JP5435309B2 - 方向性結合器および無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、方向性結合器および無線通信装置に係り、特に、方向性結合器における結合度の周波数特性を平坦化する技術に関する。

伝送線路上を伝搬する電力の一部を取り出すことを可能とする方向性結合器（Directional Coupler／以下単に「カプラ」と称する）は、携帯電話機や無線ＬＡＮ通信装置、ブルートゥース（Bluetooth）規格の通信装置など各種の無線通信機器の送信回路を構成する上で不可欠な部品となっている。

具体的には、カプラは送信信号のレベルが一定になるように制御する調整手段を構成するが、この調整手段は、利得を制御可能な電力増幅器（以下「ＰＡ」と言う）と、送信信号のレベルを検出するカプラと、自動出力制御回路（以下「ＡＰＣ回路」と言う）を備える。入力された送信信号は、ＰＡによって増幅された後、カプラを通して出力される。カプラは、ＰＡから出力された送信信号のレベルに対応したレベルのモニタ信号をＡＰＣ回路に出力する。ＡＰＣ回路は、モニタ信号のレベル（即ち送信信号のレベル）に応じてＰＡの出力が一定になるようにＰＡの利得を制御する。このようなＰＡのフィードバック制御により送信出力の安定化が図られる。

上記カプラは、電磁界結合するように互いに近接して配置した主線路と副線路とを備え、送信信号を伝送する主線路は一端に入力ポートを、他端に出力ポートをそれぞれ備え、送信信号のレベルを検出する副線路は一端に結合ポートを、他端にアイソレーションポートをそれぞれ備えている。そして、主線路を伝送する送信信号の一部が副線路によって取り出され、結合ポートを通じモニタ信号としてＡＰＣ回路へ出力される。

カプラの主要な特性としては挿入損失、結合度、アイソレーション、および、方向性が挙げられる。挿入損失はカプラによって生じる損失であり、低いことが望ましい。結合度は、順方向（主線路の入力ポートから出力ポートに向けた方向）に伝搬する電力と結合ポートに取り出される電力の比である。アイソレーションは、逆方向（主線路の出力ポートから入力ポートに向けた方向）に伝搬する電力の結合ポートへの漏れの少なさの程度を示すもので、これは高い（漏れが小さい）ことが望ましい。また、方向性は、アイソレーションと結合度の差であり、高い（絶対値が大きい）ほど良好なカプラとされ、検出誤差が小さく良好なＡＰＣ回路を形成することが出来る。このため、方向性は一般に２０ｄＢ以上が要求される。

一方、携帯電話機やスマートフォンに代表される携帯端末の通信周波数帯は国や地域ごとに異なるため、これらの周波数事情に柔軟に対応できるよう複数の周波数帯を利用可能な通信装置が近年提供されている。例えば、２つの周波数帯を利用可能なデュアルバンド方式や３つの周波数帯を利用可能なトリプルバンド方式、更には４つの周波数帯を利用可能なクアッドバンド方式等である。

また、このようなカプラに関連する文献として下記特許文献がある。

特開２００２−２８０８１２号公報 特開２０１１−６１４４０号公報 特開２００９−２７６１７号公報

ところで、送信信号として伝搬される電力とカプラの結合ポートに取り出される電力の比である前記結合度は、送信電力の高精度の制御（ＰＡの正確なフィードバック制御）を実現する点でその周波数特性は平坦であることが望ましく、一般には主線路と副線路の長さを使用周波数帯の１／４波長程度に設定すればその周波数帯において平坦な結合度を得ることが出来る。

しかしながら、携帯電話機等の移動体無線機器で主に用いられる準マイクロ波帯の１／４波長は、１ＧＨｚで約７．５ｃｍ程度と非常に長くなり、軽薄短小化が必要な携帯電話機等の移動体無線機器に使用するカプラにこの長さの結合線路を備えることはサイズの点から現実的ではない。また、数ｃｍ以上の長い結合線路を使用すると挿入損失が非常に大きくなり、電池寿命の大幅な劣化に繋がってしまうという移動体無線機器にとって致命的な不具合を生じる。このため、使用周波数帯の１／４波長よりも短い結合線路のカプラが使用されるのが通常である。ただし、このような結合線路の特性は一般に周波数によって変動し、周波数が高くなるほど結合度が上昇してしまう傾向がある（例えば前記特許文献１の図６（ｂ）参照）。

一方、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）や３Ｇのような第３世代の携帯電話システムにおいて、例えばＢａｎｄ１（１９２０〜２１７０ＭＨｚ）からＢａｎｄ５（８２４〜８９４ＭＨｚ）までをカバーするには、８００〜２２００ＭＨｚの広い帯域で結合度を一定にする必要があるが、そのような規格を満たすカプラは現在提供されていない。

このため従来では、利用周波数帯が広範に及ぶ装置を構成する場合には、カプラを複数個備える必要があった。例えば、図１５は複数の周波数帯を利用可能な携帯電話機の送受信部の一例を示すブロック図であるが、この図に示すように従来のマルチバンド方式の携帯電話機では、利用周波数帯に対応して設けられた送信回路３０１，４０１のそれぞれにカプラ３１１，４１１を備えている。なお、同図において、符号１０１はアンテナ、１０２はアンテナ１０１を通じて受信した電波を受信回路１０３，１０４へ振り分けるとともに、送信回路３０１，４０１から入力された送信信号をアンテナ１０１に送り出すスイッチをそれぞれ示す。スイッチ１０２は、例えばダイプレクサや高周波スイッチを組み合わせることにより構成される。

他方、このようなマルチバンド方式の通信装置においてもカプラを共通化する（例えば１つにする）ことが出来れば、送信回路内の部品点数を減らし、装置の製造コストを低減することが出来る。また、携帯通信装置のより一層の小型化を図ることも可能となる。さらに、カプラの結合度を平坦化することは、送信電力のより簡便かつ検出誤差の少ない制御を行う点で好ましい。なお、前記特許文献はいずれも、このような本願発明の着想およびその解決手段を示すものではない。

さらに近年、ＬＴＥ（Long Term Evolution）と称される携帯電話の新たな通信規格のサービスの開始が見込まれており、この規格によれば、７００〜２７００ＭＨｚと言うさらに広い周波数帯域が使用されることとなる。ここで、結合度の平坦度は高ければ高いほど（変動幅が小さければ小さいほど）良いが、一般的には帯域内で変動幅を６ｄＢ以下（より好ましくは４．５ｄＢ以下）に抑えられれば実用に供することが出来るとされる。これに対し、例えば前記特許文献１に記載のカプラを使用することを考えた場合、７００〜２７００ＭＨｚでは約９ｄＢとなり（同文献の図６（Ｂ）参照）、当該カプラでは実用に耐え得ない。

したがって、本発明の目的は、結合度が広帯域に亘って平坦なカプラを実現することにある。

前記課題を解決し目的を達成するため、本発明に係るカプラ（方向性結合器）は、送信信号を伝送する主線路と、当該主線路に前記送信信号を入力する入力ポートと、当該主線路から前記送信信号を出力する出力ポートと、前記主線路と電磁界結合して前記送信信号の一部を取り出す副線路と、当該副線路の一端部に備えられた結合ポートと、当該副線路の他端部に備えられたアイソレーションポートとを有する方向性結合器であって、前記副線路と前記結合ポートとの間に、ローパスフィルタとしての機能を有するローパスフィルタ部を備え、これにより、使用周波数帯域より高域側に共振点を形成して前記使用周波数帯における結合度を平坦化した。

本発明は、発明が解決しようとする課題の項で述べたように従来複数備えていたカプラを共通化することを検討する中でなし得たもので、送信信号を伝送する主線路と、この主線路に対して電磁界結合するよう近接して配置した副線路を用いるカプラにおいて、副線路と結合ポートとに間にローパスフィルタの機能を有するローパスフィルタ部（以下「ＬＰＦ部」と言う）を備えれば当該カプラの結合度の周波数特性を平坦化できることを見出し、この知見に基づいて本発明は構成されたものである。

上記ＬＰＦ部は、高周波数の信号を減衰させ、低周波数の信号を通過する機能を有し、当該カプラの結合度が周波数によって変動（高周波になるほど上昇）するのを抑制する機能を果たす。これにより、従来のカプラに比べて結合度の周波数特性を低周波から高周波に亘る広帯域に平坦化することが可能となる。また特に本発明では、上記ＬＰＦ部を接続することによって使用周波数帯より高域側（使用周波数帯域より高い周波数領域で当該使用周波数帯に近い周波数位置）に共振点（結合度の減衰極）を形成し、これにより使用周波数帯における結合度を平坦化する。

共振点の形成位置（共振周波数）は、ＬＰＦ部の具体的構成、すなわち、ＬＰＦ部を形成する（ローパスフィルタ機能を実現する）回路素子の構成や、各回路素子（キャパシタやインダクタ、抵抗）の容量値やインダクタンス値、抵抗値等によって調整することが可能であるが、本発明の一態様では、使用周波数帯の下端周波数をＦ１、上端周波数をＦ２、中心周波数をＦｃ、帯域幅をＢＷとし、前記共振点の周波数である共振周波数をＦｒとしたときに、共振周波数と中心周波数との差を帯域幅と中心周波数で規格化した値である（Ｆｒ−Ｆｃ）／Ｆｃ／ＢＷが、０．６〜１．２の範囲内に、更に好ましくは、０．６５〜０．９の範囲にあるように上記共振点を設定する。なお、中心周波数Ｆｃは、（Ｆ１＋Ｆ２）／２である。

これにより、使用周波数帯域内の結合度の平坦度を高めることが出来る。なお、これら共振点と使用周波数帯との関係については、後の実施形態の説明においてシミュレーション結果に基づいて詳しく述べる。

また、同様に使用周波数帯域内における結合度の変動幅を抑え平坦度を高める観点から、本発明の別の一態様として、使用周波数帯の下端周波数Ｆ１における結合度と、当該使用周波数帯の上端周波数Ｆ２における結合度とが、略等しくなるように上記共振点を形成するようにしても良い。

ＬＰＦ部の具体的な構成としては、例えば、副線路と結合ポートの間に直列に接続したインダクタと、一端が副線路と結合ポートの間に接続され且つ他端がグランドに接続されたキャパシタとを含むようにする。

また本発明の更に別の一態様では、上記ＬＰＦ部（副線路と結合ポートとの間に接続したＬＰＦ部／以下これを「第１ＬＰＦ部」と称することがある）に加え、ローパスフィルタとしての機能を有する別のＬＰＦ部（以下これを「第２ＬＰＦ部」と称することがある）を副線路とアイソレーションポートとの間に更に備える。

このように副線路の両端部にＬＰＦ部を備える態様によれば、順方向（主線路の入力ポートから出力ポートに向けた方向）についてだけでなく、逆方向（主線路の出力ポートから入力ポートに向けた方向）に関する結合度の周波数特性についてもこれを平坦化することが出来る。例えば、無線通信装置においてアンテナとのマッチング（アンテナからの反射電力）を検出・計量するために逆方向に伝搬する反射波をアイソレーションポートから取り出してモニタリングするような場合に、逆方向の結合度を平坦化できる当該態様によれば、順方向と同様に誤差の少ないより正確な検出を行うことが出来る。

また、当該態様におけるＬＰＦ部の構成としては、例えば、第１ＬＰＦ部（副線路と結合ポートとの間に備えたＬＰＦ部）が、副線路と結合ポートの間に直列に接続したインダクタと、一端が副線路と結合ポートの間に接続され且つ他端がグランドに接続されたキャパシタとを含み、第２ＬＰＦ部（副線路とアイソレーションポートとの間に備えたＬＰＦ部）が、副線路とアイソレーションポートの間に直列に接続したインダクタと、一端が副線路とアイソレーションポートの間に接続され且つ他端がグランドに接続されたキャパシタとを含むようにすれば良い。またこの場合、一端が副線路と結合ポートの間に接続され且つ他端が副線路とアイソレーションポートとの間に接続されたキャパシタを更に備えても、同様に結合度の平坦性に優れたカプラを構成することが出来る。

また本発明では、上記本発明のいずれかのカプラにおいて、副線路と結合ポートとの間、および、副線路とアイソレーションポートとの間、のいずれか一方または双方にアッテネータを接続しても良い。このように副線路にアッテネータを付加すれば、副線路に接続される他の回路要素のインピーダンス変動の影響を当該アッテネータにより軽減することができ、本発明のカプラを実際に装置に組み込んで使用するときに他の回路要素による影響を受け難くすることが出来る。

さらに、上記アッテネータを備えたカプラにおいて、アッテネータの内部に、または、結合ポートとアイソレーションポートとの間に、リアクタンス素子からなるリアクタンス部を接続しても良い。リアクタンス成分を加えることにより、インピーダンスを調整し、当該カプラの結合度や方向性等を最適化するためである。なお、上記リアクタンス素子としては、例えばインダクタやキャパシタを用いることが出来る。

また、本発明に係る無線通信装置は、上記いずれかのカプラを含むものである。

なお、本発明に言う無線通信装置は、典型的には、携帯電話機やスマートフォン、無線通信機能を備えたＰＤＡ（Personal Digital Assistants）やタブレット型コンピュータなどの携帯端末装置であるが、これらに限られるものではなく、無線ＬＡＮ用の通信装置やブルートゥース（Bluetooth）規格の通信装置などの無線通信が可能な各種の通信装置が本発明に含まれる。

本発明によれば、結合度が広帯域に亘って平坦で小型のカプラを実現することが出来る。

本発明の他の目的、特徴および利点は、図面に基づいて述べる以下の本発明の実施の形態の説明により明らかにする。なお、各図中、同一の符号は、同一又は相当部分を示す。

図１は、本発明の第１の実施形態に係るカプラを示す図である。 図２は、前記第１実施形態に係るカプラの結合度の周波数特性を示す線図である。 図３は、前記第１実施形態に係るカプラにおいて共振点を低域側へシフトさせた場合の結合度の周波数特性を示す線図である。 図４は、前記第１実施形態に係るカプラにおいて共振点を前記図３の場合より更に低域側へシフトさせた場合の結合度の周波数特性を示す線図である。 図５は、前記第１実施形態に係るカプラにおいて共振点を様々に変えた場合の使用周波数帯域内における結合度の変動幅Δを示す線図である。 図６は、前記図５の線図の一部を拡大して示す図である。 図７は、前記第１実施形態のカプラを備えたマルチバンド方式の携帯電話機の構成例を示すブロック図である。 図８は、本発明の第２の実施形態に係るカプラを示す図である。 図９は、前記第２実施形態に係るカプラの結合度とアイソレーションの周波数特性を示す線図である。 図１０は、本発明の第３の実施形態に係るカプラを示す図である。 図１１は、前記第３実施形態のカプラの変形例を示す図である。 図１２は、前記第３実施形態のカプラの別の変形例を示す図である。 図１３は、従来のカプラの一例を示す図である。 図１４は、前記従来のカプラの結合度の周波数特性を示す線図である。 図１５は、従来のマルチバンド方式の携帯電話機の送受信部の一例を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について説明するが、まず、比較対象として主線路と副線路のみで構成された（ＬＰＦ部を備えない）従来のカプラについて述べ、その後に本発明の実施形態について述べる。

〔比較例〕
図１３に示すように従来のカプラは、送信信号を伝送する主線路１２と、この主線路１２に電磁界結合するように近接して配置した副線路１３とを備える。主線路１２は、その一端部に入力ポートＰ１を有し、他端部に出力ポートＰ２を有する。また、副線路１３は、その一端部に結合ポートＰ３を有し、他端部にアイソレーションポートＰ４を有している。なお、以下の説明では、入力ポートを「Ｐ１」、出力ポートを「Ｐ２」、結合ポートを「Ｐ３」、アイソレーションポートを「Ｐ４」とそれぞれ称することがある。

図１４はこのような従来のカプラの結合度の周波数特性（シミュレーション結果）を示すものであるが、この図から明らかなように使用周波数帯として例えば７００ＭＨｚ〜２．７ＧＨｚを考えた場合、この帯域内における結合度の最小値は７００ＭＨｚのときの２９．１ｄＢであり、最大値は２．７ＧＨｚのときの１７．８ｄＢであるから、結合度の変動幅Δは１１．３ｄＢとなり、一般的に必要とされる変動幅である前記６ｄＢ以下の規格を満たすことは全く出来ない。

〔第１実施形態〕
一方、図１に示す本発明の第１の実施形態に係るカプラは、前記図１３に示した従来のカプラと同様に、一端部に入力ポートＰ１を、他端部に出力ポートＰ２をそれぞれ有する主線路と、一端部に結合ポートＰ３を、他端部にアイソレーションポートＰ４をそれぞれ有して主線路に電磁界結合するように近接配置した副線路１３とを備えるが、結合ポートＰ３と副線路１３との間にＬＰＦ部２１を加えたものである。

なお、前述のように主線路と副線路の長さを使用周波数帯の４分の１波長程度に設定すれば平坦な結合度が得られるが、これでは当該主線路と副線路とが非常に長くなってしまうため、本実施形態ならびに以降の実施形態では主線路および副線路は共に使用周波数帯の４分の１波長より短い線路長を有するものとする。

ＬＰＦ部は、インダクタ２２とキャパシタ２３とからなる所謂Ｌ型のローパスフィルタであり、副線路１３と結合ポートＰ３との間に直列に挿入したインダクタ２２と、当該副線路１３と結合ポートＰ３との間の伝送路とグランドとの間に接続したキャパシタ２３とからなる。また、使用周波数帯を前記従来例と同様に７００ＭＨｚ（下端周波数Ｆ１）〜２．７ＧＨｚ（上端周波数Ｆ２）とし、この周波数帯の高域側の近傍位置に共振を発生させるため、ＬＰＦ部を構成するインダクタのインダクタンスは５．２ｎＨ、キャパシタの容量は２．７ｐＦとした。これにより、５．０ＧＨｚ付近に共振を発生させることが出来た。

図２は、このような本実施形態に係るカプラの結合度の周波数特性（シミュレーション結果）を示すものである。同図から分かるように、帯域内（７００ＭＨｚ〜２．７ＧＨｚ）における結合度の最小値は７００ＭＨｚのときの２７．１ｄＢ、最大値は１．８ＧＨｚのときの２２．１ｄＢ、結合度の変動幅Δは５．０ｄＢとなり、一般的に必要とされる変動幅である前記６ｄＢ以下の規格を満たすことが出来た。

これは、ＬＰＦ部と結合線路（主線路と副線路）間における電磁界結合により５．０ＧＨｚに共振（減衰極）が形成され、これにより使用周波数帯（７００ＭＨｚ〜２．７ＧＨｚ）における結合度の上昇が抑えられ、当該使用周波数帯において結合度が平坦化されたためである。なお、９．０ＧＨｚ付近にも減衰極が見られたが（図２参照）、これはインダクタやキャパシタの自己共振から生じた副次的な共振によるものと考えられる。

このように本実施形態のカプラによれば、使用周波数帯の高域側近傍位置に共振を生じさせることにより、使用周波数帯域内における結合度の変動を抑制し結合度を平坦化することが出来る。また、使用周波数帯における結合度の平坦度（変動幅Δ）は、共振点の位置（どこに共振点を形成するか）によって変わってくる。次に、この点について述べる。

図３は、共振点を低域側にシフトさせた例（変形例１と称する）であり、前記図２の例（第１実施形態）において、ＬＰＦ部内のインダクタのインダクタンス値は変更せずに（５．２ｎＨ）、キャパシタの容量を５．５ｐＦとしたものである。これにより、共振点は４．１ＧＨｚ付近となり、共振点が低域側にシフトして共振点を使用周波数帯に近づけることが出来た。

この結果、帯域内（７００ＭＨｚ〜２．７ＧＨｚ）における結合度の最小値は７００ＭＨｚのときの２９．１ｄＢ、最大値は１．４５ＧＨｚのときの２６．６ｄＢ、結合度の変動幅Δは２．６ｄＢとなり、前記第１実施形態（図２）より変動幅は小さく、一般に必要とされる変動幅である前記６ｄＢ以下の規格を十分に満たすことが出来た。なお、実用に供する場合には、製造時のばらつきや、回路を形成したときの他の素子からの影響や特性のばらつき等が生じるため、安定したＡＰＣ回路形成するために当該変動幅は小さければ小さいほど好ましい。

図４は、前記図３の変形例１より更に低域側に共振点をシフトさせた例（変形例２と称する）である。これを実現するため当該変形例２では、ＬＰＦ部のインダクタの開口径を大きくすることによりインダクタンス値を６．９ｎＨに上げるとともに、キャパシタの電極対向面積を増やすことで容量値を８．２ｐＦとした。その結果、図４に示すように共振点は３．３ＧＨｚ付近となり、共振点を使用周波数帯に更に近づけることが出来た。

この変形例２では、図４から分かるように帯域内（７００ＭＨｚ〜２．７ＧＨｚ）における結合度の最小値は２．７ＧＨｚのときの３７．８ｄＢ、最大値は１．１ＧＨｚのときの２８．４ｄＢで、結合度の変動幅Δは９．４ｄＢとなり、従来例（１１．３ｄＢ）よりは平坦性は改善されたものの、一般的に必要とされる変動幅６ｄＢ以下を満たすことは出来なかった。

さらに、最適な共振点位置（共振周波数）を求めるため、ＬＰＦ部のインダクタンスのインダクタンス値と、キャパシタの容量値とを様々に変更して共振点を変えるシミュレーションを行った。具体的には、前記従来例、第１実施形態（共振点Ｆｒ＝５．０ＧＨｚ）、変形例１（共振点Ｆｒ＝４．１ＧＨｚ）及び変形例２（共振点Ｆｒ＝３．３ＧＨｚ）に加えて、下記表１に示すように、共振点Ｆｒを４．６ＧＨｚ（変形例３）、４．２ＧＨｚ（変形例４）及び３．９ＧＨｚ（変形例５）とした場合についてシミュレーションを行い、使用周波数帯域の下端周波数をＦ１、上端周波数をＦ２、中心周波数をＦｃ、帯域幅をＢＷ、共振点の周波数（共振周波数）をＦｒとそれぞれしたときに、共振周波数Ｆｒと中心周波数Ｆｃとの差を帯域幅ＢＷ（＝Ｆ２−Ｆ１）と中心周波数Ｆｃで規格化し、この値（Ｆｒ−Ｆｃ）／Ｆｃ／ＢＷと、使用周波数帯域における結合度の変動幅Δとの関係を調べた。

結果は、下記表１ならびに図５〜図６に示すとおりである。なお、このシミュレーションでは、使用周波数帯を７００ＭＨｚ〜２．７ＧＨｚとし、したがって、Ｆ１＝７００ＭＨｚ、Ｆ２＝２．７ＧＨｚ、Ｆｃ＝（０．７＋２．７）／２＝１．７ＧＨｚである。また、従来例では共振点が１０ＧＨｚまでの範囲で検出されなかったため、共振周波数Ｆｒを１０ＧＨｚとした。

上記表１および図５〜図６から分かるように、使用周波数帯と共振点との関係は、共振点が使用周波数帯から高域側に遠く離れていては従来のカプラと同様で平坦化にさほど効果がない一方で、近すぎても使用周波数帯域における結合度の平坦性を損なう。したがって、前記一般に必要とされる６ｄＢ以下の変動幅を達成するには、規格化値（Ｆｒ−Ｆｃ）／Ｆｃ／ＢＷが０．６〜１．２の範囲内になるように共振点を設定すれば良く（図５〜図６参照）、より好ましいとされる４．５ｄＢ以下の変動幅を実現するには、規格化値（Ｆｒ−Ｆｃ）／Ｆｃ／ＢＷが０．６５〜０．９の範囲内になるように共振点を設定すれば良い。

また、このように結合度を平坦化できる本実施形態によれば、マルチバンド方式の無線通信装置におけるカプラの配設個数を減らすことが出来る。

例えば、８００ＭＨｚ帯と２ＧＨｚ帯の２つの通信周波数帯を利用可能なデュアルバンド方式の携帯電話機を構成することを考えた場合、従来であれば８００ＭＨｚ帯と２ＧＨｚ帯とでは結合度が大きく変動してしまうため、各周波数帯（８００ＭＨｚ帯と２ＧＨｚ帯）で結合度がほぼ等しくなるように調整した２つのカプラを各周波数帯の送信回路それぞれに設ける必要があったが（前記図１５参照）、本実施形態によれば両周波数帯（８００ＭＨｚ帯と２ＧＨｚ帯）に亘って結合度をほぼ平坦にすることが出来るから、各周波数帯に共通のカプラを１つ設ければ良く、部品点数を減らして送信回路を単純化することが出来る。

図７は、本実施形態のカプラ１１を使用したマルチバンド方式の携帯電話機の送受信部の構成例を示すものである。この図に示すように本実施形態によれば、アンテナ１０１とスイッチ１０２との間にカプラ１１を１つ設ければ良く、従来（前記図１５参照）と比べて送信回路２０１を簡素化することが出来る。なお、ＰＡ２０２は両周波数帯に亘って使用可能なものを使用し、カプラ１１により得られたモニタ信号（送信信号のレベルに対応した信号）をＡＰＣ回路２０３に入力し、ＡＰＣ回路２０３がモニタ信号のレベル（即ち送信信号のレベル）に応じてＰＡ２０２の出力が一定になるようにＰＡ２０２の利得を制御する。また、スイッチ１０２は、アンテナ１０１を通じて受信した電波を受信回路１０３，１０４へ振り分けるとともに、送信回路２０１から入力された送信信号をアンテナ１０１に送り出す機能を果たすもので、例えばダイプレクサや高周波スイッチを組み合わせることにより構成すれば良い。

〔第２実施形態〕
本発明の第２の実施形態に係るカプラは、図８に示すように、前記第１実施形態と同様に副線路１３と結合ポートＰ３との間にＬＰＦ部（第１ＬＰＦ部）３１を備えるが、更に副線路１３とアイソレーションポートＰ４との間にもＬＰＦ部（第２ＬＰＦ部）４１を備えたものである。各ＬＰＦ部３１，４１は、前記第１実施形態と同様にインダクタ３２，４２とキャパシタ３３，４３とからなるＬ型ローパスフィルタである。なお、結合ポートＰ３とアイソレーションポートＰ４間にキャパシタ４５を接続しているが、これはアイソレーションポートＰ４に生じてしまう不要な漏洩電流をキャンセルする位相調整機能を果たすものである。

本実施形態のように主線路１２および副線路１３からなるカプラ本体部を挟んで対称に（入力側と出力側との両方に）ＬＰＦ部３１，４１を備えれば、前記第１実施形態のように順方向の結合度を平坦化することが出来るだけでなく、逆方向の結合度（主線路の出力ポートＰ２から入力し、アイソレーションポートＰ４に出力される電力）の周波数特性も第２ＬＰＦ部４１によって順方向と同様に平坦化できる利点がある。したがって、前述したように例えば、無線通信装置においてアンテナとのマッチング（アンテナからの反射電力）を検出・計量するために逆方向に伝搬する反射波をアイソレーションポートＰ４から取り出してモニタリングするような場合に、順方向と同様に誤差の少ないより正確な検出を行うことが可能となる。

図９は、本実施形態に係るカプラの結合度とアイソレーションの周波数特性を示すものである。なお、この実施形態では、使用周波数帯域を８００ＭＨｚ〜１．９ＧＨｚ（Ｆ１＝８００ＭＨｚ，Ｆ２＝１．９ＧＨｚ，中心周波数Ｆｃ＝１．３５ＧＨｚ，ＢＷ＝１．１ＧＨｚ）を想定し、各ＬＰＦ部のインダクタのインダクタンス値を６．２ｎＨ、キャパシタンスの容量値を１．９ｐＦ、Ｐ３‐Ｐ４間のキャパシタの容量値を１．１ｐＦとすることにより、共振点（Ｆｒ）を２．５ＧＨｚに形成した。このとき、前記共振点の規格化値（Ｆｒ−Ｆｃ）／Ｆｃ／ＢＷは、０．７７となる。

本実施形態によっても、結合度の変動幅Δは３ｄＢであり、一般に必要とされる変動幅６ｄＢ以下を満たすことが出来る。なお、方向性（アイソレーションと結合度の差）も前記一般に要求される２０ｄＢを満たすことが出来ている。

また、本実施形態ならびに前記第１実施形態では、共振点の規格化値（共振周波数と使用帯域の中心周波数の差を帯域幅と中心周波数で規格化した値）を使用し、この規格化値を所定範囲に調整することにより使用周波数帯域における結合度の平坦化を図ったが、本発明では別の観点、すなわち下端周波数Ｆ１と上端周波数Ｆ２とが略等しくなるような周波数位置に共振点を形成することによっても同様に使用周波数帯域における結合度の平坦化を図ることが出来る。

例えば、前記第２実施形態（図９）の使用周波数帯域は８００ＭＨｚ〜１．９ＧＨｚであるが、下端周波数Ｆ１（８００ＭＨｚ）における結合度と上端周波数Ｆ２（１．９ＧＨｚ）における結合度とは略等しくなっており、これにより使用周波数帯域内における結合度の平坦性が高められている。また、最も変動幅Δを小さく抑えられた前記変形例１（図３）についても、下端周波数Ｆ１（７００ＭＨｚ）における結合度（２９．１ｄＢ）と上端周波数Ｆ２（１．９ＧＨｚ）における結合度（２９．２ｄＢ）とは略等しくなっており、これにより使用周波数帯域内において結合度の良好な平坦性が得られている。

このように使用周波数帯域の下端周波数Ｆ１と上端周波数Ｆ２とが略等しくなるような周波数位置に共振点を形成すると言う手法によっても、同様に使用周波数帯域における結合度の平坦化を図ることが出来る。

〔第３実施形態〕
本発明の第３の実施形態に係るカプラは、図１０に示すように、前記第２実施形態に係るカプラと同様に、副線路１３の両側にそれぞれＬＰＦ部３１，４１を備え、Ｐ３−Ｐ４間にキャパシタ４５を接続したものであるが、ＬＰＦ部３１と結合ポートＰ３との間、および、ＬＰＦ部４１とアイソレーションポートＰ４との間にアッテネータ４６，４７をそれぞれ接続した。

このようにアッテネータを付加すれば、副線路に接続される他の回路要素のインピーダンス変動の影響を軽減することが出来る。なお、前記第１実施形態（図１）に係るカプラにおいても同様に、結合ポートＰ３とＬＰＦ部２１との間や、アイソレーションポートＰ４と副線路１３との間にアッテネータを接続しても良い。

また、上記のようにアッテネータを備えたカプラに、リアクタンス成分（リアクタンス部）をさらに付加しても良い。インピーダンス調整を行い、当該カプラの結合度や方向性等を最適化するためである。

具体的には、アッテネータは前記図１０に示すように抵抗素子を所謂π型に接続したり、あるいはＴ型に抵抗素子を接続すること等により構成するが、例えば、図１１に示すようにアッテネータ４６，４７の内部に（アッテネータ４６，４７内の直列に接続された抵抗素子に直列に）インダクタ５２を接続することにより、リアクタンス成分を付加する。また、図１２に示すように、一端が結合ポートＰ３とアッテネータ４６との間、他端がアイソレーションポートＰ４とアッテネータ４７との間に接続されたキャパシタ５３を上記リアクタンス成分として加えても良い。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で種々の変更を行うことが出来ることは当業者に明らかである。

例えば、本発明において使用周波数帯や帯域幅は前記実施形態に示したものに限定されず、他の周波数帯や帯域幅であっても良い。また、ＬＰＦ部として、前記実施形態ではＬ型ローパスフィルタを使用したが、例えば、直列に接続したインダクタの両側に並列に接続した２つのキャパシタを備えた所謂π型ローパスフィルタや、直列に接続した２つのインダクタとそれら２つのインダクタの間とグランドとの間に接続したキャパシタとからなる所謂Ｔ型ローパスフィルタその他のローパスフィルタを用いることも可能である。なお、前記実施形態のようにＬＰＦ部として２次のＬ型ローパスフィルタを使用することは、例えば３次のπ型ローパスフィルタを使用する場合と比べ、素子数や導体線路の引き回しを減らして不要な結合成分や共振の発生を抑えることが出来る利点がある。

１１，３１１，４１１ カプラ（方向性結合器）
１２ 主線路
１３ 副線路
２１，３１，４１ ローパスフィルタ部
２２，３２，４２，５２ インダクタ
２３，３３，４３，４５，５３ キャパシタ
４６，４７ アッテネータ
１０１ アンテナ
１０２ スイッチ
１０３，１０４ 受信回路
２０１，３０１，４０１ 送信回路
２０２，３０２，４０２ ＰＡ（電力増幅器）
２０３，３０３，４０３ ＡＰＣ回路（自動出力制御回路）
Ｐ１ 入力ポート
Ｐ２ 出力ポート
Ｐ３ 結合ポート
Ｐ４ アイソレーションポート

Claims (11)

1. 送信信号を伝送する主線路と、
   当該主線路に前記送信信号を入力する入力ポートと、
   当該主線路から前記送信信号を出力する出力ポートと、
   前記主線路と電磁界結合して前記送信信号の一部を取り出す副線路と、
   当該副線路の一端部に備えられた結合ポートと、
   当該副線路の他端部に備えられたアイソレーションポートと
   を有する方向性結合器であって、
   前記副線路と前記結合ポートとの間に、ローパスフィルタとしての機能を有し且つ使用周波数帯より高域側に共振点を形成可能なローパスフィルタ部を備え、
   これにより、前記使用周波数帯における結合度を平坦化した
   ことを特徴とする方向性結合器。
2. 前記使用周波数帯の下端周波数をＦ１、上端周波数をＦ２、中心周波数をＦｃ、帯域幅をＢＷとし、
   前記共振点の周波数である共振周波数をＦｒとしたときに、
   前記共振周波数と前記中心周波数との差を前記帯域幅と前記中心周波数で規格化した値である（Ｆｒ−Ｆｃ）／Ｆｃ／ＢＷが
   ０．６〜１．２の範囲にある
   請求項１に記載の方向性結合器。
3. 前記使用周波数帯の下端周波数をＦ１、上端周波数をＦ２、中心周波数をＦｃ、帯域幅をＢＷとし、
   前記共振点の周波数である共振周波数をＦｒとしたときに、
   前記共振周波数と前記中心周波数との差を前記帯域幅と前記中心周波数で規格化した値である（Ｆｒ−Ｆｃ）／Ｆｃ／ＢＷが
   ０．６５〜０．９の範囲にある
   請求項１に記載の方向性結合器。
4. 前記使用周波数帯の下端周波数における結合度と、前記使用周波数帯の上端周波数における結合度とが、略等しくなるように前記共振点を形成した
   請求項１に記載の方向性結合器。
5. 前記ローパスフィルタ部は、
   前記副線路と前記結合ポートの間に直列に接続したインダクタと、
   一端が前記副線路と前記結合ポートの間に接続され、他端がグランドに接続されたキャパシタと
   を含む請求項１から４のいずれか一項に記載の方向性結合器。
6. 前記ローパスフィルタ部に加え、ローパスフィルタとしての機能を有する別のローパスフィルタ部を前記副線路と前記アイソレーションポートとの間に更に備えた
   請求項１から５のいずれか一項に記載の方向性結合器。
7. 前記副線路と結合ポートとの間に備えたローパスフィルタ部は、
   前記副線路と前記結合ポートの間に直列に接続したインダクタと、
   一端が前記副線路と前記結合ポートの間に接続され、他端がグランドに接続されたキャパシタと
   を含み、
   前記副線路とアイソレーションポートとの間に備えたローパスフィルタ部は、
   前記副線路と前記アイソレーションポートの間に直列に接続したインダクタと、
   一端が前記副線路と前記アイソレーションポートの間に接続され、他端がグランドに接続されたキャパシタと
   を含む
   請求項６に記載の方向性結合器。
8. 一端が前記副線路と前記結合ポートの間に接続され、他端が前記副線路と前記アイソレーションポートとの間に接続されたキャパシタ
   を更に備えた請求項６または７に記載の方向性結合器。
9. 前記副線路と前記結合ポートとの間、および、前記副線路と前記アイソレーションポートとの間、のいずれか一方または双方にアッテネータを接続した
   請求項１から８のいずれか一項に記載の方向性結合器。
10. 前記アッテネータの内部に、または、前記結合ポートと前記アイソレーションポートとの間に、リアクタンス素子からなるリアクタンス部を接続した
    請求項９に記載の方向性結合器。
11. 前記請求項１から１０のいずれか一項に記載の方向性結合器を含む無線通信装置。

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