JP5440201B2 - 双方向スイッチのゲート駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、ゲート信号の制御により４つの状態を有する双方向スイッチの駆動装置に関する。

従来、単方向スイッチを使用した一般的なインバータ等の電力変換回路は、各スイッチング素子と逆並列に還流ダイオードを接続し、このフライホイルダイオードを通じてモータのインダクタンスに蓄積されたエネルギーの消勢を行っている。

インバータのＰＷＭ制御では、フライホイルダイオードに順方向の電流が通電した直後に、逆方向の高電圧が印加される動作が行われる。このとき、還流ダイオードはリカバリ電流とよばれる逆方向へ流れる電流を瞬間的に通電する。リカバリ電流は、モータを駆動するために不要な電力であり、インバータ回路で熱として消費され、インバータの電力変換効率を低下させる一因となる。

スイッチング素子にＭＯＳ（金属−絶縁膜−半導体）トランジスタを用いる場合には、フライホイルダイオードとして、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードが用いられる。しかし、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードはリカバリ電流が流れるリカバリ時間が長い。このため、リカバリ電流による電力損失が大きく、発熱しやすい。

スイッチング素子に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いる場合には、寄生ダイオードを有していないため、フライホイルダイオードを外付けする必要がある。外付けの還流ダイオードにリカバリ電流の少ないファーストリカバリダイオードを用いることにより、スイッチングロスを低減することができる（例えば特許文献１を参照）。

また、特許文献２のようにユニポーラ素子（ここでは、炭化ケイ素 ＭＯＳＦＥＴ）によって構成された単方向スイッチング素子を使用し、寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用したインバータ回路の同期整流方法もある。この方法を使用することによって還流ダイオードを別途逆並列接続させる必要がなくコストを抑えることができ、かつ同期整流させることでダイオードでの損失を低減することができる。

特開平７−２２２４５９号公報 特開２００９−１８３１１５号公報

しかしながら、特許文献１の例では、単方向スイッチを使用した一般的なインバータ等の電力変換回路は、スイッチング素子と逆並列に還流ダイオードを接続していたため、回路の部品点数が増大し、また、逆方向に流す際のダイオードの順方向電圧による損失が大きくなるため、冷却フィン、あるいは冷却ファンなど装置が大型化し、小型化及び低コスト化を阻害するという問題がある。

また、特許文献２の例では、同期整流を行うことで損失を低減できるが炭化ケイ素 ＭＯＳＦＥＴを使用した場合、素子の定格に近い大きな電流を流す場合は逆に損失が大きくなってしまうという問題がある。

本発明は、前記の問題を解決し、単方向スイッチを応用した一般的なインバータ等の電力変換回路に比べて低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供することを目的としている。

そして、この目的を達成するために、本発明の双方向スイッチの駆動装置は、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、前記双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、ブリッジ回路に配置してある上下に直列接続された二つの前記双方向スイッチのうち第１の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、第２の双方向スイッチを前記第三モードで通電させるようにこの第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態のみを第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させる同期制御手段を備え、第２の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前期順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第１の双方向スイッチに流す場合は、前記第１の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態は第２の双方向スイッチの駆動状態に同期させないことを特徴とするものであり、これにより所期の目的を達成するものである。

本発明によれば、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、前記双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、ブリッジ回路に配置してある上下に直列接続された二つの前記双方向スイッチのうち第１の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、第２の双方向スイッチを前記第三モードで通電させるようにこの第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態のみを第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させる同期制御手段を備え、第２の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前期順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第１の双方向スイッチに流す場合は、前記第１の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態は第２の双方向スイッチの駆動状態に同期させないという構成にして、前記同期制御手段は、前記単相あるいは三相インバータにおいて、接続された誘導負荷から流れる還流電流を第２の双方向スイッチに流す場合に前記第三モードで通電するように前記第一ゲート端子、および第二ゲート端子に制御信号を送り、第２の双方向スイッチを駆動させるので、第２の双方向スイッチには、還流ダイオードを並列接続する必要がなく、還流ダイオードのＶｆによる損失を無くすことができ、低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供することができる。そして、この双方向スイッチの駆動装置を用いることで損失が少なく効率の良い前記単相あるいは三相インバータを提供することもできるという効果が得られる。

本発明の実施の形態１の双方向スイッチの構成図 同双方向スイッチの等価回路図（（ａ）第１、第２のトランジスタで構成する等価回路図、（ｂ）第２のトランジスタの等価回路図、（ｃ）第２のトランジスタをダイオードとみなした場合の等価回路図） 同双方向スイッチの電圧・電流の相関図 同双方向スイッチの動作モードを示す図 同インバータ装置の構成図同ゲート駆動を行う駆動装置の説明図 同ゲート駆動を行う駆動装置の説明図 同双方向スイッチを同期制御手段した場合のインバータのタイミングチャート 同インバータ装置の構成図 同インバータ装置の構成図 同オン・オフテーブルを示す図 同双方向スイッチを同期制御した場合の拡大したスイッチング波形図 本発明の実施の形態２におけるインバータ装置の構成図 同双方向スイッチを同期制御手段した場合のインバータのタイミングチャート 同オン・オフテーブルを示す図 同インバータ装置の構成図 同インバータ装置の構成図 同双方向スイッチを同期制御した場合の拡大したスイッチング波形図

本発明の請求項１記載の双方向スイッチの駆動装置は、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、前記双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、ブリッジ回路に配置してある上下に直列接続された二つの前記双方向スイッチのうち第１の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、第２の双方向スイッチを前記第三モードで通電させるようにこの第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態のみを第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させる同期制御手段を備え、第２の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前期順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第１の双方向スイッチに流す場合は、前記第１の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態は第２の双方向スイッチの駆動状態に同期させないという構成にして、前記同期制御手段は、前記単相あるいは三相インバータにおいて、接続された誘導負荷から流れる還流電流を第２の双方向スイッチに流す場合に前記第三モードで通電するように前記第一ゲート端子、および第二ゲート端子に制御信号を送り、第２の双方向スイッチを駆動させるので、第２の双方向スイッチには、還流ダイオードを並列接続する必要がなく、還流ダイオードのＶｆによる損失を無くすることができ、低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供することができる。

また、請求項２記載の双方向スイッチの駆動装置は、駆動装置は、第２の双方向スイッチを第四モードから第三モードへ移行させて通電する場合に、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチを切り替える所定のステップを実行するシーケンスを有する。これにより、インバータの出力側に誘導性の負荷が接続された場合に、直列に接続された双方向スイッチが同時に同通して上下アーム短絡となる状態を防止するとともに、還流電流の経路を意図的に確保することができるので、素子の破壊等を防止することができる。

また、請求項３記載の双方向スイッチの駆動装置は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチを第三モードに切り替える場合に第１の双方向スイッチを第三モードに切り替えるステップと第２の双方向スイッチを第三モードに切り替えるステップを備え、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチの各ステップは同時に第三モードとならないように制御するシーケンスを有するこれにより、これにより、インバータの出力側に誘導性の負荷が接続された場合に、直列に接続された双方向スイッチが同時に同通して上下アーム短絡となる状態を防止することができるので、素子の破壊等を防止することができる。

また、請求項４記載の双方向スイッチの駆動装置は、同期制御手段は、第２の双方向スイッチを第四モードから第三モードへ移行させて通電する場合に、第２の双方向スイッチを第一モードに経由させるステップを有する。これにより、インバータの出力側に誘導性の負荷が接続された場合に、直列に接続された双方向スイッチが同時に同通して上下アーム短絡となる状態を防止するとともに、還流電流の経路を意図的に確保することができるので、素子の破壊等を防止することができる。

また、請求項５記載の双方向スイッチの駆動装置は、同期制御手段は、第１の双方向スイッチが第四モードに切り替わった後に、第２の双方向スイッチを第三モードへ切り替えるシーケンスを有する。これにより、単相または三相インバータにおいて、第１の双方向スイッチが第三モードで順方向電流を流している状態から、第一の双方向スイッチを遮断して第２の双方向スイッチに還流電流を流す場合に、第１の双方向スイッチを第四モードに切り替えて順方向電流の遮断を行い、その後、第２の双方向スイッチを第三モードへ切り替えるので、上下アームが短絡することなく還流電流の経路を確保することができるので、素子の破壊等なくインバータのスムーズな動作ができる。

また請求項６記載の双方向スイッチの駆動装置は、駆動装置に信号発信手段を備え、ブリッジ回路に配置してある上下に直列接続された二つの双方向スイッチの第２の双方向スイッチの状態を第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させて切り替える場合に、第１の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の駆動信号は信号発信手段から入力されるものである。これにより、通常三相インバータの場合は双方向スイッチが６素子必要であることからインバータを駆動させるためには１２ゲート分の信号が必要になる。そして、その内の第１の双方向スイッチの駆動信号は６信号であり、その６信号分を信号発信手段から入力できるので、簡単な回路構成で、かつ高機能の信号発信手段は必要なく安価で低損失なインバータ回路を得ることができる。

また、請求項７記載の双方向スイッチの駆動装置は、信号発信手段は、第１の双方向スイッチを第一モードあるいは第二モードを意図的に経由しないものである。これにより、順方向電流を流す場合に第二モードを経由した際の順方向ダイオードの状態によるダイオードのＶｆによる損失を回避することができ、かつ第一ゲート端子、第二ゲート端子の駆動信号は、微少なタイミングをずらす必要がなく同じ信号を入力することができるため、複雑な信号を生成する必要がなく簡単な構成のゲート回路を得ることができる。

また、請求項８記載の双方向スイッチの駆動装置は、同期制御手段は、第２の双方向スイッチを第四モードから第三モードへ移行させて通電する場合に、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチを第一モードへ経由させるステップを有する。これにより、
インバータの出力側に誘導性の負荷が接続された場合に、直列に接続された双方向スイッチが同時に同通して上下アーム短絡となる状態を防止するとともに、還流電流の経路を意図的に確保することができるので、素子の破壊等を防止することができる。

また、請求項９記載の双方向スイッチの駆動装置は、駆動装置は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチが第一モードに切り替える場合に第１の双方向スイッチを第一モードに切り替えるステップと第２の双方向スイッチを第一モードに切り替えるステップを備え、第２の双方向スイッチを第１の双方向スイッチよりも先に切り替えるシーケンスを有する。これにより、単相または三相インバータにおいて、第１の双方向スイッチが第三モードで順方向電流を流している状態から、第１の双方向スイッチを遮断して第二の双方向スイッチに還流電流を流す場合に、第２の双方向スイッチを先に第一モードとすることで、還流電流を流す経路が確保され、その後第１の双方向スイッチを第一モードにして第１の双方向スイッチに流れる順方向電流を遮断することとなるので、上下アームが短絡することなく単相または三相インバータの負荷電流を連続して流すことができる。

また、請求項１０記載の双方向スイッチの駆動装置は、同期制御手段は、第１の双方向スイッチが第一モードに切り替わった後に、第２の双方向スイッチを第三モードへ切り替えるシーケンスを有する。これにより、単相または三相インバータにおいて、第１の双方向スイッチが第三モードで順方向電流を流している状態から、第１の双方向スイッチを遮断して第２の双方向スイッチに還流電流を流す場合に、第１の双方向スイッチを第一モードに切り替えて順方向電流の遮断を行い、その後、第２の双方向スイッチを第三モードへ切り替えるので、上下アームが短絡することなく還流電流の経路を確保することができるので、素子の破壊等なくインバータのスムーズな動作ができる。

また、請求項１１記載の双方向スイッチの駆動装置は、駆動装置は、ブリッジ回路に配置してある上下に直列接続された二つの双方向スイッチの第２の双方向スイッチの状態を同期制御手段が第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させて双方向スイッチを切り替える場合に、第１の双方向スイッチの第一ゲート端子は常時オン状態にするものであるこれにより、第１の双方向スイッチは、第２の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって還流電流を流す場合、第１の双方向スイッチが第一モードになっていることから順方向電流を遮断するとともに還流の経路を確保することができているので、第１の双方向スイッチに還流ダイオードを並列接続する必要がなくインバータ駆動ができる。

また、請求項１２記載の双方向スイッチの駆動装置は、第１、第２の双方向スイッチを切り替えるステップを所定の時間間隔で行う遅延手段を設けたことを特徴とするものである。これにより、ターンオン、オフ時の過渡期おける意図しないスイッチング動作の組合せを避けることができるので、過渡期における上下アーム短絡の防止をすることができ、素子の破壊等を防止することができる。

また、請求項１３記載の双方向スイッチの駆動装置は、遅延手段にて設定する遅延時間は、遅延手段にて設定する遅延時間は、少なくとも双方向スイッチのモード間の移行時間よりも長い時間であることを特徴とするものである。これにより、単相または三相インバータを構成する双方向スイッチの個体差による応答時間の影響を排除して、過渡期における意図しないスイッチング動作の組合せを防止することができるので、上下アーム短絡を防止することができる。

また、請求項１４記載の双方向スイッチの駆動装置は、電力変換装置は、同期制御手段を用いた双方向スイッチの駆動回路を使用したものである。これにより、同期制御手段によって損失が低減されるので、変換効率が良く、省エネ効果もある電力変換装置を得ることができる。

また、請求項１５記載の双方向スイッチの駆動装置は、モータ駆動装置は、同期制御手段を用いた双方向スイッチの駆動回路を使用したものである。これにより、同期制御手段によって損失が低減されるので、変換効率が良く、省エネ効果もあるモータ駆動装置を得ることができる。

また、請求項１６記載の双方向スイッチの駆動装置は、空気調和機は、同期制御手段を用いた双方向スイッチの駆動回路を使用したものである。これにより、同期制御手段によって損失が低減されるので、変換効率が良く、省エネ効果もある空気調和機を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
双方向スイッチ１について、図１を参照しながら構成について説明する。図１に示すように、双方向スイッチ１は、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３とドレイン端子４とソース端子５により構成されている。双方向スイッチ１は、シリコン（Ｓｉ）からなる基板６の上に厚さが１０ｎｍ窒化アルミニウム（ＡｌＮ）と厚さが１０ｎｍの窒化ガリウム（ＧａＮ）とが交互に積層されてなる厚さが１μｍのバッファ層７が形成され、その上に半導体層積層体８が形成されている。半導体層積層体８は、第１の半導体層とこの第１の半導体層と比べてバンドギャップが大きい第２の半導体層とが基板側から順次積層されている。第１の半導体層は、厚さが２μｍのＧａＮ（アンドープの窒化ガリウム）層９であり、第２の半導体層は、厚さが２０ｎｍのｎ型のＡｌＧａＮ（窒化アルミニウムガリウム）層１０である。ＧａＮ層９のＡｌＧａＮ層１０とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０１３ｃｍ^―２以上で且つ移動度が１０００ｃｍ^２Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域が生成されている。つまり、半導体層積層体８は、２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域を有し、基板の上に形成されている。半導体層積層体８の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接合を形成している。また、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層１０の一部を除去すると共にＧａＮ層９を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１ＢがＡｌＧａＮ層１０とＧａＮ層９との界面に接するように形成した例を示している。なお、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、ＡｌＧａＮ層１０の上に形成してもよい。ｎ型のＡｌＧａＮ層１０の上における第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間の領域には、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂが互いに間隔をおいて選択的に形成されている。第１のｐ型半導体層１２Ａの上には第１のゲート電極１３Ａが形成され、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上には第２のゲート電極１３Ｂが形成されている。第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂは、それぞれパラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂとオーミック接触している。ＡｌＧａＮ層１０及び第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂを覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜１４が形成されている。保護膜１４を形成することで、いわゆる電流コラプスの原因となる欠陥を保障し、電流コラプスを改善することが可能となる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂは、それぞれ厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、ＡｌＧａＮ層１０とによりＰＮ接合がそれぞれ形成される。これにより、第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間の電圧が例えば０Ｖでは、第１のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、同様に、第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間の電圧が例えば０Ｖ以下のときには、第２のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、いわゆるノーマリーオフ動作をする半導体素子を実現している。第１のオーミック電極１１Ａの電位をＶ１、第１のゲート電極１３Ａの電位をＶ２、第２のゲート電極１３Ｂの電位をＶ３、第２のオーミック電極１１Ｂの電位をＶ４とする。この場合において、Ｖ２がＶ１より１．５Ｖ以上高ければ、第１のｐ型半導体層１２Ａからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小するため、チャネル領域に電流を流すことができる。同様にＶ３がＶ４より１．５Ｖ以上高ければ、第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができる。つまり、第１のゲート電極１３Ａのいわゆる閾値電圧及び第２のゲート電極１３Ｂのいわゆる閾値電圧は共に１．５Ｖである。以下においては、第１のゲート電極１３Ａの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第１のゲート電極１３Ａの閾値電圧を第１の閾値電圧とし、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第２のゲート電極１３Ｂの閾値電圧を第２の閾値電圧とする。また、第１のｐ型半導体層１２Ａと第２のｐ型半導体層１２Ｂとの間の距離は、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂに印加される最大電圧に耐えられるように構成する。

つまり、双方向スイッチ１は、チャネル領域を有する半導体層積層体８と、この半導体層積層体８の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂと、第１のオーミック電極１１Ａと前記第２のオーミック電極１１Ｂとの間に前記第１のオーミック電極１１Ａ側から順に形成した第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、第１のｐ型半導体層１２Ａの上に形成した第１のゲート電極１３Ａと、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上に形成した第２のゲート電極１３Ｂとを備えた基板と、前記第１のオーミック電極１１Ａに接続したドレイン端子４と、前記第２のオーミック電極１１Ｂに接続したソース端子５と、前記第１のゲート電極１３Ａに接続した第一ゲート端子２と、前記第２のゲート電極１３Ｂに接続した第二ゲート端子３とで構成される。

次に、双方向スイッチ１の動作について説明する。説明のため、第１のオーミック電極１１Ａの電位を０Ｖとし、第一ゲート端子２に印加する電圧をＶｇ１、第二ゲート端子３に印加する電圧をＶｇ２、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間の電圧をＶｓ２ｓ１、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間に流れる電流をＩｓ２ｓ１とする。

Ｖ４がＶ１よりも高い場合、例えば、Ｖ４が＋１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合において、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２をそれぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧以下の電圧、例えば０Ｖとする。これにより、第１のｐ型半導体層１２Ａから広がる空乏層が、チャネル領域中を第２のｐ型ＧａＮ層の方向へ向けて広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができる。従って、Ｖ４が正の高電圧であっても、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を遮断する遮断状態を実現できる。一方、Ｖ４がＶ１よりも低い場合、例えばＶ４が−１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合においても、第２のｐ型半導体層１２Ｂから広がる空乏層が、チャネル領域中を第１のｐ型半導体層１２Ａの方向へ向けて広がり、チャネルに流れる電流を遮断することができる。このため、第２のオーミック電極１１Ｂに負の高電圧が印加されている場合においても、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂへ流れる電流を遮断することができる。すなわち、双方向スイッチ１の双方向の電流を遮断することが可能となる。

以上のような構造及び動作において、耐圧を確保するためのチャネル領域を第１のゲート電極１３Ａと第２のゲート電極１３Ｂとが共有する。この素子は、１素子分のチャネル領域の面積で双方向スイッチ１が実現可能であり、双方向スイッチ１全体を考えると、２つのダイオードと２つのノーマリーオフ型のＡｌＧａＮ／ＧａＮ−ＨＦＥＴとを用いた場合と比べてチップ面積をより少なくすることができ、双方向スイッチ１の低コスト化及び小型化が可能となる。

次に、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２が、それぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧よりも高い電圧、例えば５Ｖの場合には、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂに印加される電圧は、共に閾値電圧よりも高くなる。従って、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域に空乏層が広がらないため、チャネル領域は第１のゲート電極１３Ａの下側においても、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてもピンチオフされない。その結果、第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間に双方向に電流が流れる導通状態を実現できる。

次に、Ｖｇ１を第１の閾値電圧よりも高い電圧とし、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下とした場合の動作について説明する。第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を備えた双方向スイッチ１を等価回路で表すと図２（ａ）に示すように第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６とが直列に接続された回路とみなすことができる。この場合、第１のトランジスタ１５のソース（Ｓ）が第１のオーミック電極１１Ａ、第１のトランジスタ１５のゲート（Ｇ）が第１のゲート電極１３Ａに対応し、第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）が第２のオーミック電極１１Ｂ、第２のトランジスタ１６のゲート（Ｇ）が第２のゲート電極１３Ｂに対応する。このような回路において、例えば、Ｖｇ１を５Ｖ、Ｖｇ２を０Ｖとした場合、Ｖｇ２が０Ｖであるということは第２のトランジスタ１６のゲートとソースが短絡されている状態と等しいため、双方向スイッチ１は図２（ｂ）に示すような回路とみなすことができる。

さらに、図２（ｂ）に示す第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子として説明を行う。図に示すＢ端子の電位がＡ端子の電位よりも高い場合には、Ａ端子がソースでＢ端子がドレインであるトランジスタとみなすことができ、このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ソース）との間の電圧は０Ｖであり、閾値電圧以下のため、Ｂ端子（ドレイン）からＡ端子（ソース）に電流は流れない。一方、Ａ端子の電位がＢ端子の電位よりも高い場合には、Ｂ端子がソースでＡ端子がドレインのトランジスタとみなすことができる。このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ドレイン）との電位が同じであるため、Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以下の場合にはＡ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を通電しない。Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以上となると、ゲートにＢ端子（ソース）を基準として閾値電圧以上の電圧が印加され、Ａ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を流すことができる。つまり、トランジスタのゲートとソースとを短絡させた場合、ドレインがカソードでソースがアノードのダイオードとして機能し、その順方向立上り電圧はトランジスタの閾値電圧となる。そのため、図２（ａ）に示す第２のトランジスタ１６の部分は、ダイオードとみなすことができ、図２（ｃ）に示すような等価回路となる。図２（ｃ）に示す等価回路において、双方向スイッチ１のドレイン端子４の電位がソース端子５の電位よりも高い場合、第１のトランジスタ１５の第一ゲート端子２に５Ｖが印加されている場合には、第１のトランジスタ１５はオン状態であり、Ｓ２からＳ１へ電流を流すことが可能となる。ただし、ダイオードの順方向立上り電圧によるオン電圧が発生する。また、双方向スイッチ１のＳ１の電位がＳ２の電位よりも高い場合、その電圧は第２のトランジスタ１６からなるダイオードが担い、双方向スイッチ１のＳ１からＳ２へ流れる電流を阻止する。つまり、第一ゲート端子２に閾値電圧以上の電圧を与え、第二ゲート端子３に閾値電圧以下の電圧を与えることにより、いわゆる双方向素子をオンした状態とドレイン側にダイオードのカソード側を直列接続した動作が可能なスイッチが実現できる。

図３は、双方向スイッチ１のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係であり、図３（ａ）は、Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示し、図３（ｂ）はＶｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合を示し、図３（ｃ）はＶｇ１を第１の閾値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示している。なお、図３において横軸であるＳ２−Ｓ１間電圧（Ｖｓ２ｓ１）は、第１のオーミック電極１１Ａを基準とした電圧であり、縦軸であるＳ２−Ｓ１間電流（Ｉｓ２ｓ１）は第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を正としている。図３（ａ）に示すように、Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合には、Ｖｓ２ｓ１が正の場合にも負の場合にもＩｓ２ｓ１は流れず、双方向スイッチ１は遮断状態となる。また、Ｖｇ１とＶｇ２とが共に閾値電圧よりも高くなると、Ｖｓ２ｓ１に応じてＩｓ２ｓ１が双方向に流れる導通状態となる。一方、図３（ｂ）に示すように、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以下の０Ｖとした場合には、Ｉｓ２ｓ１は双方向に遮断される。しかし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以上の２Ｖ〜５Ｖとした場合には、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ未満の場合にはＩｓ２ｓ１が流れないが、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ以上になるとＩｓ２ｓ１が流れる。つまり、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａにのみに電流が流れ、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂには電流が流れない逆阻止状態となる。また、Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合には図３（ｃ）に示すように、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂにのみに電流が流れ、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａには電流が流れない逆阻止状態となる。

以上より、双方向スイッチ１は、そのゲートバイアス条件により、双方向の電流を遮断・通電する機能を有すると共に、ダイオード動作も可能であり、そのダイオードの電流が通電する方向も切り換えることができる。

以上、説明したように双方向スイッチ１の第一ゲート端子２と第二ゲート端子３のオンあるいはオフ条件に応じて、図４示す４つの動作モードで動作することができる。つまり、双方向スイッチ１は、前記第一ゲート端子２とドレイン端子４間のみにゲート駆動信号を入力する（簡略化して言うと、第一ゲート端子２のみをオンする）と、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子３と前記ソース端子５間のみにゲート駆動信号を入力する（簡略化して言うと、第二ゲート端子３のみをオンする）と、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子２とドレイン端子４間および前記第二ゲート端子３と前記ソース端子５間にゲート駆動信号を入力（簡略化して言うと、第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオンする信号を入力）して前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子２とドレイン端子４間および前記第二ゲート端子３と前記ソース端子５間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで（簡略化して言うと、第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオフして）順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有するものである。

本構造はＪＦＥＴに類似しているが、キャリア注入を意図的に行うという点で、ゲート電界によりチャネル領域内のキャリア変調を行うＪＦＥＴとは全く異なった動作原理により動作する。具体的には、ゲート電圧が３ＶまではＪＦＥＴとして動作するが、ｐｎ接合のビルトインポテンシャルを超える３Ｖ以上のゲート電圧が印加された場合には、ゲートに正孔が注入され、前述したメカニズムにより電流が増加し、大電流且つ低オン抵抗の動作が可能となる。

また、双方向スイッチ１は、第１のゲート電極１３Ａがｐ型の導電性を有する第１のｐ型半導体層１２Ａの上に形成され、第２のゲート電極１３Ｂがｐ型の導電性を有する第２のｐ型半導体層１２Ｂの上に形成されている。このため、第１の半導体層と第２の半導体層との界面領域に生成されるチャネル領域に対して、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから順方向のバイアスを印加することにより、チャネル領域内に正孔を注入することができる。窒化物半導体においては正孔の移動度は、電子の移動度よりもはるかに低いため、チャネル領域に注入された正孔は電流を流す担体としてほとんど寄与しない。このため、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから注入された正孔は同量の電子をチャネル領域内に発生させるので、チャネル領域内に電子を発生させる効果が高くなり、ドナーイオンのような機能を発揮する。つまり、チャネル領域内においてキャリア濃度の変調を行うことが可能となるため、動作電流が大きいノーマリーオフ型の窒化物半導体層双方向スイッチを実現することが可能となる。

次に双方向スイッチ１を使用した電力変換装置としてインバータ装置である三相用のインバータ装置１７について、図５を参照しながら説明する。図５に示すように、三相用のインバータ装置１７は、双方向スイッチ１を二個直列に接続して構成した三つのハーフブリッジ回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃと、双方向スイッチ１の第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、第二ゲート端子３ａ〜３ｆを駆動する駆動装置２０とを備えている。

三つのハーフブリッジ回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃは、対称の構成を有するので、一つのハーフブリッジ回路１８ａについて詳細に説明をする。

上記において、ハーフブリッジ回路１８ａは、双方向スイッチ１を二個直列に接続した構成であることを説明したが、一方上側に配置した双方向スイッチ１ａを上アームとし、他方の下側に配置した双方向スイッチ１ｂを下アームとしている。そして、双方向スイッチ１ａは、第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａを有する。また、双方向スイッチ１ｂは、第一ゲート端子２ｂと第二ゲート端子３ｂを有する。

同様に、ハーフブリッジ回路１８ｂは、双方向スイッチ１ｃを上アームに配置し、双方向スイッチ１ｄを下アームに配置する。双方向スイッチ１ｃは、第一ゲート端子２ｃと第二ゲート端子３ｃを有する。また、双方向スイッチ１ｄは、第一ゲート端子２ｄと第二ゲート端子３ｄを有する。

さらに、同様にハーフブリッジ回路１８ｃは、双方向スイッチ１ｅを上アームに配置し、双方向スイッチ１ｆを下アームに配置する。双方向スイッチ１ｅは、第一ゲート端子２ｅと第二ゲート端子３ｅを有する。また、双方向スイッチ１ｆは、第一ゲート端子２ｆと第二ゲート端子３ｆを有する。

そして、三相用のインバータ装置１７の出力としてハーフブリッジ回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃの中間接続点には、例えばブラシレスＤＣモータが誘導負荷１９ａとして接続されている。ここでは、三相用のインバータ装置としたが、ハーフブリッジ回路を二対備えた構成として、単相負荷を接続してもよい。

また、駆動装置２０は図６に示すように、インバータ装置１７の三相交流出力を生成する上下各アームの駆動信号を発信する信号発信手段であるマイクロコンピュータ２１と、このマイクロコンピュータ２１の信号を受けて双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅを駆動させる上アームゲート駆動回路２２と、双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを駆動させる下アームゲート駆動回路２３と、所定のステップを有し、双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅを駆動させる信号に同期させて双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを駆動させる信号を生成する同期制御手段１９と、この同期制御手段１９とマイクロコンピュータ２１から発信した双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを駆動させる信号と論理和をとるＯＲ回路２４と、双方向スイッチ１ａ〜１ｆを駆動させる信号を遅延させる遅延手段１９ｄを備えたものである。このＯＲ回路２４は、双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆ側の下アームゲート駆動回路２３に接続されるものである。

つまり、駆動装置２０は、上アームをＰＷＭ制御するもので、この駆動信号はマイクロコンピュータ２１から遅延手段１９ｄを通して上アームゲート駆動回路２２に入力する構成とする。

なお、双方向スイッチ１ａ〜１ｆの変調パターンは、各端子共にＰＷＭ制御を行なう方法や、下アームである双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを出力の電気角１２０度毎に常時オンとし、上アームである双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅのみＰＷＭ制御を行なう方法などがある。これらは一般的に行われているものであるので詳細な説明は簡略化する。つまり本発明の前提は、一般に行われるもののうち上アームまたは下アームのどちらか一方のみをＰＷＭ制御して誘導負荷１９ａへ印加する電圧を調整するものである。そして、この場合はＰＷＭ制御を行った一方のアームに直列に接続した他方のアームのみ還流電流を流す頻度が高くなるものである。

そこで、本実施の形態では、この点に着目して、上アームをＰＷＭ制御して、このタイミングに同期させて下アームへ流す還流電流を制御させるものである。

さて、前記同期制御手段１９は、図９に示す三相インバータに接続された誘導負荷１９ａに流れる還流電流を第三モードで双方向スイッチ１ｂへ流すものである。すなわち、上アームに配置した双方向スイッチ１ａをＰＷＭ制御して順方向電流を遮断したときに、前記負荷からの還流電流が流れるタイミングに応じて、双方向スイッチ１ｂを第四モードから第一モードを経由させて第三モードで通電するものである。そして、このときマイクロコンピュータ２１から発信される信号と遅延手段１９ｄを通過した後の双方向スイッチ１ａ駆動する信号に同期させて、かつ図４に示した４つの動作モードに対応させて、前記第一ゲート端子２ｂ、および第二ゲート端子３ｂを駆動させるものである。

つまり、上アームである双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅにマイクロコンピュータ２１からの駆動信号により順方向電流を流して、切り替えによって下アームである双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを前記同期制御手段１９によって駆動させ、双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを第三モードで通電状態にして還流電流を流す構成にする。この場合は、上アームにはマイクロコンピュータ２１から遅延手段１９ｄを通過した駆動信号を入力している。下アームに順方向電流を流している状態から切り替えによって上アームに還流電流を流す場合は、すでに述べたようにＰＷＭ制御を行わないで上アームには還流ダイオードを並列接続させて還流電流の経路を確保すれば良い。つまり、駆動装置２０は、同期制御手段１９によって、第１の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、前記第２の双方向スイッチを第三モードで通電させるようにこの第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子を第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させるものである。また、第２の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前期順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第１の双方向スイッチに流す場合は、前記第１の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態は第２の双方向スイッチの駆動状態に同期させずに駆動するものである。

ここでインバータの双方向スイッチ１ａ〜１ｆを１２０度通電で同期制御手段１９を備えた場合についてのタイミングチャートを図７に示す。ここで、双方向スイッチ１ａ〜１ｆの第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、第二ゲート端子３ａ〜３ｆの駆動信号は、それぞれゲート駆動信号２ａｇ〜２ｆｇ、ゲート駆動信号３ａｇ〜３ｆｇとする。例えば、双方向スイッチ１ａがスイッチング動作を行い、誘導負荷１９ａに順方向電流を流し込むタイミング３１では、図８に示すように双方向スイッチ１ａをＰＷＭ駆動し、双方向スイッチ１ｄを導通状態にして負荷に電流を流している。この場合、双方向スイッチ１ａを導通状態と遮断状態の間を行き来させることになる。双方向スイッチ１ａを遮断状態にすると誘導負荷１９ａに還流電流を流す流路を確保することが必要である。この場合双方向スイッチ１ａは遮断された状態で、双方向スイッチ１ｂに逆方向の電流を流すことになる。すなわち図９に示すように誘導負荷１９ａに流し込む電流は、双方向スイッチ１ｂを通して、還流電流を流すこととなる。このときの本実施の形態のように双方向スイッチ１を使用した場合、前記双方向スイッチ１ｂのモードを制御することでこの還流電流を流しても損失を少なくすることができる。

つまり、還流電流は通常スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードを通して流すために損失となるが双方向スイッチ１ｂを第三モードに切り替えることで、還流電流は双方向スイッチ１ｂを逆方向に流すことができ、逆並列ダイオードを不要にし損失を少なくすることができる。しかし、双方向スイッチ１ｂは、双方向スイッチ１ａの動作に同期させて切り替えなければ、上アームと下アームの上下短絡が発生したり、双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのスイッチング動作のばらつきにより不用意に負荷電流を遮断してしまったり、モード変化の際に過渡的に発生する第一モードや第二モードで発生するダイオードに電流を流してしまい損失の増加を招くことがある。

そこで、本実施の形態のように同期制御手段１９を備え、所定のシーケンスに基づき双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂを切り替えることが重要である。以下その切り替えのシーケンスを説明する。

図１０は、図７で示したインバータ装置１７におけるハーフブリッジ回路１８ａの上下に直列接続された二つの双方向スイッチ１ａ、１ｂの同期動作について説明するためのオン・オフテーブルである。

以下、このオン・オフテーブルを参照して出力した場合の電力変換装置としてのインバータ装置１７について、図８を参照しながら説明する。図８では、双方向スイッチ１ａ〜１ｆにてインバータ装置１７の主回路を構成している。駆動装置２０は、双方向スイッチ１ａ〜１ｆのそれぞれ第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、第二ゲート端子３ａ〜３ｆに対して、図７のような１２個の制御信号を駆動装置２０から出力することで、図１０のオン・オフテーブルを参照した４つのモードを遷移する。

すなわち、図１０の組合せ（１）は、上アームがスイッチング動作を行い、例えば、ハーフブリッジ回路１８ａから負荷に電流を流し込むタイミング３１において、双方向スイッチ１ａは第三モードの双方向に通電している状態で、双方向スイッチ１ｂは第四モードの双方向に遮断の状態であり、インバータ装置１７に流れる電流はすでに説明したように、図８のような流路になり、順方向電流が双方向スイッチ１ａを介して誘導負荷１９ａに流れ、双方向スイッチ１ｄを通って電源へ帰還する回路が形成されている。次にタイミング３１において双方向スイッチ１ａがオフし第四モードの双方向に遮断の状態で双方向スイッチ１ｂがオンし第三モードの双方向に通電している状態となると、インバータ装置１７に流れる電流は図９のような流路になり、還流電流が双方向スイッチ１ｂの第三モードを介して負荷に流れている状態に切り替わる。

このように図７のタイミング３１においてインバータ装置１７に流れる電流の流路を双方向スイッチ１ａから双方向スイッチ１ｂに切り替える場合に、図１０のオン・オフテーブルにおいて、組合せ（１）、組合せ（２）、組合せ（３）、組合せ（４）の順番に駆動させることによって、上下アームの短絡がなく貫通電流が流れず、かつ負荷に流れる電流が不連続になることなく素子、回路等の破壊を防止し、損失が少ない双方向スイッチ１ａ、１ｂの駆動をすることができる。

そこで、駆動装置２０は、第四モードにある第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態を第三モードにある第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させる同期制御手段１９を備えている。この同期制御手段１９には、すでに図１０を用いて説明した組合せ（１）から（４）の４つのステップとこれらを順番に実行させるシーケンスが備えられている。

つまり、前記４つのステップを順番に遷移させることで、第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）に順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）に流す場合において、前記第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第三モードで通電させるようにこの第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）の第一ゲート端子（２ｂ）、および第二ゲート端子（３ｂ）の状態を第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）の駆動状態に同期させる駆動を行うものである。一方、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）に順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）に流す場合は、前記第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）の第一ゲート端子（２ａ）、および第二ゲート端子（３ａ）の状態は第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）の駆動状態に同期させずに駆動するものである。

また、第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）と第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第三モードに切り替える場合にマイクロコンピュータ２１が第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）を第三モードに切り替え（ステップ組合せ（３））てから同期制御手段１９が第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第三モードに切り替えるステップ（組合せ（４））を備え、つまり駆動装置２０は、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）と第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）が同時に第三モードとならないように制御するシーケンスを備えたものである。

また、駆動装置２０は、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第四モードから第三モードへ移行させて通電する場合に、第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）と第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を切り替える所定のステップを実行するシーケンスを有するもので以下のステップおよびシーケンスを含むものである。

つまり、組合せ（１）から組合せ（２）、組合せ（３）を経由して組合せ（４）へ移行させるステップは、同期制御手段１９の作用により、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第四モードから第三モードへ移行させて通電する場合に、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第一モードへ経由させるステップ（組合せ（２））である。

また、同期制御手段１９は、組合せ（３）、（４）を順番に実行することで、第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）が第四モードに切り替わった後に、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第三モードへ切り替えるものである。

また、同期制御手段１９は、ブリッジ回路に配置してある上下に直列接続された二つの双方向スイッチの第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）の状態を第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）の駆動状態に同期させて第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を切り替える場合に、第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）の第一ゲート端子（２ａ）、および第二ゲート端子（３ａ）の駆動信号はマイクロコンピュータ２１から遅延手段１９ｄを通して入力されるものである。

また、マイクロコンピュータ２１は第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）を第一モードあるいは第二モードを意図的に経由しないように切り替えるステップ（組合せ（３））を備えたものである。

つまり、双方向スイッチ１ａの第一ゲート端子２ａおよび第二ゲート端子３ａには、同じタイミングでオン、オフする信号が入力されることになり微小なタイミングのずれを作成することはできない。また、図７において双方向スイッチ１ｂに順方向電流を流している状態から切り替えによって、双方向スイッチ１ａに還流電流を流すタイミング３２では、双方向スイッチ１ｂの駆動状態に同期して双方向スイッチ１ａを駆動させることはしないため、双方向スイッチ１ａに並列に還流ダイオードを接続して還流電流が流れる経路を確保する必要がある。

さらに、同期制御手段１９は、前記第１の双方向スイッチ、第２の双方向スイッチを切り替えるステップを所定の時間間隔で行う遅延手段１９ｄを設けたものであり、この遅延手段１９ｄにて設定する所定の時間間隔は、双方向スイッチ素子の応答時間よりも長い時間としたものである。

以下同期制御手段１９の作用による動作について図８、９、１０、１１を用いて説明する。

まず、図１０の組合せ（１）では、前記第１の双方向スイッチとしての双方向スイッチ１ａは、第三モードの双方向に通電する状態で、前記第２の双方向スイッチとしての双方向スイッチ１ｂは、第四モードの双方向に遮断の状態である。つまり双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのゲート駆動信号は、図１１の組み合わせ（１）に示すものである。すなわち、第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａは共にＯＮ、第一ゲート端子２ｂと第二ゲート端子３ｂは共にＯＦＦとしている。この組合せ（１）の状態では、意図する電流の通流方向は、双方向スイッチ１ａのドレイン端子４からソース端子５への方向であり、双方向スイッチ１ｂが遮断状態にあるので、電流の流路は図８のような双方向スイッチ１ａを通ってインバータ装置１７の誘導負荷１９ａに流れ込み、双方向スイッチ１ｄを通って電源へ帰還する回路が形成されている状態である。

次に組合せ（２）に移行させると、双方向スイッチ１ａは、第三モードの双方向に通電する状態で、双方向スイッチ１ｂは、第一モードの双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された状態であるので、電流の方向は組合せ（１）の場合と同じで電流の流路は図８のままである。つまり双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのゲート駆動信号は、図１１の組み合わせ（２）に示すものである。すなわち、上アームの第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａと下アームの第一ゲート端子２ｂはＯＮ、第二ゲート端子３ｂはＯＦＦとしている。しかし、この組合せ（２）の状態をあらかじめ作ることによって、図７のタイミング３１で双方向スイッチ１ａがもし順方向に遮断された状態（たとえば組合せ（３）、（４））となっても双方向スイッチ１ｂのソース端子５からドレイン端子４の方向へ逆方向ダイオードを介して還流電流を流すための経路を確保でき、誘導負荷１９ａに供給する電流が不連続とならないように制御できる。つまり、双方向スイッチ１ｂのモード推移が双方向スイッチ１ａ遮断へのモード推移に対して遅れると電流が不連続となる。これを避けるために組合せ（２）を実施する。また、双方向スイッチに逆方向ダイオードがあることから上下アームの短絡状態を避けることができるためこの組合せ（２）の状態は必須である。

またもし、この組合せを意図的に経由せずに組合せ（１）から組合せ（４）に移行させようとすると、各ゲート回路や応答性のばらつき等によりスイッチングのタイミングにズレが生じ、同時に４ゲートが切り替わることはないため、例えば組合せ（１）の状態から一番初めに双方向スイッチ１ｂの第二ゲート端子３ｂがオンしてしまうタイミング発生すると上下短絡を起こし、貫通電流が流れ素子等の破壊に至る。また、組合せ（１）の状態から一番初めに双方向スイッチ１ａの第二ゲート端子３ａがオフするタイミングが少しでも発生すると順方向電流、還流電流共に遮断されてしまうため負荷に電流を流し込めなくなり、誘導負荷１９ａのインダクタンスのエネルギーの逃げ場がなくなってサージ電圧が発生し、素子や周辺回路等の破壊に至る。このような事を避けるためにも組合せ（１）の次には組合せ（２）を意図的に作る必要がある。

また、次に組合せ（３）に移行すると、双方向スイッチ１ａは、第四モードの双方向に遮断の状態で、双方向スイッチ１ｂは第一モードの双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された状態であるため双方向スイッチ１ｂのドレイン端子４からソース端子５の方向への電流は遮断され、双方向スイッチ１ｂのソース端子５からドレイン端子４の方向へ逆方向ダイオードを介して還流電流が流れる状態となる。つまり双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのゲート駆動信号は、図１１の組み合わせ（３）に示すものである。すなわち、上アームの第一ゲート端子２ａ、第二ゲート端子３ａは共にＯＦＦ、下アームの第一ゲート端子２ｂはＯＮで第二ゲート端子３ｂはＯＦＦとしている。この組合せ（３）の状態は、電流の流路は図９のようなインバータ装置１７の誘導負荷１９ａに、双方向スイッチ１ｂの第一モードを経由して還流電流が流れる状態である。この状態だと逆方向ダイオードを介して電流が流れるため第三モードで電流を流すよりも損失が多くなってしまうが、上下短絡を防止し素子の破壊等なくスイッチングを行うためには、組合せ（３）の状態を経由させることが必要である。また、組合せ（２）の状態から組合せ（３）の状態に切り替えることによって双方向スイッチ１ａを第三モードから第四モードに直接移行させることができる。組合せ（２）において、双方向スイッチ１ｂが第一モードになっていることによって、双方向スイッチ１ａを第一モードおよび第二モードを経由せず第四モードで遮断しても双方向スイッチ１ｂが第一モードになっていることから還流電流の経路が確保されているので誘導負荷１９ａに流れる電流が不連続になることなく素子の破壊等なく切り替えができる。

もし、この組合せを意図的に作らず組合せ（２）から組合せ（４）に移行させようとすると、各ゲート回路や応答性のばらつき等によりスイッチングのタイミングにズレが生じ、同時に４ゲートが切り替わることがないため、例えば組合せ（２）の状態から一番初めに双方向スイッチ１ｂの第二ゲート端子３ｂがオンしてしまうタイミングが少しでも発生すると上下短絡を起こし、貫通電流が流れ素子等の破壊に至る。

また、双方向スイッチ１ａの第一ゲート端子２ａ、第二ゲート端子３ａには、すでに説明したようにマイクロコンピュータ２１から遅延手段１９ｄを通して駆動信号が入力されているが、同時にＯＦＦさせる信号を入力しても上アームゲート駆動回路２２や双方向スイッチ１の応答性のバラつきにより同時に２つのゲートが切り替わることはないため、例えば、第一ゲート端子２ａが第二ゲート端子３ａよりも先にＯＦＦしてしまうと、双方向スイッチ１ａが第二モードで動作することになり、電流は順方向に流れているが順方向ダイオードを介して電流が負荷に流れることになるためダイオードでの損失が発生した状態となる。しかし、双方向スイッチ１ａの駆動信号をマイクロコンピュータ２１から遅延手段のみを通して入力できることから高機能なマイクロコンピュータや複雑な回路構成を用いる必要がなく安価な構成で本実施の形態のゲート駆動装置を実現することができる。また、第二ゲート端子３ａが第一ゲート端子２ａよりも先にＯＦＦさせることで、双方向スイッチ１ａに流れている順方向電流を遮断してすることができ、このときすでに双方向スイッチ１ｂに還流電流を流せる状態とすることができるので、双方向スイッチ１ａの順方向ダイオードによる損失は発生しないことになり、より低損失な状態を実現できる組合せ（３）の状態に切り替えることができる。なお、意図的に第一ゲート端子２ａを第二ゲート端子３ａよりも意図的に遅らせて切り替える場合は、ゲート回路の定数を調整して実現することもできる。このような、上下アーム短絡を防止し、低損失でゲート駆動するためには組合せ（２）の次には組合せ（３）を意図的に作る必要がある。

また、次に組合せ（４）に移行すると、双方向スイッチ１ａは、第四モードの双方向に遮断の状態で、双方向スイッチ１ｂは、第三モードの双方向に通電する状態であるので、双方向スイッチ１ｂのソース端子５からドレイン端子４の方向へ還流電流が流れる状態である。つまり双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのゲート駆動信号は、図１１の組み合わせ（４）に示すものである。すなわち、上アームの第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａはＯＦＦ、下アームの第一ゲート端子２ｂと第二ゲート端子３ｂはＯＮとしている。この組合せ（４）の状態では、電流の流路は図９のような前記インバータ装置１７の誘導負荷１９ａに、双方向スイッチ１ｂの第三モードで還流電流が流れる状態であるので、組合せ（３）の状態よりも損失が少ない状態で通流することができる。そして、組合せ（３）、組合せ（４）の順番で双方向スイッチ１ａ、１ｂを駆動させることにより、双方向スイッチ１ａが第四モードに切り替わってから双方向スイッチ１ｂを第三モードに切り替えるので、上下アーム短絡を発生させることなく還流電流を双方向スイッチ１ｂに流すことができ、素子破壊等を防ぐことができる。

以上のように、駆動装置２０のシーケンスによって、組合せ（１）、組合せ（２）、組合せ（３）、組合せ（４）、の順番に双方向スイッチ１ａ、１ｂを動作させることによって、上下のアームが同時に第三モードとならないように制御し、上アームより順方向電流を負荷に供給している状態から、下アームより還流電流を流して負荷に電流を供給する状態へ移行するときに、上下アーム短絡することなく、また負荷へ供給される電流が不連続になることなく損失が少なくスムーズに移行することができる。また逆の動作、すなわち下アームより還流電流を負荷に供給している状態から、上アームより順方向電流を負荷に供給する状態へ移行する双方向スイッチ１ａ、１ｂの動作の組合せは、組合せ（４）、組合せ（３）、組合せ（２）、組合せ（１）の順番で、上アームより順方向電流を負荷に供給する状態から下アームより還流電流を負荷に供給している状態に移行する組合せの逆の動作をすることになる。逆の動作もこの組合せの順番で動作させると上下アーム短絡することなく、また負荷へ供給される電流が不連続になることなく、損失が少なくスムーズに移行することができる。

つまり、上アームのゲート駆動信号をマイクロコンピュータ２１から遅延手段１９ｄを通して駆動装置２０へ入力し、同期制御手段１９を備えて下アームを駆動させることによって低損失で効率が良く、上アームのゲート駆動回路に関しては高機能なマイクロコンピュータや複雑な回路構成等が必要なく簡単で安価な構成の前記インバータ装置１７を得ることができる。また、タイミング３２において双方向スイッチ１ｂに順方向電流を流し、切り替えによって還流電流を流す場合は、双方向スイッチ１ａの駆動信号がマイクロコンピュータ２１から遅延手段１９ｄのみを通して入力されていることから双方向スイッチ１ａは、双方向スイッチ１ｂの状態に同期して駆動することはしない、双方向スイッチ１ａは並列に還流ダイオードを接続し還流電流の流れるための経路を確保する必要がある。しかし、このタイミング３２では双方向スイッチ１ｂは常時オンであることから、還流電流が流れる区間としては、タイミング３１に流れる場合と比較すると微小であり、この場合において還流電流を双方向スイッチ１ａに並列接続されたダイオードに流したとしてもそれほど損失は発生せず、効率にも影響は少ない。上アームに還流ダイオードを接続したとしても、先述したようにゲート駆動回路を簡単な構成とできるので、全体的には、安価な構成のインバータ装置１７を得ることができる。

ここで、通常の単方向素子の場合だと、還流電流は素子と並列接続された、例えば還流ダイオードを通って電流が流れるため、図７のタイミング３２では、下アームには何も信号は出力されておらず常にＯＦＦ状態である。しかし、本実施の形態の双方向スイッチ１ａ〜１ｆでインバータが構成される場合は、前記同期制御手段１９を備えることによって、双方向スイッチ１ｂは、還流電流を第三モードの双方向に通電できる状態で流すことができるので、還流電流による損失を低減することができ、変換効率の良いインバータ装置１７を得ることができる双方向スイッチ１ａ〜１ｆの駆動装置を提供できる。

また、前記同期制御手段１９では、双方向スイッチ１ｂは、第四モードから第三モードに移行する際に、第一モードを介して移行し、第三モードから第四モードに移行する際も第一モードに移行して上下のアーム短絡を防止し、還流電流の経路を確保する形を取っている。

また、前記駆動装置２０は、上下に配した双方向スイッチが同時に第三モードとならないように同期制御手段１９の作用により、組合せ（１）から（４）を用意して、それぞれのステップを順番に実行するシーケンスを備え、さらに遅延手段１９ｄにより、先述の前記同期制御手段１９の各組合せが移行するステップ間に所定の時間間隔を設けることによって簡単な回路構成で組合せが移行している過渡期において意図しないスイッチング動作を防止することができる。つまり、前記同期制御手段１９は上下アーム短絡なく低損失な状態で動作させることができる。例えば、双方向スイッチのスイッチング動作が極端に早い場合を想定すると、ＯＮからＯＦＦまたはＯＦＦからＯＮに切り替わる時にリンギングが発生し電圧が跳ね上がるといった現象が起こる。このような現象が発生すると過電圧によって素子破壊が発生したり、スイッチングを行うことでノイズ発生の原因となってしまうためこのような現象を避けるために意図的にスイッチングスピードを遅らせる場合がある。そのような場合では、たとえ同期制御手段１９から図１１のような波形を双方向スイッチに出力したとしても回路等のばらつきによって、実際のスイッチングスピードに遅れが生じてしまい双方向スイッチが意図しない動作をしてしまう。そして上下アーム短絡や電流不連続が発生してしまうタイミングが生じてしまう恐れがある。その防止策として、遅延手段１９ｄを設けて図１０のような組合せの順番で上下の双方向スイッチが動作するようにする必要がある。

また、前記同期制御手段１９において遅延手段１９ｄにて設定する遅延時間は、少なくとも双方向スイッチの第三モードへの移行時間あるいは第三モードから他のモードへの移行時間よりも長い時間と設定しており、例えば第三モードに移行する時間が１００ｎｓとすると先述の各組合せの移行する間に設けたデットタイムを少なくとも１００ｎｓ以上と設定することにより、過渡期における意図しないスイッチング動作を防止することができる。

また、前記同期制御手段１９を用いた本実施の形態に記載の双方向スイッチのゲート駆動装置を使用することによって、電力変換損失の少ない高効率な例えばインバータのような電力変換器を得ることができ、消費電力の少なくても同じ出力ができる電力変換装置を得ることができる。

また、前記同期制御手段１９を用いた本実施の形態に記載の双方向スイッチの駆動装置を使用することによって、例えば電力変換損失の少ない高効率なインバータ回路が搭載されることになり、消費電力が少なく省エネ効果のあるモータ駆動装置を得ることができる。

また、前記同期制御手段１９を用いた本実施の形態に記載の双方向スイッチの駆動装置を使用することによって、電力変換損失の少ない高効率なインバータ回路の搭載された空気調和機として、消費電力が少なく省エネ効果のある例えばレンジフードのようなものを得ることができる。

なお、ここまではタイミング３１について説明したが、他の上アーム（双方向スイッチ１ｃ、１ｅ）がＰＷＭ制御している区間であっても同様である。さらに、今回は第１の双方向スイッチを上アーム、第２の双方向スイッチを下アームとして、下アームの駆動状態は、上アームに順方向電流を流している場合の駆動状態に同期させて駆動させ還流電流を第三モードで流す構成にしていたが、第２の双方向スイッチを上アーム、第１の双方向スイッチを下アームとし、上アームの駆動状態を下アームに順方向電流を流している場合の駆動状態に同期させて駆動させ第三モードで還流を流す構成にしてもよい。その場合は、下アームをＰＷＭ制御する構成として、この下アームにマイクロコンピュータ２１から直接信号が入力されており、上アームの駆動状態に同期させて駆動させることはできない。

（実施の形態２）
以下、実施の形態２について、図１２、１３を参照しながら双方向スイッチ１の同期制御手段１９について説明する。

なお、実施の形態１と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。

本実施の形態２は、図１２に示すように、双方向スイッチ１を使用した電力変換装置としてインバータ装置２５は、双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅを上アーム、双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを下アームとした場合に、上アームの第一ゲート端子２ａ、２ｃ、２ｅを常時オンさせるような回路構成とする。このような構成とした場合、同期制御手段１９は、１２ゲートの内、上アームの第一ゲート端子２ａ、２ｃ、２ｅが常時オンであることから９ゲートをＰＷＭ変調させるようにすればよい。さらに上アームの第二ゲート端子を駆動させる信号としては単方向素子を電気角１２０度でＰＷＭ制御を行なう方法等を用いればよい。この場合は、上アームである双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅの第二ゲート端子のみに駆動信号を入力して順方向電流を流して、切り替えによって下アームである双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを前記同期制御手段１９によって駆動させ、双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆを第三モードで通電状態にして還流電流を流す構成にする。ここで、上アームの第一ゲート端子２ａ、２ｃ、２ｅは常時オンとしているので、下アームに順方向電流を流している状態から切り替えによって上アームに還流電流を流す場合は、上アームは前記同期制御手段１９によって駆動させることができないが、第一ゲート端子が常時オンであるため、駆動信号はなくても上アームは常に第一モードになり、上アームには第一モードを通して還流電流が流れる経路が確保されていることになるので、還流ダイオードを並列接続させる必要がなく、本実施の形態の構成にすることによって還流ダイオードは必要なくなる。

つまり、同期制御手段１９は、ハーフブリッジ回路に配置してある上下に直列接続された二つの双方向スイッチの第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）の状態を第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）の駆動状態に同期させて双方向スイッチを切り替える場合に、第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）の第一ゲート端子（２ａ）は常時オン状態にするものである。

ここでインバータの双方向スイッチ１ａ〜１ｆを１２０度通電で同期制御手段１９を備えた場合についてのタイミングチャートを図１３に示す。図１３は実施の形態１で説明した図７のタイミングチャートについて上アームの双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅの第一ゲート端子２ａ、２ｃ、２ｅを常時オンとしたものである。そこで、本実施の形態のように同期制御手段１９を備え、所定のシーケンスに基づき双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂを切り替えることが重要である。以下その切り替えのシーケンスを説明する。

図１４は、図１３で示したインバータ装置２５におけるハーフブリッジ回路１８ａの上下に直列接続された二つの双方向スイッチ１ａ、１ｂの同期動作について説明するためのオン・オフテーブルである。

以下、このオン・オフテーブルを参照して出力した場合の電力変換装置としてのインバータ装置２５について、図１５を参照しながら説明する。図１５では、双方向スイッチ１ａ〜１ｆにて主回路を構成している。双方向スイッチ１ａ〜１ｆは、それぞれ第一ゲート端子２ａ〜２ｆ、第二ゲート端子３ａ〜３ｆに対して、図１３のような９個の同期制御信号を駆動装置２０から出力することで、図１４のオン・オフテーブルを参照した４つのモードを遷移する。

すなわち、図１４の組合せ（１）は、上アームがスイッチング動作を行い、例えば、ハーフブリッジ回路１８ａから負荷に電流を流し込むタイミング３３において、双方向スイッチ１ａは第三モードの双方向に通電している状態で、双方向スイッチ１ｂは第四モードの双方向に遮断の状態であり、電流の流路は、図１５のような流路になり、順方向電流が双方向スイッチ１ａを介して誘導負荷１９ａに流れ、双方向スイッチ１ｄを通って電源へ帰還する回路が形成されている。次にタイミング３３において双方向スイッチ１ａの第二ゲート端子３ｂがオフし第一モードの双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された状態で双方向スイッチ１ｂがオンし第三モードの双方向に通電している状態となると、インバータ装置２５に流れる電流は図１６のような流路になり、還流電流が双方向スイッチ１ｂの第三モードを介して負荷に流れている状態に切り替わる。

このように図１４のタイミング３３においてインバータ装置２５に流れる電流の流路を双方向スイッチ１ａから双方向スイッチ１ｂに切り替える場合に、図１４のオン・オフテーブルにおいて、組合せ（１）、組合せ（２）、組合せ（３）、組合せ（４）の順番に駆動させることによって、上下アームの短絡がなく貫通電流が流れず、かつ負荷に流れる電流が不連続になることなく素子、回路等の破壊を防止し、損失が少ない双方向スイッチ１ａ、１ｂの駆動をすることができる。

そこで、駆動装置２０は、第四モードにある第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態を第三モードにある第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させる同期制御手段１９を備えている。この同期制御手段１９には、すでに図１４を用いて説明した組合せ（１）から（４）の４つのステップとこれらを順番に実行させるシーケンスが備えられている。

つまり、前記４つのステップを順番に遷移させることで、同期制御手段１９は、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第四モードから第三モードへ移行させて通電する場合に、第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）および第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第一モードへ経由させるステップ（組合せ（２））（組合せ（３））を有するものである。

また、同期制御手段は、組合せ（２）、組合せ（３）の順番で移行すると第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）と第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）が第一モードに切り替える場合に第１の双方向スイッチを第一モードに切り替えるステップ（組合せ２）と第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第一モードに切り替えるステップ（組合せ３）を備え、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）よりも先に切り替えるシーケンスを有するものである。

つまり、双方向スイッチ１ａを駆動させる信号は、実施の形態１ですでに説明したように遅延手段１９ｄを通して入力されているので、元の遅延する前の信号に同期して双方向スイッチ１ｂを駆動させ第一モードに切り替えるものである。その後に遅延した信号により双方向スイッチ１ａが駆動し、第一モードに切り替わるものである。

また、同期制御手段は、組合せ（３）から組合せ（４）の順番に移行するシーケンスは第１の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ａ）が第一モードに切り替わった後に、第２の双方向スイッチ（双方向スイッチ１ｂ）を第三モードへ切り替えるものである。

以下同期制御手段１９の作用による動作について図１４、１５、１６、１７を用いて説明する。

まず、図１４の組合せ（１）では、前記第１の双方向スイッチとしての双方向スイッチ１ａは、第三モードの双方向に通電する状態で、前記第２の双方向スイッチとしての双方向スイッチ１ｂは、第四モードの双方向に遮断の状態である。つまり双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのゲート駆動信号は、図１７の組み合わせ（１）に示すものである。すなわち、第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａは共にＯＮ、第一ゲート端子２ｂ、第二ゲート端子３ｂは共にＯＦＦとしている。この組合せ（１）の状態では、意図する電流の通流方向は、双方向スイッチ１ａのドレイン端子４からソース端子５への方向であり、双方向スイッチ１ｂが遮断状態にあるので、電流の流路は図１５のような双方向スイッチ１ａを通ってインバータ装置２５の誘導負荷１９ａに流れ込み、双方向スイッチ１ｄを通って電源へ帰還する回路が形成されている状態である。これは図１７の組み合わせ（１）に示す状態でもある。

次に組合せ（２）に移行させると、双方向スイッチ１ａは、第三モードの双方向に通電する状態で、双方向スイッチ１ｂは、第一モードの双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された状態であるので、電流の方向は組合せ（１）の場合と同じで電流の流路は図１５のままである。しかし、双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのゲート駆動信号は、図１７の組み合わせ（２）に示すものである。すなわち、上アームの第一ゲート端子２ａと第二ゲート端子３ａと下アームの第一ゲート端子２ｂはＯＮ、第二ゲート端子３ｂはＯＦＦとしている。しかし、この組合せ（２）の状態をあらかじめ作ることによって、図１３のタイミング３３で双方向スイッチ１ａがもし順方向に遮断された状態（たとえば組合せ（３）、（４））となっても双方向スイッチ１ｂのソース端子５からドレイン端子４の方向へ逆方向ダイオードを介して還流電流を流すための経路を確保でき、誘導負荷１９ａに供給する電流が不連続とならないように制御できる。つまり、双方向スイッチ１ｂのモード推移が双方向スイッチ１ａ遮断へのモード推移に対して遅れると電流が不連続となる。これを避けるために組合せ（２）を実施する。また、双方向スイッチ１に逆方向ダイオードが存在する第一モードがあることから上下アームの短絡状態を避けることができるためこの組合せ（２）の状態は必須である。

もし、この組合せを意図的に経由せずに組合せ（１）から組合せ（４）に移行させようとしても、各ゲート回路や応答性のばらつき等によりスイッチングのタイミングにズレが生じ、同時に３ゲートが切り替えることはできない。例えば組合せ（１）の状態から一番初めに双方向スイッチ１ｂの第二ゲート端子３ｂがオンしてしまうタイミング発生すると上下短絡を起こし、貫通電流が流れ素子等の破壊に至る。また、組合せ（１）の状態から一番初めに双方向スイッチ１ａの第二ゲート端子３ａがオフするタイミングが少しでも発生すると順方向電流、還流電流共に遮断されてしまうため負荷に電流を流し込めなくなり、誘導負荷１９ａのインダクタンスのエネルギーの逃げ場がなくなってサージ電圧が発生し、素子や周辺回路等の破壊に至る。このような事を避けるためにも組合せ（１）の次には組合せ（２）を意図的に作る必要がある。つまり、双方向スイッチ１ｂを双方向スイッチ１ａよりも先に第一モードに切り替える必要がある。

また、次に組合せ（３）に移行すると、双方向スイッチ１ａは、第一モードの双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された状態で、双方向スイッチ１ｂも第一モードの双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された状態であるため双方向スイッチ１ａのドレイン端子４からソース端子５の方向への電流は遮断され、双方向スイッチ１ｂのソース端子５からドレイン端子４の方向へ逆方向ダイオードを介して還流電流が流れる状態となる。これは、双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのゲート駆動信号は、図１７の組み合わせ（３）に示すものである。すなわち、上アームの第一ゲート端子２ａはＯＮ、第二ゲート端子３ａはＯＦＦ、下アームの第一ゲート端子２ｂはＯＮで第二ゲート端子３ｂはＯＦＦとしている。この組合せ（３）の状態は、電流の流路は図１６のようなインバータ装置２５の誘導負荷１９ａに、双方向スイッチ１ｂの第一モードを経由して還流電流が流れる状態である。この状態は、逆方向ダイオードを介して電流が流れるため損失が第三モードで電流を流す場合よりも多くなってしまうが、上下短絡を防止し素子の破壊等なくスイッチングを行うためには、組合せ（３）の状態が一瞬でも必要である。つまり、双方向スイッチ１ｂを第四モードから第三モードに移行させる場合には、二つの双方向スイッチが第一モードになる状態を作る必要がある。

もし、この組合せを意図的に作らず組合せ（２）から組合せ（４）に移行させようとしても、各ゲート回路や応答性のばらつき等によりスイッチングのタイミングにズレが生じ、同時に３ゲートが切り替えることがない。例えば組合せ（２）の状態から一番初めに双方向スイッチ１ｂの第二ゲート端子３ｂがオンしてしまうタイミングが少しでも発生すると上下短絡を起こし、貫通電流が流れ素子等の破壊に至る。また、双方向スイッチの第一ゲート端子２ａがオフすると電流は順方向に流れているが順方向ダイオードを介して電流が負荷に流れることになるためダイオードでの損失が発生した状態となり、順方向電流を遮断するためには結局双方向スイッチ１ａの第二ゲート端子３ａをオフする必要があるため、無駄な損失が発生してしまうことになる。このような、上下アーム短絡を防止し、低損失でゲート駆動するためには組合せ（２）の次には組合せ（３）を意図的に作る必要がある。

また、次に組合せ（４）に移行すると、双方向スイッチ１ａは、第一モードの双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された状態で、双方向スイッチ１ｂは、第三モードの双方向に通電する状態であるので、双方向スイッチ１ｂのソース端子５からドレイン端子４の方向へ還流電流が流れる状態である。これは、双方向スイッチ１ａと双方向スイッチ１ｂのゲート駆動信号は、図１７の組み合わせ（４）に示すものである。すなわち、上アームの第一ゲート端子２ａはＯＮで第二ゲート端子３ａはＯＦＦ、下アームの第一ゲート端子２ｂと第二ゲート端子３ｂはＯＮとしている。この組合せ（４）の状態では、電流の流路は図１６のような前記インバータ装置２５の誘導負荷１９ａに、双方向スイッチ１ｂの第三モードで還流電流が流れる状態であるので、組合せ（３）の状態よりも損失が少ない状態で通流することができる。そして、組合せ（３）、組合せ（４）の順番で双方向スイッチ１ａ、１ｂを駆動させることにより、双方向スイッチ１ａが第一モードに切り替わってから双方向スイッチ１ｂを第三モードに切り替えるので、上下アーム短絡を発生させることなく還流電流を双方向スイッチ１ｂに第三モードで通電させることができ、素子破壊等を防ぐことができる。

ここで、双方向スイッチ１ａの第一ゲート端子２ａを常時オンとしていることから組合せ（４）の状態で双方向スイッチ１ａを第四モードにすることはしないためので、第一ゲート端子２ａを制御させるための駆動信号を必要としないことから、回路構成を簡単で安価にすることができる。インバータ装置２５全体で考えると上アームの第一ゲート端子２ａ、２ｃ、２ｅを駆動させるための３つの信号を必要としない構成により回路構成も簡単にでき、より安価なインバータ装置２５を得ることができる。

以上のように、駆動装置２０によって、組合せ（１）、組合せ（２）、組合せ（３）、組合せ（４）、の順番に双方向スイッチ１ａ、１ｂを動作させて、上下のアームが同時に第三モードとならないように制御し、上アームより順方向電流を負荷に供給している状態で上アームをＰＷＭ制御しても上下アーム短絡することなく、また負荷へ供給される電流が不連続になることもなく、下アームに還流電流を流して負荷に供給する状態に損失を少なくかつスムーズに移行することができる。また逆の動作、すなわち下アームより還流電流を負荷に供給している状態から、上アームより順方向電流を負荷に供給する状態へ移行する双方向スイッチ１ａ、１ｂの動作の組合せは、組合せ（４）、組合せ（３）、組合せ（２）、組合せ（１）の順番で動作させることとなる。つまり、上アームより順方向電流を負荷に供給する状態から下アームより還流電流を負荷に供給する状態に移行する組合せの逆の順番に動作させることになる。逆の動作もこの組合せの順番で動作させると上下アーム短絡することなく、また負荷へ供給される電流が不連続になることなく、損失が少なくスムーズに移行することができる。

つまり、上アームの第一ゲート端子を常時オンとし、第二ゲート端子のみをＰＷＭ制御させ、その駆動状態に同期させ下アームを駆動させる同期制御手段１９を備えることによって下アームに還流電流を流す場合には低損失で効率が良く、上アームのゲート駆動回路に関しては高機能なマイクロコンピュータや複雑な回路構成等が必要なく簡単で安価な構成の前記インバータ装置２５を得ることができる。

また、タイミング３４において双方向スイッチ１ｂに順方向電流を流し、切り替えによって還流電流を流す場合は、双方向スイッチ１ａは、双方向スイッチ１ｂの状態に同期して駆動することしないが、第一ゲート端子が常時オンであることから、双方向スイッチ１ａは、常に第一モードになり、上アームには第一モードを通して還流電流が流れる経路が確保されているので、インバータ装置２５には還流ダイオードは必要なくなる。また、このタイミング３４は双方向スイッチ１ｂが常時オンであることから、還流電流が流れる区間としては、タイミング３３の双方向スイッチ１ｂの還流電流を流す区間に比べると電流は微小であり、この場合において還流電流を双方向スイッチ１ａの第一モードである逆方向ダイオードを流したとしてもそれほど損失は発生せず、効率にも影響は少ないと考えられる。

以上より、上アームの第一ゲート端子を常時オン状態とし、下アームを上アームの動作に同期させて駆動する本実施の形態の構成にすることによって、上アームのゲート駆動回路を簡単な構成とすることができ、還流電流を流す場合の損失も低減できるという安価で損失の少ない構成のインバータ装置２５を得ることができる。

なお、ここまではタイミング３３について説明したが、他の上アーム（双方向スイッチ１ｃ、１ｅ）がＰＷＭ制御している区間であっても同様である。さらに、本実施の形態は第１の双方向スイッチを上アーム、第２の双方向スイッチを下アームとして、下アームの駆動状態は、上アームの順方向電流をＰＷＭ制御する構成のインバータ装置の上アームの駆動状態に同期させて駆動させ還流電流を第三モードで流す構成にしていたが、第２の双方向スイッチを上アーム、第１の双方向スイッチを下アームとし、上アームの駆動状態は、下アームの順方向電流をＰＷＭ制御する構成のインバータ装置の下アームの駆動状態に同期させて駆動させ第三モードで還流を流す構成にしてもよい。その場合は、下アームの第一ゲート端子は常時オン状態で第二ゲート端子をＰＷＭ制御する構成であり、上アームの駆動状態に同期させて駆動させることはできない。

つまり第１の双方向スイッチは、上アームの双方向スイッチとしても下アームの双方向スイッチとしても良く、順方向電流をＰＷＭ制御している側のアームに配置した双方向スイッチを第１の双方向スイッチとして、この双方向スイッチと直列に接続した双方向スイッチを第２の双方向スイッチとするものである。

本発明にかかる双方向スイッチのゲート駆動回路は、ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、前記双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、ブリッジ回路に配置してある上下に直列接続された二つの前記双方向スイッチのうち第１の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、第２の双方向スイッチを前記第三モードで通電させるようにこの第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態のみを第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させる同期制御手段を備え、第２の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前期順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第１の双方向スイッチに流す場合は、前記第１の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態は第２の双方向スイッチの駆動状態に同期させないという構成にして、前記同期制御手段は、前記単相あるいは三相インバータにおいて、接続された誘導負荷から流れる還流電流を第２の双方向スイッチに流す場合に前記第三モードで通電するように前記第一ゲート端子、および第二ゲート端子に制御信号を送り、第２の双方向スイッチを駆動させるので、第２の双方向スイッチには、還流ダイオードを並列接続する必要がなく、還流ダイオードのＶｆによる損失を無くすことができ、低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動装置を提供することができる。また、片側のみ同期を取ることで第１の双方向スイッチには還流を流すための還流ダイオードを並列接続する必要があるが、第１の双方向スイッチには第２の双方向スイッチの駆動状態に同期した複雑な信号を入力する必要がないため簡単で安価な構成の双方向スイッチの駆動装置を提供することもでき有用である。

１ 双方向スイッチ
１ａ〜１ｆ 双方向スイッチ
２ 第一ゲート端子
２ａ〜２ｆ 第一ゲート端子
２ａｇ〜２ｆｇ ゲート駆動信号
３ 第二ゲート端子
３ａ〜３ｆ 第二ゲート端子
３ａｇ〜３ｆｇ ゲート駆動信号
４ ドレイン端子
５ ソース端子
６ 基板
７ バッファ層
８ 半導体層積層体
９ ＧａＮ層
１０ ＡｌＧａＮ層
１１Ａ 第１のオーミック電極
１１Ｂ 第２のオーミック電極
１２Ａ 第１のｐ型半導体層
１２Ｂ 第２のｐ型半導体層
１３Ａ 第１のゲート電極
１３Ｂ 第２のゲート電極
１４ 保護膜
１５ 第１のトランジスタ
１６ 第２のトランジスタ
１７ インバータ装置
１８ａ〜１８ｃ ハーフブリッジ回路
１９ 同期制御手段
１９ａ 誘導負荷
１９ｄ 遅延手段
２０ 駆動装置
２１ マイクロコンピュータ
２２ 上アームゲート駆動回路
２３ 下アームゲート駆動回路
２４ ＯＲ回路
２５ インバータ装置
３１ タイミング
３２ タイミング
３３ タイミング
３４ タイミング

Claims (16)

1. ブリッジ回路に配置して単相あるいは三相インバータを構成する双方向スイッチと、前記双方向スイッチを駆動する駆動装置とを備え、前記双方向スイッチは、チャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成した第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に前記第１のオーミック電極側から順に形成した第１のｐ型半導体層及び第２のｐ型半導体層と、前記第１のｐ型半導体層の上に形成した第１のゲート電極と、前記第２のｐ型半導体層の上に形成した第２のゲート電極とを備えた基板と、前記第１のオーミック電極に接続したドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続したソース端子と、前記第１のゲート電極に接続した第一ゲート端子と、前記第２のゲート電極に接続した第二ゲート端子とで構成し、かつ、前記第一ゲート端子とドレイン端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モードと、前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のみにゲート駆動信号を入力すると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間にゲート駆動信号を入力して前記ドレイン端子から前記ソース端子間に順方向ダイオードおよび逆方向ダイオードのいずれも介さない双方向に導通する動作する第三モードと、前記第一ゲート端子とドレイン端子間および前記第二ゲート端子と前記ソース端子間のいずれにもゲート駆動信号を加えないで順逆双方向の電流を遮断する第四モードとを有し、前記駆動装置は、ブリッジ回路に配置してある上下に直列接続された二つの前記双方向スイッチのうち第１の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前記順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第２の双方向スイッチに流す場合において、第２の双方向スイッチを前記第三モードで通電させるようにこの第２の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態のみを第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させる同期制御手段を備え、第２の双方向スイッチに順方向電流を流している状態から、切り替えによって前期順方向電流を遮断し、前記単相あるいは三相インバータの負荷電流を還流電流として第１の双方向スイッチに流す場合は、前記第１の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の状態は第２の双方向スイッチの駆動状態に同期させないことを特徴とする双方向スイッチの駆動装置。
2. 駆動装置は、第２の双方向スイッチを第四モードから第三モードへ移行させて通電する場合に、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチを切り替える所定のステップを実行するシーケンスを有する請求項１記載の双方向スイッチの駆動装置。
3. 駆動装置は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチを第三モードに切り替える場合に第１の双方向スイッチを第三モードに切り替えるステップと第２の双方向スイッチを第三モードに切り替えるステップを備え、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチの各ステップは同時に第三モードとならないように制御するシーケンスを有する請求項２記載の双方向スイッチの駆動装置。
4. 同期制御手段は、第２の双方向スイッチを第四モードから第三モードへ移行させて通電する場合に、第２の双方向スイッチを第一モードに経由させるステップを有する請求項３記載の双方向スイッチの駆動装置。
5. 同期制御手段は、第１の双方向スイッチが第四モードに切り替わった後に、第２の双方向スイッチを第三モードへ切り替えるシーケンスを有する請求項４記載の双方向スイッチ駆動装置。
6. 駆動装置に信号発信手段を備え、ブリッジ回路に配置してある上下に直列接続された二つの双方向スイッチの第２の双方向スイッチの状態を第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させて切り替える場合に、第１の双方向スイッチの第一ゲート端子、および第二ゲート端子の駆動信号は信号発信手段から入力されることを特徴とした請求項４または５記載の双方向スイッチの駆動装置。
7. 信号発信手段は、第１の双方向スイッチを切り替える場合は、を第一モードあるいは第二モードを意図的に経由しないことを特徴とする請求項６記載の双方向スイッチの駆動装置。
8. 駆動装置は、第２の双方向スイッチを第四モードから第三モードへ移行させて通電する場合に、第１の双方向スイッチおよび第２の双方向スイッチを第一モードへ経由させるステップを有する請求項３記載の双方向スイッチの駆動装置。
9. 駆動装置は、第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチが第一モードに切り替える場合に第１の双方向スイッチを第一モードに切り替えるステップと第２の双方向スイッチを第一モードに切り替えるステップを備え、第２の双方向スイッチを第１の双方向スイッチよりも先に切り替えるシーケンスを有する請求項８記載の双方向スイッチの駆動装置。
10. 同期制御手段は、第１の双方向スイッチが第一モードに切り替わった後に、第２の双方向スイッチを第三モードへ切り替えるシーケンスを有する請求項９記載の双方向スイッチ駆動装置。
11. 駆動装置は、ブリッジ回路に配置してある上下に直列接続された二つの双方向スイッチの第２の双方向スイッチの状態を同期制御手段が第１の双方向スイッチの駆動状態に同期させて双方向スイッチを切り替える場合に、第１の双方向スイッチの第一ゲート端子は常時オン状態であることを特徴とした請求項８から１０のいずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置。
12. 駆動装置は、第１、第２の双方向スイッチを切り替えるステップを所定の時間間隔で行う遅延手段を設けたことを特徴とする請求項２から１１のいずれか一つに記載の双方向スイッチ駆動装置。
13. 遅延手段にて設定する所定の時間間隔は、双方向スイッチ素子の応答時間よりも長い時間とした請求項１２記載の双方向スイッチの駆動装置。
14. 請求項１から１３のいずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したことを特徴とする電力変換装置。
15. 請求項１から１４のいずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したことを特徴とするモータ駆動装置。
16. 請求項１から１４のいずれか一つに記載の双方向スイッチの駆動装置を使用したことを特徴とする空気調和機。

Images