JP2010004588A - 双方向スイッチのゲート駆動方法およびそれを用いた電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ等に適用される半導体デバイスは、寄生ダイオードにより誘導負荷からの還流電流を通流する場合、ダイオードの順方向電圧による損失が大きくなることが懸念され、また双方向デバイスを適用した場合には、２つのゲート端子を駆動する必要があり、制御の複雑化、かつ高コストになるという課題があった。
【解決手段】第一ゲート端子２、第二ゲート端子３、ドレイン端子４、ソース端子５を備え、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を各オンオフすることで４つの動作モードを有する双方向スイッチ１に適用する駆動方法であり、第一ゲート端子２あるいは第二ゲート端子３の何れか一方を常時オン状態となるように制御し、還流電流を流す経路を確保しつつ、ダイオード損失を低減し、かつ２つのゲート信号数を減らし、簡易な回路構成、かつ低コストに実現することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ゲート信号に制御により４つの状態を有する双方向スイッチのゲート駆動方法に関する。

近年、電子機器の普及がさらに拡大傾向にあるが、同時に電子機器の消費電力増加、引いては地球温暖化などが発生しており、社会的な問題と認識されている。このような社会的背景から、電子機器の低消費電力化の要求も高くなっており、根幹となる電源回路、あるいは電子機器の主たる機能を実現するためのアクチュエータなど待機電力、運転のための電力の何れの電力消費についても技術革新による消費削減が期待されている。

従来、この種の低消費電力化のための技術としては、使用する電圧に応じて、適宜半導体デバイスをＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴの使い分ける、あるいは新しい半導体デバイスとして、双方向性スイッチを利用した電力変換回路が提案されている。

以下、その双方向性スイッチの駆動方法について、特許文献１を一例として説明する。

図９に示すのは、低電圧側に対応する主電極のゲート電極にゲート閾値以上の電圧を印加して低電圧側のＭＯＳＦＥＴをオンし、０または有限の遅延時間の後に高電圧側の主電極に対応するゲート電極にゲート閾値以上の電圧を印加して高電圧側オフする。この駆動方法では、初期状態は素子が非導通でゲート電極の電位ＶＧ１をゲート閾値以下、ゲート電極の電位ＶＧ２はゲート閾値以上の状態を示している。図では、ＶＧ１をゲート閾値以上にし、遅延時間τ１後、ＶＧ２をゲート閾値以下にして素子を導通させている。また、ＶＧ２をゲート閾値以上にして、遅延時間τ２後、ＶＧ１をゲート閾値以下にし、素子を阻止状態としている。
特許第３１８３０５５号公報

このような従来の双方向性スイッチの駆動方法では、ゲート駆動のための信号が１素子当たり２つの信号を必要とし、マイクロコンピュータから直接駆動信号を出力する場合、一般的な三相インバータでは６素子必要となることから、１２個のゲート信号を出力する必要があり、マイクロコンピュータ内部の処理が大容量かつ複雑、また高機能なマイクロコンピュータを選択する必要があり、加えてゲート駆動のための回路部品が多くなり、高価になるという課題があった。

また、特許文献１以外の単方向スイッチを使用した一般的なインバータ等の電力変換回路であれば、トランジスタと逆方向に導通させるためのダイオードを並列接続するため、逆方向に流す際のダイオードの順方向電圧による損失が大きくなるため、冷却フィン、あるいは冷却ファンなど装置が大型化するという課題があった。

本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、上下アームの短絡を防止し、デッドタイムの過渡期の環流電流を流すループを形成しつつ、環流電流による損失を低減することができ、かつ駆動のためのゲート信号数を減らし、高機能なマイクロコンピュータの選択を必要とせず、また、単方向スイッチを応用した一般的なインバータ等の電力変換回路に対して低損失な電力変換回路を実現することを可能とした双方向スイッチの駆動方法を提供することを目的としている。

本発明の双方向スイッチのゲート駆動方法は、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチを二個直列に接続したブリッジ回路を少なくとも２対以上並列に接続した単相用あるいは三相用のインバータであって、前記双方向スイッチの前記第一ゲート端子は常時オン状態となるように制御する制御手段を備える構成としたものである。

この手段により、インバータの出力側に誘導性の負荷が接続された状態に、上下アーム短絡を防止するためのデッドタイムであっても還流電流を通流する経路を確保しつつ、デッドタイム以外のタイミングにおいてはダイオードによる順方向電圧が発生しないため、より低損失な回路を構成することができ、さらに双方向スイッチの使用個数の２倍に相当するゲート信号を生成する必要がないため、より簡易な回路およびマイクロプロセッサの処理を実現することができるため、安価なインバータを実現することができることとなる。

また、第一及び第二ゲート端子を駆動する駆動回路はブートストラップ回路を適用し、制御手段は通電開始後からインバータが動作を開始するまでに各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサを優先して充電するように制御する構成としたものである。

この手段により、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサの初期充電を行うことができ、インバータのスムーズな起動を行なうことができることとなる。

さらに、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電は、前記各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子を同時あるいは個別に駆動するように制御する構成としたものである。

この手段により、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサの初期充電に対して、特別な回路を構成することなく行うことができ、また、インバータのスムーズな起動を行なうことができることとなる。

また、インバータの入力側の電圧、電流あるいは電力が遮断された際に、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサを優先して充電するように制御する構成としたものである。

この手段により、電源側の瞬時電圧低下などが発生した場合、ブートストラップ回路に配したコンデンサに蓄積された電荷が放電されたか否かに関係なく再スタートするため、インバータの復帰をよりスムーズに、かつ起動時のシーケンスを利用することができるため、簡易なソフトウェアの構成とすることができることとなる。

さらに、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電は、前記各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子を同時に駆動するように制御する構成としたものである。

この手段により、電源側の瞬時電圧低下などが発生した場合、ブートストラップ回路に配したコンデンサに蓄積された電荷が放電されたか否かに関係なく同時に充電のための駆動を行うため、インバータの復帰をより高速に行なうことができることとなる。

また、インバータの負荷側の状態変化を加速しないように、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサを優先して充電するように制御する構成としたものである。

この手段により、電源側の瞬時電圧低下などが発生した場合、ブートストラップ回路に配したコンデンサに蓄積された電荷が放電されたか否かに関係なく、順次各相に対応するコンデンサに充電するため、負荷側の線間を短絡する経路を形成することなく、慣性力で駆動を継続させることが望ましい負荷（例えば、景観上回転を継続するのが望ましい、あるいは回転エネルギーをそのまま利用して起動エネルギーを抑えることが望ましい天井に設置されたファンなど）の回転から失速あるいは停止といった状態変化を加速しないようにすることができることとなる。

さらに、インバータの負荷側の状態変化を加速しないように充電する制御方法は、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電を前記各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子を個別に駆動するように制御する構成としたものである。

この手段により、負荷側の状態変化を加速しないように充電するために特別な回路あるいは特別なソフトウェアを形成する必要性がなく、より簡易な回路構成かつソフトウェアで実現することができることとなる。

また、制御手段は、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子をＰＷＭ制御する構成としたものである。

この手段により、下アームの第二ゲート端子をオンしたタイミングにのみ充電回路が形成される上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電する周期を短くし、充電頻度が高くなるため、コンデンサの必要容量を小さくすることができ、小型で安価なゲート駆動回路を形成することができることとなる。

さらに、制御手段は、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子のみをＰＷＭ制御し、各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子は電気角１２０度毎に常時オンするように制御する構成としたものである。

この手段により、下アームの第二ゲート端子はＰＷＭ制御する必要がないため、より簡単なソフトウェアで構成することができ、マイクロプロセッサの機能負担を軽減することができるため、より安価なマイクロプロセッサを採用することができることとなる。

この手段により、双方向スイッチをより簡単な構成で電力変換装置へ適用することができ、低損失かつ安価な装置を構成することができる。

本発明によれば、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチを二個直列に接続したブリッジ回路を少なくとも２対以上並列に接続した単相用あるいは三相用のインバータであって、前記双方向スイッチの前記第一ゲート端子は常時オン状態となるように制御する制御手段を備える構成とすることで、インバータの出力側に誘導性の負荷が接続された状態に、上下アーム短絡を防止するためのデッドタイムであっても還流電流を通流する経路を確保しつつ、デッドタイム以外のタイミングにおいてはダイオードによる順方向電圧が発生しないため、より低損失な回路を構成することができ、さらに双方向スイッチの使用個数の２倍に相当するゲート信号を生成する必要がないため、より簡易な回路およびマイクロプロセッサの処理を実現することができるため、安価なインバータを実現することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。

また、第一及び第二ゲート端子を駆動する駆動回路はブートストラップ回路を適用し、制御手段は通電開始後からインバータが動作を開始するまでに各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサを優先して充電するように制御する構成とすることで、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサの初期充電を行うことができ、インバータのスムーズな起動を行なうことができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。

さらに、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電は、前記各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子を同時あるいは個別に駆動するように制御する構成とすることで、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサの初期充電に対して、特別な回路を構成することなく行うことができ、また、インバータのスムーズな起動を行なうことができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。

また、インバータの入力側の電圧、電流あるいは電力が遮断された際に、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサを優先して充電するように制御する構成とすることで、電源側の瞬時電圧低下などが発生した場合、ブートストラップ回路に配したコンデンサに蓄積された電荷が放電されたか否かに関係なく再スタートするため、インバータの復帰をよりスムーズに、かつ起動時のシーケンスを利用することができるため、簡易なソフトウェアの構成とすることができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。

さらに、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電は、前記各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子を同時に駆動するように制御する構成とすることで、電源側の瞬時電圧低下などが発生した場合、ブートストラップ回路に配したコンデンサに蓄積された電荷が放電されたか否かに関係なく同時に充電のための駆動を行うため、インバータの復帰をより高速に行なうことができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。

また、インバータの負荷側の状態変化を加速しないように、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサを優先して充電するように制御する構成とすることで、電源側の瞬時電圧低下などが発生した場合、ブートストラップ回路に配したコンデンサに蓄積された電荷が放電されたか否かに関係なく、順次各相に対応するコンデンサに充電するため、負荷側の線間を短絡する経路を形成することなく、慣性力で駆動を継続させることが望ましい負荷（例えば、景観上回転を継続するのが望ましい、あるいは回転エネルギーをそのまま利用して起動エネルギーを抑えることが望ましい天井に設置されたファンなど）の回転から失速あるいは停止といった状態変化を加速しないようにすることができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。

さらに、インバータの負荷側の状態変化を加速しないように充電する制御方法は、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電を前記各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子を個別に駆動するように制御する構成とすることで、負荷側の状態変化を加速しないように充電するために特別な回路あるいは特別なソフトウェアを形成する必要性がなく、より簡易な回路構成かつソフトウェアで実現することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。

また、制御手段は、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子をＰＷＭ制御する構成とすることで、下アームの第二ゲート端子をオンしたタイミングにのみ充電回路が形成される上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電する周期を短くし、充電頻度が高くなるため、コンデンサの必要容量を小さくすることができ、小型で安価なゲート駆動回路を形成することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。

さらに、制御手段は、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子のみをＰＷＭ制御し、各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子は電気角１２０度毎に常時オンするように制御する構成とすることで、下アームの第二ゲート端子はＰＷＭ制御する必要がないため、より簡単なソフトウェアで構成することができ、マイクロプロセッサの機能負担を軽減することができるため、より安価なマイクロプロセッサを採用することができる双方向スイッチのゲート駆動方法を提供できる。

また、双方向スイッチのゲート駆動方法を使用した電力変換装置（例えばインバータ装置）を構成することで、簡単な構成、低損失かつ安価な電力変換装置を提供できる。

本発明の請求項１記載の発明は、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチを二個直列に接続したブリッジ回路を少なくとも２対以上並列に接続した単相用あるいは三相用のインバータであって、前記双方向スイッチの前記第一ゲート端子は常時オン状態となるように制御する制御手段を備える構成としたものであり、インバータの出力側に誘導性の負荷が接続された状態に、上下アーム短絡を防止するためのデッドタイムであっても還流電流を通流する経路を確保しつつ、デッドタイム以外のタイミングにおいてはダイオードによる順方向電圧が発生しないため、より低損失な回路を構成することができ、さらに双方向スイッチの使用個数の２倍に相当するゲート信号を生成する必要がないため、より簡易な回路およびマイクロプロセッサの処理を実現することができるため、安価なインバータを実現することができるという作用を有する。

また、第一及び第二ゲート端子を駆動する駆動回路はブートストラップ回路を適用し、制御手段は通電開始後からインバータが動作を開始するまでに各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサを優先して充電するように制御する構成としたものであり、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサの初期充電を行うことができ、インバータのスムーズな起動を行なうことができるという作用を有する。

さらに、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電は、前記各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子を同時あるいは個別に駆動するように制御する構成としたものであり、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサの初期充電に対して、特別な回路を構成することなく行うことができ、また、インバータのスムーズな起動を行なうことができるという作用を有する。

また、インバータの入力側の電圧、電流あるいは電力が遮断された際に、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサを優先して充電するように制御する構成としたものであり、電源側の瞬時電圧低下などが発生した場合、ブートストラップ回路に配したコンデンサに蓄積された電荷が放電されたか否かに関係なく再スタートするため、インバータの復帰をよりスムーズに、かつ起動時のシーケンスを利用することができるため、簡易なソフトウェアの構成とすることができるという作用を有する。

さらに、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電は、前記各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子を同時に駆動するように制御する構成としたものであり、電源側の瞬時電圧低下などが発生した場合、ブートストラップ回路に配したコンデンサに蓄積された電荷が放電されたか否かに関係なく同時に充電のための駆動を行うため、インバータの復帰をより高速に行なうことができるという作用を有する。

また、インバータの負荷側の状態変化を加速しないように、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサを優先して充電するように制御する構成としたものであり、電源側の瞬時電圧低下などが発生した場合、ブートストラップ回路に配したコンデンサに蓄積された電荷が放電されたか否かに関係なく、順次各相に対応するコンデンサに充電するため、負荷側の線間を短絡する経路を形成することなく、慣性力で駆動を継続させることが望ましい負荷（例えば、景観上回転を継続するのが望ましい、あるいは回転エネルギーをそのまま利用して起動エネルギーを抑えることが望ましい天井に設置されたファンなど）の回転から失速あるいは停止といった状態変化を加速しないようにすることができるという作用を有する。

さらに、インバータの負荷側の状態変化を加速しないように充電する制御方法は、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電を前記各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子を個別に駆動するように制御する構成としたものであり、負荷側の状態変化を加速しないように充電するために特別な回路あるいは特別なソフトウェアを形成する必要性がなく、より簡易な回路構成かつソフトウェアで実現することができるという作用を有する。

また、制御手段は、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子をＰＷＭ制御する構成としたものであり、下アームの第二ゲート端子をオンしたタイミングにのみ充電回路が形成される上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電する周期を短くし、充電頻度が高くなるため、コンデンサの必要容量を小さくすることができ、小型で安価なゲート駆動回路を形成することができるという作用を有する。

さらに、制御手段は、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子のみをＰＷＭ制御し、各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子は電気角１２０度毎に常時オンするように制御する構成としたものであり、下アームの第二ゲート端子はＰＷＭ制御する必要がないため、より簡単なソフトウェアで構成することができ、マイクロプロセッサの機能負担を軽減することができるため、より安価なマイクロプロセッサを採用することができるという作用を有する。

また、双方向スイッチのゲート駆動方法を使用した電力変換装置（例えばインバータ装置）を構成したものであり、簡単な構成、低損失かつ安価な電力変換装置にすることができるという作用を有する。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
双方向スイッチ１について、図１を参照しながら構成について説明する。図１に示すように、双方向スイッチ１は、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３とドレイン端子４とソース端子５により構成されている。双方向スイッチ１は、シリコン（Ｓｉ）からなる基板６の上に厚さが１０ｎｍ窒化アルミニウム（ＡｌＮ）と厚さが１０ｎｍの窒化ガリウム（ＧａＮ）とが交互に積層されてなる厚さが１μｍのバッファ層７が形成され、その上に半導体層積層体８が形成されている。半導体層積層体８は、第１の半導体層とこの第１の半導体層と比べてバンドギャップが大きい第２の半導体層とが基板側から順次積層されている。第１の半導体層は、厚さが２μｍのＧａＮ（アンドープの窒化ガリウム）層９であり、第２の半導体層は、厚さが２０ｎｍのｎ型のＡｌＧａＮ（窒化アルミニウムガリウム）層１０である。ＧａＮ層９のＡｌＧａＮ層１０とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０１３ｃｍ―²以上で且つ移動度が１０００ｃｍ²Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域が生成されている。半導体層積層体８の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接合を形成している。また、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層１０の一部を除去すると共にＧａＮ層９を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１ＢがＡｌＧａＮ層１０とＧａＮ層９との界面に接するように形成した例を示している。なお、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、ＡｌＧａＮ層１０の上に形成してもよい。ｎ型のＡｌＧａＮ層１０の上における第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間の領域には、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂが互いに間隔をおいて選択的に形成されている。第１のｐ型半導体層１２Ａの上には第１のゲート電極１３Ａが形成され、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上には第２のゲート電極１３Ｂが形成されている。第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂは、それぞれパラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂとオーミック接触している。ＡｌＧａＮ層１０及び第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂを覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜１４が形成されている。保護膜１４を形成することで、いわゆる電流コラプスの原因となる欠陥を保障し、電流コラプスを改善することが可能となる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂは、それぞれ厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、ＡｌＧａＮ層１０とによりＰＮ接合がそれぞれ形成される。これにより、第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間の電圧が例えば０Ｖでは、第１のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、同様に、第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間の電圧が例えば０Ｖ以下のときには、第２のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、いわゆるノーマリーオフ動作をする半導体素子を実現している。第１のオーミック電極１１Ａの電位をＶ１、第１のゲート電極１３Ａの電位をＶ２、第２のゲート電極１３Ｂの電位をＶ３、第２のオーミック電極１１Ｂの電位をＶ４とする。この場合において、Ｖ２がＶ１より１．５Ｖ以上高ければ、第１のｐ型半導体層１２Ａからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小するため、チャネル領域に電流を流すことができる。同様にＶ３がＶ４より１．５Ｖ以上高ければ、第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができる。つまり、第１のゲート電極１３Ａのいわゆる閾値電圧及び第２のゲート電極１３Ｂのいわゆる閾値電圧は共に１．５Ｖである。以下においては、第１のゲート電極１３Ａの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第１のゲート電極１３Ａの閾値電圧を第１の閾値電圧とし、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第２のゲート電極１３Ｂの閾値電圧を第２の閾値電圧とする。また、第１のｐ型半導体層１２Ａと第２のｐ型半導体層１２Ｂとの間の距離は、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂに印加される最大電圧に耐えられるように構成する。第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間にゲート駆動信号（すなわち、第一ゲート端子２への制御信号）を入力するようになっている。第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間も同様にゲート駆動信号（すなわち、第二ゲート端子３への制御信号）を入力するようになっている。なお、ソース端子５は第１のオーミック電極１１Ａに接続され、ドレイン端子４は第２のオーミック電極１１Ｂに接続され、第一ゲート端子２は第１のゲート電極１３Ａに接続され、第二ゲート端子３は第２のゲート電極１３Ｂに接続されている。

次に、双方向スイッチ１の動作について説明する。説明のため、第１のオーミック電極１１Ａの電位を０Ｖとし、第一ゲート端子２に印加する電圧をＶｇ１、第二ゲート端子３に印加する電圧をＶｇ２、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間の電圧をＶｓ２ｓ１、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間に流れる電流をＩｓ２ｓ１とする。

Ｖ４がＶ１よりも高い場合、例えば、Ｖ４が＋１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合において、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２をそれぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧以下の電圧、例えば０Ｖとする。これにより、第１のｐ型半導体層１２Ａから広がる空乏層が、チャネル領域中を第２のｐ型ＧａＮ層の方向へ向けて広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができる。従って、Ｖ４が正の高電圧であっても、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を遮断する遮断状態を実現できる。一方、Ｖ４がＶ１よりも低い場合、例えばＶ４が−１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合においても、第２のｐ型半導体層１２Ｂから広がる空乏層が、チャネル領域中を第１のｐ型半導体層１２Ａの方向へ向けて広がり、チャネルに流れる電流を遮断することができる。このため、第２のオーミック電極１１Ｂに負の高電圧が印加されている場合においても、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂへ流れる電流を遮断することができる。すなわち、双方向スイッチ１の双方向の電流を遮断することが可能となる。

以上のような構造及び動作において、耐圧を確保するためのチャネル領域を第１のゲート電極１３Ａと第２のゲート電極１３Ｂとが共有する。この素子は、１素子分のチャネル領域の面積で双方向スイッチ１が実現可能であり、双方向スイッチ１全体を考えると、２つのダイオードと２つのノーマリーオフ型のＡｌＧａＮ／ＧａＮ−ＨＦＥＴとを用いた場合と比べてチップ面積をより少なくすることができ、双方向スイッチ１の低コスト化及び小型化が可能となる。

次に、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２が、それぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧よりも高い電圧、例えば５Ｖの場合には、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂに印加される電圧は、共に閾値電圧よりも高くなる。従って、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域に空乏層が広がらないため、チャネル領域は第１のゲート電極１３Ａの下側においても、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてもピンチオフされない。その結果、第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間に双方向に電流が流れる導通状態を実現できる。

次に、Ｖｇ１を第１の閾値電圧よりも高い電圧とし、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下とした場合の動作について説明する。第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を備えた双方向スイッチ１を等価回路で表すと図２（ａ）に示すように第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６とが直列に接続された回路とみなすことができる。この場合、第１のトランジスタ１５のソース（Ｓ）が第１のオーミック電極１１Ａ、第１のトランジスタ１５のゲート（Ｇ）が第１のゲート電極１３Ａに対応し、第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）が第２のオーミック電極１１Ｂ、第２のトランジスタ１６のゲート（Ｇ）が第２のゲート電極１３Ｂに対応する。このような回路において、例えば、Ｖｇ１を５Ｖ、Ｖｇ２を０Ｖとした場合、Ｖｇ２が０Ｖであるということは第２のトランジスタ１６のゲートとソースが短絡されている状態と等しいため、双方向スイッチ１は図２（ｂ）に示すような回路とみなすことができる。

さらに、図２（ｂ）に示す第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子として説明を行う。図に示すＢ端子の電位がＡ端子の電位よりも高い場合には、Ａ端子がソースでＢ端子がドレインであるトランジスタとみなすことができ、このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ソース）との間の電圧は０Ｖであり、閾値電圧以下のため、Ｂ端子（ドレイン）からＡ端子（ソース）に電流は流れない。一方、Ａ端子の電位がＢ端子の電位よりも高い場合には、Ｂ端子がソースでＡ端子がドレインのトランジスタとみなすことができる。このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ドレイン）との電位が同じであるため、Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以下の場合にはＡ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を通電しない。Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以上となると、ゲートにＢ端子（ソース）を基準として閾値電圧以上の電圧が印加され、Ａ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を流すことができる。つまり、トランジスタのゲートとソースとを短絡させた場合、ドレインがカソードでソースがアノードのダイオードとして機能し、その順方向立上り電圧はトランジスタの閾値電圧となる。そのため、図２（ａ）に示す第２のトランジスタ１６の部分は、ダイオードとみなすことができ、図２（ｃ）に示すような等価回路となる。図２（ｃ）に示す等価回路において、双方向スイッチ１のドレイン端子４の電位がソース端子５の電位よりも高い場合、第１のトランジスタ１５の第一ゲート端子２に５Ｖが印加されている場合には、第１のトランジスタ１５はオン状態であり、Ｓ２からＳ１へ電流を流すことが可能となる。ただし、ダイオードの順方向立上り電圧によるオン電圧が発生する。また、双方向スイッチ１のＳ１の電位がＳ２の電位よりも高い場合、その電圧は第２のトランジスタ１６からなるダイオードが担い、双方向スイッチ１のＳ１からＳ２へ流れる電流を阻止する。つまり、第一ゲート端子２に閾値電圧以上の電圧を与え、第二ゲート端子３に閾値電圧以下の電圧を与えることにより、いわゆる双方向素子をオンした状態とドレイン側にダイオードのカソード側を直列接続した動作が可能なスイッチが実現できる。

図３は、双方向スイッチ１のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係であり、（ａ）は、Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示し、（ｂ）はＶｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合を示し、（ｃ）はＶｇ１を第１の閾値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示している。なお、図３において横軸であるＳ２−Ｓ１間電圧（Ｖｓ２ｓ１）は、第１のオーミック電極１１Ａを基準とした電圧であり、縦軸であるＳ２−Ｓ１間電流（Ｉｓ２ｓ１）は第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を正としている。図３（ａ）に示すように、Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合には、Ｖｓ２ｓ１が正の場合にも負の場合にもＩｓ２ｓ１は流れず、双方向スイッチ１は遮断状態となる。また、Ｖｇ１とＶｇ２とが共に閾値電圧よりも高くなると、Ｖｓ２ｓ１に応じてＩｓ２ｓ１が双方向に流れる導通状態となる。一方、図３（ｂ）に示すように、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以下の０Ｖとした場合には、Ｉｓ２ｓ１は双方向に遮断される。しかし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以上の２Ｖ〜５Ｖとした場合には、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ未満の場合にはＩｓ２ｓ１が流れないが、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ以上になるとＩｓ２ｓ１が流れる。つまり、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａにのみに電流が流れ、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂには電流が流れない逆阻止状態となる。また、Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合には図３（ｃ）に示すように、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂにのみに電流が流れ、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａには電流が流れない逆阻止状態となる。

以上より、双方向スイッチ１は、そのゲートバイアス条件により、双方向の電流を遮断・通電する機能を有すると共に、ダイオード動作も可能であり、そのダイオードの電流が通電する方向も切り換えることができる。以上、説明したように双方向スイッチ１の第一ゲート端子２と第二ゲート端子３のオンあるいはオフ条件に応じて、図４示す４つの動作モードで動作することができる。すなわち、前記第一ゲート端子２のみをオンすると、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子３のみをオンすると、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオンすると、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有するものである。本構造はＪＦＥＴに類似しているが、キャリア注入を意図的に行うという点で、ゲート電界によりチャネル領域内のキャリア変調を行うＪＦＥＴとは全く異なった動作原理により動作する。具体的には、ゲート電圧が３ＶまではＪＦＥＴとして動作するが、ｐｎ接合のビルトインポテンシャルを超える３Ｖ以上のゲート電圧が印加された場合には、ゲートに正孔が注入され、前述したメカニズムにより電流が増加し、大電流且つ低オン抵抗の動作が可能となる。

また、双方向スイッチ１は、第１のゲート電極１３Ａがｐ型の導電性を有する第１のｐ型半導体層１２Ａの上に形成され、第２のゲート電極１３Ｂがｐ型の導電性を有する第２のｐ型半導体層１２Ｂの上に形成されている。このため、第１の半導体層と第２の半導体層との界面領域に生成されるチャネル領域に対して、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから順方向のバイアスを印加することにより、チャネル領域内に正孔を注入することができる。窒化物半導体においては正孔の移動度は、電子の移動度よりもはるかに低いため、チャネル領域に注入された正孔は電流を流す担体としてほとんど寄与しない。このため、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから注入された正孔は同量の電子をチャネル領域内に発生させるので、チャネル領域内に電子を発生させる効果が高くなり、ドナーイオンのような機能を発揮する。つまり、チャネル領域内においてキャリア濃度の変調を行うことが可能となるため、動作電流が大きいノーマリオフ型の窒化物半導体層双方向スイッチを実現することが可能となる。

次に双方向スイッチ１を使用した電力変換装置としてインバータ装置である三相用インバータ１７について、図５を参照しながら説明する。図に示すように、三相用インバータ１７は、双方向スイッチ１を二個直列に接続した直列回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃを備えており、第一ゲート端子２ａ〜２ｆを常時オン状態となるように制御し、第二ゲート端子３ａ〜３ｆをＰＷＭ変調する制御手段１９、また、第二ゲート端子３ａ〜３ｆを駆動するための駆動電源２０を備えている。三相用インバータ１７の出力となる直列回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃの中間接続点１８ｅ、１８ｆ、１８ｇには、例えばブラシレスＤＣモータ等の負荷が接続されている。負荷としてブラシレスＤＣモータを記載したが、この他には、三相用の連系インバータとして交流電源に接続してもよい。さらに、三相用インバータとしたが、直列回路を２対として、単相負荷や単相電源に系統連系を可能としたインバータであってもよい。次に、第二ゲート端子３ａ〜３ｆの変調パターンは、各端子共にＰＷＭ制御を行う方法や、第二ゲート端子３ｂ、３ｄ、３ｆを出力の電気角１２０度毎に常時オンとし、第二ゲート端子３ａ、３ｃ、３ｅのみＰＷＭ制御を行う方法などがあるが、各方法は公知技術のため、詳細な説明は省略する。この第一ゲート端子２ａ〜２ｆを常時オンにゲートを固定し、第二ゲート端子３ａ〜３ｆを逐次オンオフ制御することで、４つの動作モードのうち、運転中は第一モードと第三モードのみによる制御となる。第一モードでは、三相用インバータ１７の出力側に誘導性負荷が接続された場合、還流電流によりダイオードを通流することとなるため、比較的大きい損失が発生するが、三相用インバータ１７のデッドタイム以外の時間帯においては第三モードで動作しているため、ダイオードによる損失は発生しないこととなる。

以上のように、双方向スイッチ１の第一ゲート端子２を常時オンとなるようにゲートを固定し、三相用インバータ１７の出力側に誘導性の負荷が接続された状態に、上下アーム短絡を防止するためのデッドタイムであっても還流電流を通流する経路を確保しつつ、デッドタイム以外のタイミングにおいてはダイオードによる順方向電圧が発生しない第三モードで動作するため、より低損失な回路を構成することができ、さらに双方向スイッチ１の使用個数の２倍に相当するゲート信号を生成する必要がないため、より簡易な回路構成で三相用インバータ１７を実現することができる。

（実施の形態２）
以下、実施の形態２について、図６を参照しながらブートストラップ回路２１ａに配したコンデンサ２２ａの充電について説明する。なお、ブートストラップ回路２１ｂ、２１ｃについては同様のため、詳細な説明は省略する。

また、実施の形態１と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。

本実施の形態では、駆動電源２０は、各第一ゲート端子２ａ〜２ｆと第二ゲート端子３ａ〜３ｆを駆動するために備えている。

図６では、上アームに双方向スイッチ１ａを配置し下アームに双方向スイッチ１ｂを配置し、その直列の接続点１８ｈに対して、ブートストラップ回路２１ａは、駆動電源２０から制限抵抗２３ａと逆流防止ダイオード２４ａを介してコンデンサ２２ａの正側を接続し、このコンデンサ２２ａの負側を接続している。同様にしてブートストラップ回路２１ｂは、駆動電源２０から制限抵抗２３ｂと逆流防止ダイオード２４ｂを介してコンデンサ２２ｂの正側を接続し、このコンデンサ２２ｂの負側を前記接続点に接続している。

この状態で電源が投入された場合、双方向スイッチ１ｂの第一ゲート端子２ｂは、コンデンサ２２ｂが充電されていないため、駆動電源２０が確立されておらず、ターンオンできない。ここで、駆動電源２０に接続されたコンデンサ２２ｃは、電源投入と共に充電されるため、双方向スイッチ１ｂの第二ゲート端子３ｂの駆動は可能となっている。制御手段１９は、双方向スイッチ１ｂの第二ゲート端子３ｂをターンオンすることで、駆動電源２０に接続されたコンデンサ２２ｂを充電することができ、また同時に駆動電源２０に接続されたコンデンサ２２ａについても充電することができる。例えば、コンデンサ２２ａに対する充電経路は、駆動電源２０から制限抵抗２３ａ、逆流防止ダイオード２４ａ、コンデンサ２２ａ、双方向スイッチ１ｂの順に形成される。制御手段１９は、各双方向スイッチ１ａ〜１ｆについて優先して充電制御する。また、充電制御は、各相の下アームに相当する各双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆの第二ゲート端子３ｂ、３ｄ、３ｆを同時、または個別に駆動して行う。

以上のように、三相用インバータ１７の各相の上アームに相当する各双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅの各第二ゲート端子３ａ、３ｃ、３ｅおよび各相の下アームに相当する各双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆの第一ゲート端子２ｂ、２ｄ、２ｆを駆動するブートストラップ回路２１ａ〜２１ｆに配したコンデンサ２２ａ、２２ｂ、２２ｄ、２２ｅ、２２ｇ、２２ｈの初期充電を行うことができ、三相用インバータ１７のスムーズな起動を行うことができる。

（実施の形態３）
以下、実施の形態３について、図７を参照しながら充電制御のフローチャートを説明する。

また、実施の形態１または実施の形態２と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。

図７に示すように、三相用インバータ１７の入力側の電圧検出値Ｖｉｎ（ｔ）を入力する。入力電圧の検出値Ｖｉｎ（ｔ）は、駆動電源２０の出力の安定性を損なう電圧Ｖｓｈ（例えば５０Ｖ）を下回った場合、初期充電フラグをオンとする。ここで、電圧が更に落ち込み、電圧検出回路や制御手段１９がリセットされる電圧（例えば１０Ｖ）を下回った場合は、初期充電が開始されるため、問題とはならない。従って、制御手段１９がリセットされない電圧範囲であり、かつ駆動電源２０の出力の安定性を損なう電圧を下回った場合には、通常の処理を抜け、初期充電フラグに沿って、初期充電を行うシーケンスが起動することとなる。初期充電を行うシーケンスは各相の下アームに相当する各双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆの第二ゲート端子３ｂ、３ｄ、３ｆを同時に駆動して行う。

以上のように、三相用インバータ１７の入力側の電圧が遮断された際に、各相の上アームに相当する各双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅの第二ゲート端子３ａ、３ｃ、３ｅおよび各相の下アームに相当する各双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆの第一ゲート端子２ｂ、２ｄ、２ｆを駆動するブートストラップ回路２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆに配したコンデンサ２２ａ、２２ｂ、２２ｄ、２２ｅ、２２ｇ、２２ｈを優先して充電するように制御することができる。これにより、商用電源等が入力側に接続された場合で瞬時電圧低下などが発生した場合、ブートストラップ回路２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆに配したコンデンサ２２ａ、２２ｂ、２２ｄ、２２ｅ、２２ｇ、２２ｈに蓄積された電荷が放電されたか否かに関係なく再スタートするため、三相用インバータ１７の復帰をよりスムーズに行うことができる。また、電源側の瞬時電圧低下などが発生した場合、ブートストラップ回路２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆに配したコンデンサ２２ａ、２２ｂ、２２ｄ、２２ｅ、２２ｇ、２２ｈに蓄積された電荷が放電されたか否かに関係なく同時に充電のための駆動を行うため、インバータの復帰をより高速に行うことができる。

なお、本実施の形態では、三相用インバータ１７の入力側の電圧が遮断された際に、ブートストラップ回路２１ａ〜２１ｆに配したコンデンサ２２ａ、２２ｂ、２２ｄ、２２ｅ、２２ｇ、２２ｈの初期充電するように制御することを一例として記載したが、入力側の電流あるいは電力が遮断されたことを検出して充電するように制御する構成としても作用効果に差異はない。

（実施の形態４）
以下、実施の形態４について、図８を参照しながら三相用インバータ１７の負荷側の状態変化を加速しないように、各相の上アームに相当する各双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅの第二ゲート端子３ａ、３ｃ、３ｅおよび各相の下アームに相当する各双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆの第一ゲート端子２ｂ、２ｄ、２ｆを駆動するブートストラップ回路２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆに配したコンデンサ２２ａ、２２ｂ、２２ｄ、２２ｅ、２２ｇ、２２ｈを優先して充電するように制御する充電制御のフローチャートを説明する。

また、実施の形態１から３と同一機能を有するものは、同一符号を付して詳細な説明は省略する。

図８に示すように、三相用インバータ１７の入力側の電圧検出値Ｖｉｎ（ｔ）を入力する。入力電圧の検出値Ｖｉｎ（ｔ）は、駆動電源２０の出力の安定性を損なう電圧Ｖｓｈ（例えば５０Ｖ）を下回った場合、初期充電フラグをオンとする。ここで、電圧が更に落ち込み、電圧検出回路や制御手段１９がリセットされる電圧（例えば１０Ｖ）を下回った場合は、初期充電が開始されるため、問題とはならない。従って、制御手段１９がリセットされない電圧範囲であり、かつ駆動電源２０の出力の安定性を損なう電圧を下回った場合には、通常の処理を抜け、初期充電フラグに沿って、初期充電を行うシーケンスが起動することとなる。初期充電を行うシーケンスは、各相電圧を入力し、相電圧の絶対値が最小となる相か否かを判定して、絶対値が最小となる相に対応する各双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆの第二ゲート端子３ｂ、３ｄ、３ｆの何れかを個別に駆動して行う。三相すべて完了すれば、処理を完了して終了する。

以上のように、三相用インバータ１７の入力側の電圧が遮断された際に、各相の上アームに相当する各双方向スイッチ１ａ、１ｃ、１ｅの第二ゲート端子３ａ、３ｃ、３ｅおよび各相の下アームに相当する各双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆの第一ゲート端子２ｂ、２ｄ、２ｆを駆動するブートストラップ回路２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆに配したコンデンサ２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ、２２ｅ、２２ｆを優先して充電するように制御することができ、また、相電圧の絶対値が最小となる相から順に第二ゲート端子３ａ、３ｃ、３ｅの何れかをターンオンさせるため、各相の下アームに相当する双方向スイッチ１ｂ、１ｄ、１ｆがターンオンしたことによる直列回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃの中間接続点の電圧変動が小さくすることができるため、例えば、景観上回転を継続するのが望ましい負荷、あるいは回転エネルギーをそのまま利用して起動エネルギーを抑えることが望ましい負荷として、天井に設置されたファンなどの回転から失速あるいは停止といった状態変化を加速しないようにすることができる。

本発明は、ゲート信号に制御により４つの状態を有する双方向スイッチを利用した電力変換回路として高効率かつ低コストなインバータ装置のスイッチング方法に適用できる。

本発明の実施の形態１の双方向スイッチの構成図 同双方向スイッチの等価回路図 同双方向スイッチの電圧・電流の相関図 同双方向スイッチの動作モードを示す図 同三相用インバータの構成図 本発明の実施の形態２における充電制御の説明図 本発明の実施の形態３における充電制御のフローチャート 本発明の実施の形態４における充電制御のフローチャート 従来の特許文献１における双方向性スイッチの駆動方法を示す図

符号の説明

１ 双方向スイッチ
１ａ〜１ｆ 双方向スイッチ
２ 第一ゲート端子
２ａ〜２ｆ 第一ゲート端子
３ 第二ゲート端子
３ａ〜３ｆ 第二ゲート端子
４ ドレイン端子
５ ソース端子
６ 基板
７ バッファ層
８ 半導体層積層体
９ ＧａＮ層
１０ ＡｌＧａＮ層
１１Ａ 第１のオーミック電極
１１Ｂ 第２のオーミック電極
１２Ａ 第１のｐ型半導体層
１２Ｂ 第２のｐ型半導体層
１３Ａ 第１のゲート電極
１３Ｂ 第２のゲート電極
１４ 保護膜
１５ 第１のトランジスタ
１６ 第２のトランジスタ
１７ 三相用インバータ
１８ａ〜１８ｃ 直列回路
１９ 制御手段
２０ 駆動電源
２１ａ〜２１ｆ ブートストラップ回路
２２ａ〜２２ｉ コンデンサ
２３ａ〜２３ｆ 制限抵抗
２４ａ〜２４ｆ 逆流防止ダイオード

Claims (10)

1. 基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチを二個直列に接続したブリッジ回路を少なくとも２対以上並列に接続した単相用あるいは三相用のインバータであって、前記双方向スイッチの前記第一ゲート端子は常時オン状態となるように制御する制御手段を備えた双方向スイッチのゲート駆動方法。
2. 第一及び第二ゲート端子を駆動する駆動回路はブートストラップ回路を適用し、制御手段は通電開始後からインバータが動作を開始するまでに各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサを優先して充電するように制御する請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
3. 各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電は、前記各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子を同時あるいは個別に駆動するように制御する請求項２記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
4. インバータの入力側の電圧、電流あるいは電力が遮断された際に、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサを優先して充電するように制御する請求項１記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
5. 各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電は、前記各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子を同時に駆動するように制御する請求項４記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
6. インバータの負荷側の状態変化を加速しないように、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動する前記ブートストラップ回路に配したコンデンサを優先して充電するように制御する請求項４記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
7. インバータの負荷側の状態変化を加速しないように充電する制御方法は、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第一ゲート端子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサへの充電を前記各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子を個別に駆動するように制御する請求項６記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
8. 制御手段は、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子および各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子をＰＷＭ制御する請求項１から７何れかに記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
9. 制御手段は、各相の上アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子のみをＰＷＭ制御し、各相の下アームに相当する各双方向スイッチの第二ゲート端子は電気角１２０度毎に常時オンするように制御する請求項１から７何れかに記載の双方向スイッチのゲート駆動方法。
10. 請求項１から９何れかに記載の双方向スイッチのゲート駆動方法を使用した電力変換装置。

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