロスポイント検出回路の第三の実施形態の構成例の光デュオバイナリ信号を入力した場合の波長分散（横軸）とクロスポイント検出電圧（縦軸）との関係の実測値をプロットした図である。本発明のクロスポイント検出回路の第五の実施形態の構成例を示す図である。本発明のクロスポイント検出回路の第一〜第五の実施形態の異なる原理による動作を示す図である。本発明のクロスポイント検出回路の第六の実施形態の構成例を示す図である。本発明のクロスポイント検出回路の第六の実施形態の動作を示す図である。本発明のクロスポイント検出回路の第七の実施形態の構成例を示す図である。本発明のクロスポイント検出回路の第七の実施形態の動作を示す図である。本発明の光受信装置の第三の実施形態の構成例を示す図である。本発明の光受信装置の第四の実施形態の構成例を示す図である。本発明の光受信装置の第五の実施形態の構成例を示す図である。従来の電気的波形等化回路を用いた光受信装置の構成例を示す図である。従来の受信信号の波形モニタ回路の構成例を示す図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
（光受信装置の第一の実施形態）
本発明の第一の実施形態に係る光受信装置を図１を参照して説明する。図１は、第一の実施形態の光受信装置の構成例を示す図である。受信した光信号はアバランシェ・フォトダイオード（ＡＰＤ）１で光電流信号に変換される。光電流信号はＡＰＤｌの後段に接続されたトランスインピーダンス型増幅器（ＴＩＡ）２に入力され、電圧信号に変換される。ここまでは通常ＤＣ結合で接続される。

すなわち、光信号パワーがある瞬間に光電流が流れＴＩＡ出力電位がグランドレベルに対して発生し、光信号パワーがない瞬間には光電流が流れず、従って、ＴＩＡ出力電圧はグランドレベル（０Ｖ）となる。この電気信号はクロスポイント（ＸＰ）検出回路３−１に入力される。ＸＰ検出回路３−１は、この電気信号のクロスポイントを検出して対応する電圧を出力すると共に、この電気信号自体を主信号として出力する。

ＸＰ検出回路３−１は内部で、出力するこの主信号の振幅を後段に接続される電気的波形等化回路（ＥＱ）５の入力に適した値に調整してもよいし、調整しなくてもよい。調整しない場合は、電気的波形等化回路５内部に設けられた自動利得調整回路（ＡＧＣ）で最適な振幅に調整される。なお、ＸＰ検出回路３−１の出力は、ＡＣ結合回路４−１によりＤＣ成分が遮断される。

電気的波形等化回路５は、例えば、図２に示すようなフィード・フォワード・イコライザ（ＦＦＥ）や図３に示すようなディシジョン・フィードバック・イコライザ（ＤＦＥ）や図４に示すようなＦＦＥ＋ＤＦＥなどの回路で実現される。なお、図２〜図４において、“Ｄｅｌａｙ”は遅延回路、“ＣＤＲ”はクロック・データ再生回路、“×”は乗算器、“＋”は加算器である。これら電気的波形等化回路は、図２、図４に示すタップ係数（ｂ₀、ｃ₀、ｃ_ｌ、ｃ₂）を調整することによりその特性を調整することができる。また、電気的波形等化回路は波形等化を行わないスルーモードを持っているものでもよい。

図５にスルーモードを持っているＦＦＥ回路の例を示す。“Ｓｅｌｅｃｔｏｒ”は、選択回路であり、スルーモードと波形等化実施モードとを切り替えることができる。光伝送路の状態によっては波形等化を実施しない方が特性が良い場合が考えられるため、その場合にはスルーモードを使って電気的波形等化回路をスルーさせることが効果的である。例えば、タップ係数（ｃ₀、ｃ_ｌ、ｃ₂）のいずれか１つを“１”とし、残りを“０”とすることにより波形等化機能をＯＦＦにすることができるが、スルーモードを採用することにより電気的波形等化回路を通過する際の劣化を回避することができる。

ＸＰ検出回路３−１では信号波形のクロスポイント位置に対応した電圧値を検出し、最適制御回路８に入力する。最適制御回路８では、予め測定しておいた電気信号のクロスポイントの位置での最適なタップ係数に対応するタップ電圧を電気的波形等化回路５に与えるようにタップ電圧制御回路７に指示を出す。電気的波形等化回路５から出力された信号は、後段のＡＣ結合回路４−２を通った後、クロック・データ再生回路（ＣＤＲ）６で識別再生され、復調データ信号として出力される。

光受信波形のクロスポイントは、主に光伝送路の波長分散に依存する。特に、波長分散耐力の高い光デュオバイナリ信号では、その傾向が顕著に現れる。その様子を図６に示す。図６の横軸は時間であり、縦軸は波長分散の強度である。図６（ａ）は波長分散が０ｐｓ／ｎｍの場合である。図６（ｂ）は波長分散が８００ｐｓ／ｎｍの場合である。図６（ｃ）は波長分散が１５９０ｐｓ／ｎｍの場合である。図６（ｄ）は波長分散が２３６０ｐｓ／ｎｍの場合である。波長分散が小さいときはクロスポイントが５０％より上側にあり、波長分散が大きくなると徐々にクロスポイントが下がって行き、波長分散が２３６０ｐｓ／ｎｍのときにはクロスポイントがゼロレベル近傍まで下がることがわかる。
（クロスポイント検出回路の第一の実施形態）

本発明の第一の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図７を参照して説明する。図７は、第一の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成例では、ＤＣ結合された受信電気信号を２つに分岐し、その一方を電気的波形等化回路５に供給するために出力し、もう一方をＡＣ結合回路１０でＤＣ成分を遮断し、バイアス印加回路１１によりバイアス電圧Ｖ_biasを与える。バイアス電圧を与えられた電気信号は、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅回路１２に入力される。ＡＧＣ増幅回路１２では出力信号のピーク電圧が一定になるように利得が制御されて出力される。出力された信号は平均電圧検出手段１３で平均電圧を検出され、これがクロスポイントに対応した値となる。

その動作を図面を参照して詳細に説明する。図８はＡＧＣ増幅回路１２の入出力波形を模式的に描いたものである。図８（ａ）はクロスポイント値が５０％の場合（ＸＰ＝５０％）を示し、図８（ｂ）はクロスポイント値が５０％より小さい場合（ＸＰ＜５０％）を示す。それぞれ左側の波形がＡＧＣ増幅回路入力波形、右側がＡＧＣ増幅回路出力波形である。簡単のためクロスポイントが５０％のときのＡＧＣ増幅回路１２の利得を“１”としている。同じ平均受信信号パワーの場合には、クロスポイント値が小さくなるとＡＧＣ増幅回路１２の入力信号のピーク値が大きくなる。これは同じ平均パワーのＲＺ（Return to Zero）信号はＮＲＺ（Non Return to Zero）信号に対して高いピークパワーを持つことと同様に理解することができる。

ＡＧＣ増幅回路１２では出力波形のピーク電圧を一定に保つように帰還制御がかかるので、クロスポイント値が小さい場合、すなわち、ＡＧＣ増幅回路入力信号波形のピーク値が高い場合には、ＡＧＣ増幅回路１２の利得は小さくなる。このときＡＧＣ増幅回路１２の入力信号に与えたバイアス電圧Ｖ_biasも信号と同時に増幅されるため、利得の変化の影響を受ける。利得Ｇ＝１のときの出力ＤＣレベルをＶ_dc、利得Ｇ＜1のときの出力ＤＣレベルをＶ_dc’とすると、Ｖ_dc＞Ｖ_dc’
となる。従って、ＡＧＣ増幅回路１２の出力信号の平均電圧を検出することにより、クロスポイント値に対応する電圧を検出することができる。本実施形態の場合は、クロスポイント値が小さくなると検出される電圧は小さくなる。

しかし、クロスポイント値として検出される値は、ＡＧＣ増幅回路１２への入力信号のレベルが変化するとクロスポイントが変わらなくても変化してしまう。その様子を図９に模式的に示す。図９（ａ）はＡＧＣ増幅回路入力信号の振幅が小さい場合を示し、図９（ｂ）はＡＧＣ増幅回路入力信号の振幅が大きい場合を示す。それぞれ左側の波形がＡＧＣ増幅回路入力波形であり、右側がＡＧＣ増幅回路出力波形である。簡単のためＡＧＣ増幅回路入力信号の振幅が小さい場合のＡＧＣ増幅回路１２の利得を“１”としている。クロスポイントが５０％で変わらなくても、ＡＧＣ増幅回路１２の入力信号の振幅が変化すると、クロスポイント値として検出される電圧値が変化することが分かる（Ｖ_dc＞Ｖ_dc’）。この問題を解決するための方法を以下にクロスポイント検出回路の第二の実施形態とし
て説明する。
（クロスポイント検出回路の第二の実施形態）

本発明の第二の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図１０を参照して説明する。図１０は、第二の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成例では、前述のＡＧＣ増幅回路入力信号振幅依存性の問題を解決し、受信信号レベルの広いダイナミックレンジで動作するクロスポイント検出回路を提供することができる。

本構成例が図７の構成例と異なるところは、受信電気信号をいったん２つに分岐した後、ＡＣ結合回路１０に入力する前に再び分岐し、分岐した信号の平均電圧（Ｖ_ave）を平均電圧検出回路１４で検出し、演算回路１５において、平均電圧（Ｖ_ave）とＡＧＣ増幅回路出力のＤＣレベルに相当する電圧値（Ｖ_dc）との積を求めてクロスポイント値として出力するところである。受信光信号のパワーが増加してＡＧＣ増幅回路１２の入力信号の振幅が増加するとＡＧＣ増幅回路１２の利得が逆比例して小さくなるため、ＡＧＣ増幅回路１２の入力信号の振幅に相当する電圧値（Ｖ_ave）でＡＧＣ増幅回路出力のＤＣレベル
（Ｖ_dc）を補正することにより、ＡＧＣ増幅回路１２の入力信号の振幅依存性を解消することができる。
（光受信装置の第二の実施形態）

本発明の第二の実施形態に係る光受信装置を図１１を参照して説明する。図１１は、第二の実施形態の光受信装置の構成例を示す図である。本構成例が図１に示す構成例と異なるところは、ＡＰＤｌに流れる平均光電流をＸＰ検出回路３−２に入力している点である。ＸＰ検出回路３−２では、この平均光電流を用いてクロスポイント値の補正を行う。
（クロスポイント検出回路の第三の実施形態）

本発明の第三の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図１２を参照して説明する。図１２は、第三の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成例が図１０の構成例と異なるところは、受信電気信号を分岐し、その平均電圧を平均電圧検出回路で検出するのではなく、ＡＰＤｌからの平均光電流を平均光電流検出回路１６で直接検出するところである。ただし、平均光電流検出回路１６の出力は電圧値（Ｖ_ave）として出力される。

演算回路１５では、平均光電流検出回路１６により検出された平均光電流値に相当する電圧値（Ｖ_ave）でＡＧＣ増幅回路出力のＤＣレベルに相当する電圧値（Ｖ_dc）との積を求めてクロスポイント値として出力する。受信光信号のパワーが増加してＡＧＣ増幅回路１２の入力信号の振幅が増加するとＡＧＣ増幅回路１２の利得が逆比例して小さくなるため、ＡＧＣ増幅回路１２の入力信号の振幅に相当する電圧値（Ｖ_ave）でＡＧＣ増幅回路出力のＤＣレベル（Ｖ_dc）を補正することにより、ＡＧＣ増幅回路１２の入力信号の振幅依存性を解消することができる。
（クロスポイント検出回路の第四の実施形態）

本発明の第四の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図１３を参照して説明する。図１３は、第四の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成例は、図７に示した第一の実施形態に係る構成例のＡＣ結合回路以降の部分をより具体的な回路で記述したものであり、一般的に用いられる差動構成をとっている。受信電気信号は差動信号（Ｖ_IP、Ｖ_IN）で記述され、それぞれＡＣ結合回路１０とバイアス印加回路１１とを介してＡＧＣ増幅回路１２に入力される。

ＡＧＣ入力信号には、バイアス印加回路１１によって差動信号間オフセットΔＶ_OFFが与えられる。Ｖ_ccは回路の電源電圧である。ＡＧＣ増幅回路１２は、利得制御アンプ２０、平均化回路２２、トップホールド回路２３および差動アンプ２１で構成されている。平均化回路２２は、利得制御アンプ２０の差動出力から、その平均電圧（Ｖ_A）を検出して差動アンプ２１に入力する。トップホールド回路２３は、利得制御アンプ２０の差動出力から、ピーク電圧（Ｖ_T）を検出して差動アンプ２１に入力する。

差動アンプ２１は、Ｖ_AとＶ_Tとの差を増幅して利得制御アンプ２０の利得制御電圧（Ｖ_AGC）を出力する。ピーク電圧Ｖ_Tが大きくなると、利得制御アンプ２０は利得を小さくする方向に動作するため、ＡＧＣ増幅回路１２の出力信号のピーク電圧は一定に保たれる。ＡＧＣ増幅回路１２からの出力信号は、平均電圧検出手段１３である低域通過フィルタ（ＬＰＦ）で高周波成分が遮断され、ＤＣ電圧成分が差動（Ｅ_OP、Ｅ_ON）で検出される。

図１４を用いて図１３に示した構成例の動作を詳しく説明する。図１４（ａ）は、差動オフセットΔＶ_OFFがない場合のクロスポイント検出回路の動作を示す。本説明では、クロスポイントの違いをデューティ比の違いで表現している。デューティ比およびクロスポイント値は差動信号の正相（Ｖ_IP）側で観測した場合を示しており、逆相（Ｖ_IN）側では当然反対になる。

クロスポイント値５０％のときはデューティ比１００％であり、クロスポイント値が小さくなる（＜５０％）とデューティ比も小さくなる（＜１００％）。上段はデューティ比が１００％（クロスポイント値５０％）の場合であり、下段はデューティ比が１００％未満（クロスポイント値５０％未満）の場合である。図１４（ａ）に示すように、デューティ比が１００％未満の場合には、ＡＣ結合回路出力はピーク電圧が高くなる。この信号をＡＧＣ増幅回路１２に入力すると、帰還ループが開の状態では利得制御アンプ２０の利得制御電圧Ｖ_AGC’が発生する。

Ｖ_AGC’は、利得制御アンプ２０の利得制御電圧目標値Ｖ_AGCよりも大きくなるため、ＡＧＣ増幅回路１２の帰還ループを閉にすると利得は小さくなり、利得制御アンプ２０の利得制御電圧はＶ_AGCに安定する。一方、差動オフセットΔＶ_OFFがある場合のクロスポイント検出回路の動作を図１４（ｂ）に示す。左側の図は帰還ループが閉のときのＡＧＣ増幅回路出力波形、右側の図はそのときのＬＰＦ出力電圧を示す。ＬＰＦ出力には、差動オフセットのゲイン倍（ΔＶ_OFF×Ｇ）の差動電圧が発生することがわかる。図１４（ｃ）は、光伝送路の分散量とクロスポイント検出電圧（Ｅ_OP−Ｅ_ON）の関係を模式的に示したものである。図６に示したように波長分散と受信信号波形のクロスポイントとは一定の関係があるため、クロスポイント値を検出することにより、伝送路の分散値を推定することが可能となる。

図１５は、実際のクロスポイント検出回路に光デュオバイナリ信号を入力した場合の波長分散（横軸）とクロスポイント検出電圧（縦軸）との関係を実測値をプロットしたものである。波長分散が大きくなるとクロスポイント値（Ｅ_OP−Ｅ_ON）が減少することが確認できる。
（クロスポイント検出回路の第五の実施形態）

本発明の第五の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図１６を参照して説明する。図１６は、第五の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成例が図７に示す構成例と異なるのは、クロスポイントを検出するための信号とＸＰ検出回路３−１または３−２から出力して電気的波形等化回路５へ供給する信号との分岐を、ＡＣ結合回路１０の前ではなくＡＧＣ増幅回路１２の後に行うことである。このような構成をとることにより、ＸＰ検出回路３−１または３−２で用いるＡＧＣ増幅回路１２を、電気的波形等化回路５へ供給する信号の振幅を最適に調整するために利用することができ、従って、電気的波形等化回路内部での振幅調整機能が省略できるため、光受信装置全体の小型化、小電力化、低コスト化に寄与することができる。

図７、図１０、図１２、図１３、図１６に示したＡＧＣ増幅回路１２を備えたＸＰ検出回路３−１または３−２は、図１７に示すようなＡＧＣ増幅回路１２の非線形性を利用することにより、これまで説明した動作原理とは異なる原理で動作させることもできる。ＡＧＣ増幅回路１２の非線形性とは、入力振幅が２倍になっても出力振幅が２倍より小さくなる、もしくは、２倍より大きくなるという性質である。

図１７（ａ）は、実際の利得が理想的な線形利得より小さい場合を示し、図１７（ｂ）は、その逆の場合である。本説明では、差動信号モデルを用い、クロスポイントの違いをデューティ比の違いで表現している。正極側のデューティ比は１００％より小さく、負極側のデューティ比は１００％より大きい、図１７（ａ）の場合には、実際の利得カーブの飽和的な形状により、幅の狭いパルス（ピークの高いパルス）は幅の広いパルス（ピークの低いパルス）に比べて利得が小さくなる。従って、出力される信号の平均電圧をモニタすると正極側（Ｅ_OP）は減少し、負極側（Ｅ_ON）は増加する。

一方、図１７（ｂ）の場合には、実際の利得カーブの逆飽和的な形状により、幅の狭いパルス（ピークの高いパルス）は幅の広いパルス（ピークの低いパルス）に比べて利得が大きくなる。従って、出力される信号の平均電圧をモニタすると正極側（Ｅ_OP）は増加し、負極側（Ｅ_ON）は減少する。これらＥ_OP、Ｅ_ONは、入力信号のデューティ比によって変化するため、入力信号のクロスポイントを検出することができる。ＡＧＣ増幅回路１２への入力信号の振幅によってＡＧＣ増幅回路１２の利得特性が変化する場合は、図１０または図１２に示すように、光受信信号パワーを検出してその値によりクロスポイント検出値を補正することにより、入力振幅のダイナミックレンジの広いクロスポイント検出回路を提供することができる。
（クロスポイント検出回路の第六の実施形態）

本発明の第六の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図１８を参照して説明する。図１８は、第六の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成は、図１３に示した構成例のバイアス印加回路１１とＡＧＣ増幅回路１２とに代わり、リミッタ増幅回路１７を備えている。図１９を用いてその動作を詳細に説明する。図１４（ａ）と同様に、上段はデューティ比が１００％（クロスポイント値５０％）の場合を示し、下段はデューティ比が１００％未満（クロスポイント値５０％未満）の場合である。

図１９に示すように、デューティ比が１００％未満の場合は、ＡＣ結合回路出力はピーク電圧が高くなる。この信号をリミッタ増幅回路１７に入力すると、リミッタ増幅回路出力では、高いピークは制限を受けて波形全体のピーク電圧が一定値になる。この信号は振幅を制限した量に対応するＤＣ成分を持つことになるので、ＬＰＦ出力には入力信号のデューティ比（クロスポイント値）に対応した電圧（Ｅ_OP−Ｅ_ON）が検出される。
（クロスポイント検出回路の第七の実施形態）

本発明の第七の実施形態に係るクロスポイント検出回路を図２０を参照して説明する。図２０は、第七の実施形態のクロスポイント検出回路の構成例を示す図である。本構成例は、図１０に示した構成例のバイアス印加回路１１とＡＧＣ増幅回路１２とに代わり、ピーク電圧検出手段１８を備えている。ピーク電圧検出手段１８は、例えば、図１３に示したトップホールド回路２３などで実現することができる。

図２１を用いてその動作を詳細に説明する。図２１（ａ）はクロスポイント値が５０％の場合を示し、図２１（ｂ）はクロスポイント値が５０％未満の場合を示す。それぞれ左側の波形が平均電圧検出手段入力信号波形であり、右側がピーク電圧検出手段入力信号波形である。平均電圧検出手段入力信号はＤＣ結合された信号であり、ピーク電圧検出手段入力信号はＡＣ結合された信号である。

図２１（ｂ）に示すように、クロスポイント値が小さい場合には、ピーク電圧が高くなるためピーク電圧検出手段出力が大きくなる（Ｖｐｅａｋ’＞Ｖｐｅａｋ）。一方、入力信号の振幅が大きくなると、クロスポイント値が変わらなくてもピーク電圧検出手段出力が大きくなる。そこで、平均電圧検出手段出力の値を用いて演算手段１９で補正することにより、より正確にクロスポイント値を検出することが可能になる。
（光受信装置の第三の実施形態）

本発明の第三の実施形態に係る光受信装置を図２２を参照して説明する。図２２は、第三の実施形態の光受信装置の構成例を示す図である。本構成例が図１に示した構成例と異なるのは、ＡＰＤｌの前段に光学的可変減衰手段（ＶＯＡ）３０を備えていることである。

これまでのクロスポイント検出回路で検出されるクロスポイント値が光受信信号パワーに依存する可能性とその回避手段とについて述べた。図１０、図１２、図２０に示した構成例では演算回路１５および演算手段１９を用いて入力信号パワー依存性を回避したが、本構成例では、ＶＯＡ３０を用いてＡＰＤ入力パワーを一定に保つことにより、入力信号パワー依存性を回避して広いダイナミックレンジを実現することができる。
（光受信装置の第四の実施形態）

本発明の第四の実施形態に係る光受信装置を図２３を参照して説明する。図２３は、第四の実施形態の光受信装置の構成例を示す図である。本構成例が図１に示した構成例と異なるのは、電気的波形等化回路（ＥＱ）５の代わりに光学的可変分散補償手段（ＴＤＣ）４２を備えていることである。

本構成例では、クロスポイント検出回路で検出されたクロスポイント値を用いて光学的可変分散補償手段４２の波長分散値を最適制御する。光学的可変分散補償手段４２は、例えば、平面光波回路（ＰＬＣ）型、空間光学系型、ファイバ型などが挙げられるが、外部からの制御信号により波長分散値を制御できるものであればいかなる構成のものでも構わない。
（光受信装置の第五の実施形態）

本発明の第五の実施形態に係る光受信装置を図２４を参照して説明する。図２４は、第五の実施形態の光受信装置の構成例を示す図である。本構成例は、図１に示した構成例と図２３に示した構成例とを合わせたような構成であり、電気的波形等化回路（ＥＱ）５と光学的可変分散補償手段（ＴＤＣ）４２との両方を備えている。

クロスポイント検出回路で検出されたクロスポイント値によって電気的波形等化回路５のタップ係数と光学的可変分散補償手段４２の波長分散値との少なくとも一方を最適制御する。その他の動作は図１に示した構成例もしくは図２３に示した構成例と同じである。

本発明によれば、簡潔な光受信装置を安価に提供することができる。

１アバランシェ・フォトダイオード（ＡＰＤ）
２トランスインピーダンス型増幅器（ＴＩＡ）
３−１、３−２ＸＰ検出回路
４−１、４−２、１０ＡＣ結合回路
５電気的波形等化回路（ＥＱ）
６クロック・データ再生回路（ＣＤＲ）
７、５０タップ電圧制御回路
８、４０最適制御回路
１１バイアス印加回路
１２ＡＧＣ増幅回路
１３平均電圧検出手段
１４平均電圧検出回路
１５演算回路（Ｖ_dc×Ｖ_ave）
１６平均光電流検出回路
１７リミッタ増幅回路
１８ピーク電圧検出手段
１９演算手段（Ｖｐｅａｋ／Ｖ_ave）
２０利得制御アンプ
２１差動アンプ
２２平均化回路
２３トップホールド回路
３０光学的可変減衰手段（ＶＯＡ）
４１分散量制御回路
４２光学的可変分散補償手段（ＴＤＣ）
６０フォトディテクタ（ＰＤ）
６１Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）
６２クロック源
６３低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
６４アナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）
６５ディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）
６６パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）

Claims

受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、
前記受信光信号の平均パワーを検出する光平均パワー検出手段と、
前記光電変換手段から出力される電気信号のＤＣ成分を遮断するＡＣ結合手段と、
このＡＣ結合手段から出力される電気信号にバイアス電圧を重畳するバイアス電圧重畳手段と、
このバイアス電圧重畳手段の出力信号の利得を制御する自動利得制御回路と、
この自動利得制御回路のＤＣ結合された出力信号の平均電圧を検出する平均電圧検出手段と、
前記光平均パワー検出手段により検出された光平均パワーと前記平均電圧検出手段により検出された平均電圧とを入力する演算手段と、
この演算手段の出力値を出力する出力端子と
を備え、
前記演算手段は前記平均電圧に比例した値を前記光平均パワーによって補正する
ことを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路。
受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、
前記受信光信号の平均パワーを検出する光平均パワー検出手段と、
前記光電変換手段から出力された電気信号のＤＣ成分を遮断するＡＣ結合手段と、
このＡＣ結合手段の出力信号の利得を制御する、非線形な入出力振幅特性を持つ自動利得制御回路と、
前記自動利得制御回路のＤＣ結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、
前記光平均パワー検出手段により検出された光平均パワーと前記平均電圧検出手段により検出された平均電圧とを入力とする演算手段と、
この演算手段の出力値を出力する出力端子と
を備え、
前記演算手段は、前記平均電圧に比例した値を前記光平均パワーによって補正する
ことを特徴とする受信光信号のクロスポイント検出回路。
請求項１または２項記載の受信光信号のクロスポイント検出回路と、
前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、
この電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段と
を備え、
前記クロスポイント検出回路を構成する前記自動利得制御回路の出力信号を少なくとも２つに分岐し、その１つを前記電気的波形等化手段への入力とし、
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気的波形等化手段の等化特性を最適制御する
ことを特徴とする光受信装置。
受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、この光電変換手段から出力された電気信号のＤＣ成分を遮断するＡＣ結合手段と、このＡＣ結合手段から出力される電気信号にバイアス電圧を重畳するバイアス電圧重畳手段と、前記バイアス電圧重畳手段の出力信号の利得を制御する自動利得制御回路と、前記自動利得制御回路のＤＣ結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、前記平均電圧検出手段の出力値を出力する出力端子とを備える受信光信号のクロスポイント検出回路と、
前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、
この電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段と
を備え、
前記クロスポイント検出回路を構成する前記自動利得制御回路の出力信号を少なくとも２つに分岐し、その１つを前記電気的波形等化手段への入力とし、
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気的波形等化手段の等化特性を最適制御する
ことを特徴とする光受信装置。
受信光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、この光電変換手段から出力された電気信号のＤＣ成分を遮断するＡＣ結合手段と、このＡＣ結合手段の出力信号の利得を制御する自動利得制御回路と、この自動利得制御回路のＤＣ結合された出力信号を入力とする平均電圧検出手段と、この平均電圧検出手段の出力値を出力する出力端子とを備え、前記自動利得制御回路の入力振幅と出力振幅との関係が非線形である受信光信号のクロスポイント検出回路と、
前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、
この電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段と
を備え、
前記クロスポイント検出回路を構成する前記自動利得制御回路の出力信号を少なくとも２つに分岐し、その１つを前記電気的波形等化手段への入力とし、
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気的波形等化手段の等化特性を最適制御する
ことを特徴とする光受信装置。
請求項１または２記載の受信光信号のクロスポイント検出回路と、
前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、
前記電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段と
を備え、
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気的波形等化手段の等化特性を最適制御する
ことを特徴とする光受信装置。
請求項１または２記載の受信光信号のクロスポイント検出回路と、
前記光電変換手段に入力される受信光信号に波長分散を与える光学的波長分散補償手段と、
前記光電変換手段から出力される電気信号波形を等化する電気的波形等化手段と、
前記電気的波形等化手段の出力信号を識別再生する識別再生手段と
を備え、
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記光学的波長分散補償手段の波長分散値および電気的波形等化手段の等化特性の少なくとも一方を最適制御する
ことを特徴とする光受信装置。
前記電気的波形等化手段が、フィード・フォワード・イコライザ（ＦＦＥ）、または、ディシジョン・フィードバック・イコライザ（ＤＦＥ）、または、ＦＦＥ＋ＤＦＥであり、
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記ＦＦＥ、または、ＤＦＥ、または、ＦＦＥ＋ＤＦＥのタップ係数を最適制御する
ことを特徴とする請求項３から７のいずれか１項記載の光受信装置。
前記電気的波形等化手段が、入力信号波形を等化する波形等化モードと、入力信号波形をそのまま通過させるスルーモードとを備え、
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記電気信号等化手段の前記波形等化モードと前記スルーモードとを切替える
ことを特徴とする請求項３から７のいずれか１項記載の光受信装置。
請求項１または２項記載の受信光信号のクロスポイント検出回路と、
前記光電変換手段に入力される受信光信号に波長分散を与える光学的波長分散補償手段と、
前記光電変換手段から出力される電気信号を識別再生する識別再生手段と
を備え、
前記クロスポイント検出回路の出力値を用いて、前記光学的波長分散補償手段の波長分散値を最適制御する
ことを特徴とする光受信装置。