JP5311464B2

JP5311464B2 - 電流測定回路

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Publication number: JP5311464B2
Application number: JP2008299435A
Authority: JP
Inventors: 行平中里
Original assignee: 株式会社ネットコムセック
Priority date: 2008-11-25
Filing date: 2008-11-25
Publication date: 2013-10-09
Anticipated expiration: 2028-11-25
Also published as: US20100127720A1; US8981799B2; EP2189798A2; JP2010128551A; EP2189798A3

Description

本発明は高電圧が印加される高電圧部位に流れる電流の測定に好適な電流測定回路に関する。

進行波管やクライストロン等は電子銃から放出された電子ビームと高周波回路との相互作用により高周波信号の増幅や発振等を行うために用いる電子管である。進行波管１は、例えば図８に示すように、電子ビーム５０を放出する電子銃１０と、電子銃１０から放出された電子ビーム５０と高周波信号（マイクロ波）とを相互作用させる高周波回路であるヘリックス電極２０と、ヘリックス電極２０から出力された電子ビーム５０を捕捉するコレクタ電極３０と、電子銃１０から電子を引き出すと共に電子銃１０から放出された電子ビーム５０をスパイラル状のヘリックス電極２０内に導くアノード電極４０とを有する構成である。電子銃１０は、熱電子を放出するカソード電極１１と、カソード電極１１に熱電子を放出させるための熱エネルギーを与えるヒータ１２とを備えている。

電子銃１０から放出された電子ビーム５０は、カソード電極１１とヘリックス電極２０との電位差により加速されてヘリックス電極２０内に導入され、ヘリックス電極２０の一端から入力された高周波信号と相互作用しながらヘリックス電極２０の内部を進行する。ヘリックス電極２０の内部を通過した電子ビーム５０はコレクタ電極３０で捕捉される。このとき、ヘリックス電極２０の他端からは電子ビーム５０との相互作用により増幅された高周波信号が出力される。

電源装置６０は、カソード電極１１に対してヘリックス電極２０の電位ＨＥＬＩＸを基準に負の直流電圧であるヘリックス電圧Ｖｈｅｌを供給するヘリックス電源回路６１と、コレクタ電極３０に対してカソード電極１１の電位Ｈ／Ｋを基準に正の直流電圧であるコレクタ電圧Ｖｃｏｌを供給するコレクタ電源回路６２と、ヒータ１２に対してカソード電極１１の電位Ｈ／Ｋを基準に負の直流電圧であるヒータ電圧Ｖｈを供給するヒータ電源回路６３とを備えている。ヘリックス電極２０は、通常、進行波管１のケースに接続されて電源装置６０内で接地される。

なお、図８は１つのコレクタ電極３０を備えた進行波管１の構成例を示しているが、進行波管１には複数のコレクタ電極３０を備えた構成もある。また、図８では、電源装置６０内でアノード電極４０とヘリックス電極２０とを接続した構成を示しているが、アノード電極４０に対してカソード電極１１の電位Ｈ／Ｋを基準に正の直流電圧であるアノード電圧Ｖａを供給する場合もある。

ヘリックス電圧Ｖｈｅｌ、コレクタ電圧Ｖｃｏｌ及びヒータ電圧Ｖｈは、例えば、トランスと、外部から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、トランスの一次巻線に供給するインバータと、トランスの二次巻線から出力された交流電圧を直流電圧に変換する整流回路とを備えた構成で生成できる。

ところで、図８に示した進行波管１のカソード電極１１、コレクタ電極３０、ヒータ１２等の高電圧部位に流れる電流を測定する方法としては、測定対象の電極と該電極へ所定の直流電圧を供給する電源回路間に電流計を直列に挿入する方法が考えられる。

しかしながら、電流計を用いる方法は、高電圧（数ｋＶ〜十数ｋＶ）で動作するカソード電極１１、コレクタ電極３０、ヒータ１２に流れる電流を測定する電流計にも高電圧が印加されるため、安全に測定作業を行うために電流計を絶縁する等の処置が必要になる。また、電流計は、通常、進行波管１や電源装置６０の試験時でのみ用いるため、電流を常時監視することができない。

そこで、図９に示すように、ホール素子等からなる電流センサ７０を、例えばカソード電極１１とヘリックス電源回路６１とを接続する配線中に取り付け、該配線に電流が流れることで発生する磁束を検出して電流値に換算する方法が考えられる。

しかしながら、磁束を利用して電流を検出する電流センサ７０は、意図しない周囲の磁界の影響も受けるため、小さな電流を検出することが困難であるという問題がある。また、電流センサ（ホール素子）７０は高価であるため、進行波管１及び電源装置６０を含む高周波回路システム全体のコストが上昇してしまう。

なお、特許文献１には、進行波管の動作電流を検出するために、電源装置に電流検出用の専用のトランス（以下、電流検出用トランスと称す）を備えた構成が記載されている。

特許文献１に記載の電源装置は、電源用のトランスと、該トランスの一次巻線に電力を供給するインバータと、該トランスの二次巻線から出力される交流電圧を整流し、進行波管のカソード電極及びコレクタ電極に供給する電源電圧を生成する整流回路とを備え、トランスの二次巻線と整流回路間に電流検出用トランスの一次巻線が直列に挿入された構成である。このような構成では、電流検出用トランスの二次巻線から、進行波管のカソード電極に流れる電流とほぼ等しい値を示す信号が得られる。
特許第２７１１８９７号公報

上述したように、電流センサを用いて電流を検出する方法では、小さな電流を測定することが困難であり、また電流センサ（ホール素子）が高価であるために、進行波管及び電源装置を含む高周波回路システム全体のコストが上昇する問題がある。

一方、特許文献１に記載された電源装置では、上述したようにトランスの二次巻線と整流回路間に電流検出用トランスの一次巻線が直列に挿入された構成であるため、電流検出用トランスの二次巻線から出力される信号には、進行波管のカソード電極に流れる電流値だけでなく、電流検出用トランスや整流回路で消費される電流値も含まれる。そのため、特許文献１に記載された構成では、進行波管のカソード電極に流れる電流を正しく測定しているとは言い難い。

また、特許文献１に記載された電源装置では、高電圧（数ｋＶ〜十数ｋＶ）でも動作する比較的高価な電流検出用トランスを用いるため、進行波管及び電源装置を含む高周波回路システム全体のコストが上昇してしまう。

さらに、特許文献１に記載された電源装置では、カソード電極以外の電極に流れる電流を測定することができない。

本発明は上記したような従来の技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、コストの増大を抑制しつつ、高電圧部位に流れる電流を精度よく測定できる電流測定回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため本発明の電流測定回路は、高電圧部位と該高電位部位に所定の直流電圧を供給する電源回路の出力端との間に直列に挿入され、両端に該高電圧部位に流れる電流と比例する電位差を発生する電流検出用抵抗器と、
該高電圧部位に流れる電流の測定に用いられる、接地電位と前記電源回路の出力端との間に直列に接続された第１の抵抗器、第２の抵抗器、トランジスタ及び第３の抵抗器と、
前記第３の抵抗器の両端に発生する第１の電位差が負入力端子に入力され、前記電流検出用抵抗器の両端に発生する第２の電位差が正入力端子に入力され、前記第１の電位差と前記第２の電位差とが一致するように、出力に接続された前記トランジスタに流れる電流を制御する差動増幅器と、
前記差動増幅器を動作させるための直流電圧を生成する直流電圧源と、
を有し、
接地電位を基準に前記第１の抵抗器と前記第２の抵抗器の接続ノードの電圧が測定され、該測定値から前記高電圧部位に流れる電流が算出される構成である。

本発明によれば、コストの増大を抑制しつつ、高電圧部位に流れる電流を精度よく測定できる。

次に本発明について図面を用いて説明する。

以下では、図８に示した進行波管１の各電極に流れる電流を測定する例で説明するが、本発明は、進行波管１の電極に限らず、その他の高電圧部位に流れる電流を測定する場合にも適用できる。

図１は本発明の電流測定回路の一構成例を示すブロック図である。

図１は、図８に示した進行波管のカソード電極に流れる電流（以下、カソード電流と称す）を測定する回路の構成例を示している。また、図１では、進行波管のカソード電極やコレクタ電極に所要の直流電圧を供給する電源回路として、トランス１１０と、外部から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、トランス１１０の一次巻線に供給するインバータ１１１と、トランス１１０の二次巻線から出力された交流電圧を直流電圧に変換する整流回路１１２、１１３とを備えた構成例を示している。電源回路の構成は図１に示した構成に限定されるものではなく、各電極に供給する所要の直流電圧を生成できれば、どのような回路であってもよい。

図１に示すように、第１の実施の形態の電流測定回路１００は、電流検出用抵抗器Ｒ４、差動増幅器１０１、直流電圧源１０２、トランジスタ１０３、ツェナーダイオード１０４及び抵抗器Ｒ１〜Ｒ３を備えている。

電流検出用抵抗器Ｒ４は、電流測定対象の高電圧部位である進行波管のカソード電極と該カソード電極に直流電圧を供給するヘリックス電源回路（図８参照）の出力端との間に直列に挿入され、両端にカソード電流Ｉｋと比例する電位差を発生する。

抵抗器Ｒ１、抵抗器Ｒ２、トランジスタ１０３及び抵抗器Ｒ３は、電流測定対象の高電圧部位に流れる電流の測定に用いられる。抵抗器Ｒ１、抵抗器Ｒ２、トランジスタ１０３のコレクタ−エミッタ及び抵抗器Ｒ３は、直列に接続され、接地電位（ＨＥＬＩＸ：進行波管のヘリックス）と、ヘリックス電源回路の出力端（電流検出用抵抗器Ｒ４のカソード電極と接続されない端子）間に接続される。

トランジスタ１０３のベースには差動増幅器１０１の出力信号が入力される。図１では、トランジスタ１０３としてバイポーラトランジスタを用いる回路例を示しているが、トランジスタ１０３にはＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を用いてもよい。

差動増幅器１０１の正（＋）入力端子は進行波管のカソード電極と接続され、差動増幅器の負（−）入力端子は、トランジスタ１０３のエミッタと抵抗器Ｒ３の接続ノードに接続されている。差動増幅器１０１は、負（−）入力端子にトランジスタ１０３のエミッタ電圧が帰還されることで、抵抗器Ｒ３の両端に発生する電位差が、電流検出用抵抗器Ｒ４の両端に発生する電位差と比例するように（図１に示す構成では電位差が等しくなるように）、トランジスタ１０３のエミッタ−コレクタ間に流れる電流Ｉｍｏｎを制御する。

直流電圧源１０２は、差動増幅器１０１を動作させるための電源電圧となる直流電圧を生成する。直流電圧源１０２は、例えば図２に示すように進行波管のヒータにヒータ電圧Ｅｈを供給するヒータ電源回路の出力電圧を用いて生成される。

通常、進行波管のヒータには、カソード電極の電位Ｈ／Ｋを基準に数Ｖ〜十数Ｖ程度の負の直流電圧が供給される。したがって、ヒータ電源回路が備えるトランス１２０の二次巻線から出力される交流電圧を用いて差動増幅器１０１へ電源電圧として供給する直流電圧を生成できる。

図２に示す直流電圧源１０２は、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ１、インダクタＬ１及びコンデンサＣ２を備えている。直流電圧源１０２は、ヒータ電源回路が備えるトランス１２０の二次巻線から出力された交流電圧をダイオードＤ１、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ１で整流すると共に昇圧し、インダクタＬ１及びコンデンサＣ２により昇圧された電圧を平滑化することでカソード電極の電位（Ｈ／Ｋ）よりも高い（接地電位に近い）直流電圧を生成する。なお、図２に示すダイオードＤ３、ダイオードＤ４、インダクタＬ２及びコンデンサＣ３は、トランス１２０の二次巻線から出力された交流電圧を直流電圧に変換する整流回路である。

ツェナーダイオード１０４は、トランジスタ１０３のエミッタ−コレクタと並列に接続され、トランジスタ１０３のエミッタ−コレクタ間の電圧を一定値以下に制限することでトランジスタ１０３の破損を防止する。ツェナーダイオード１０４は、他の手段によってトランジスタ１０３のエミッタ−コレクタ間に過大な電圧が印加されなければ、無くてもよい。

このような構成において、トランジスタ１０３は、上述したように、抵抗器Ｒ１、抵抗器Ｒ２及び抵抗器Ｒ３と直列に接続されて、進行波管のヘリックスとヘリックス電源回路の出力端との間に接続されている。そのため、トランジスタ１０３のエミッタ−コレクタ間に流れる電流Ｉｍｏｎは、抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３に流れる電流と等しくなる。また、ヘリックス電源回路はカソード電極に一定のヘリックス電圧Ｖｈｅｌを供給する。

したがって、トランジスタ１０３のエミッタ−コレクタ間電圧をＶｍｏｎとすると、
Ｖｈｅｌ＝Ｉｍｏｎ×（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）＋Ｖｍｏｎ …（１）
の関係が成り立つ。

また、図１に示した差動増幅器１０１は、負（−）入力端子にトランジスタ１０３のエミッタ電圧が帰還されているため、上述したように、抵抗器Ｒ３の両端に発生する電位差と、電流検出用抵抗器Ｒ４の両端に発生する電位差とが比例するように（ここでは等しくなるように）、トランジスタ１０１のコレクタ−エミッタ間に流れる電流Ｉｍｏｎを制御する。

したがって、カソード電流Ｉｋとトランジスタ１０１のコレクタ−エミッタ間に流れる電流Ｉｍｏｎとの間には下記（２）式が成り立つ。

Ｉｋ×Ｒ４＝Ｉｍｏｎ×Ｒ３ …（２）
抵抗器Ｒ３及び電流検出用抵抗器Ｒ４は抵抗値が固定であるため、図１に示す抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３及びトランジスタのコレクタ−エミッタ間に流れる電流Ｉｍｏｎは、電流検出用抵抗器Ｒ４に流れる電流Ｉｋに応じて変化することが分かる。

よって、進行波管のヘリックスの電位（ＨＥＬＩＸ：接地電位）を基準に、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２の接続ノード（ＩｋＭＯＮ）の電圧を測定すれば、該測定値からカソード電流Ｉｋの値を算出できる。

具体的には、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２の接続ノードの電圧をＶ₁₂とすると、
Ｖ₁₂＝Ｒ１×Ｉｍｏｎ …（３）
となる。

したがって、上記式（２）及び式（３）より、カソード電流Ｉｋは、
Ｉｋ＝（Ｒ３／（Ｒ４×Ｒ１））Ｖ₁₂ …（４）
で求めることができる。

本実施形態の電流測定回路１００によれば、進行波管のカソード電極等の高電位部位に流れる電流を簡易な回路で測定できる。また、本実施形態の電流測定回路１００は、抵抗器、差動増幅器、トランジスタ等の汎用の部品を用いて構成できるため、コストの増大を最小限に抑制できる。

なお、上記説明では、直流電圧源１０２として、図２に示したようにヒータ電源回路の出力電圧（交流電圧）を用いて差動増幅器１０１へ供給する直流電圧を生成する構成例を示したが、差動増幅器１０１にはヒータ電源回路で生成されたヒータ電圧（直流電圧）Ｖｈを電源電圧としてそのまま供給してもよい。

その場合、図３に示すように、直列に接続された抵抗器Ｒ１、抵抗器Ｒ２、トランジスタ及び抵抗器Ｒ３を進行波管のヘリックスとヒータ電源回路の出力端（整流回路１１４の出力端）との間に接続し、差動増幅器の正（＋）入力端子をヘリックス電源回路の出力端（電流検出用抵抗器Ｒ４のカソード電極と接続されない端子）と接続すればよい。

差動増幅器１０１にヒータ電源回路で生成されたヒータ電圧（直流電圧）Ｖｈを供給する構成では、直流電圧源１０２が不要になるため、図１及び図２に示した電流測定回路１００よりも回路規模を小さくなり、電流測定回路１００のコストをより低減できる。

また、上記説明では、進行波管のカソード電極に流れる電流を測定する構成例を示したが、本発明の電流測定回路は、カソード電極に限らず、コレクタ電極やヒータに流れる電流を測定する場合も同様の構成で実現できる。

例えば、コレクタ電極に流れる電流Ｉｃｏｌを測定する場合は、図４に示すように、コレクタ電極と該コレクタ電極に所要の直流電圧を供給するコレクタ電源回路（図８参照）の出力端との間に電流検出用抵抗器Ｒ４を直列に挿入し、直列に接続された抵抗器Ｒ１、抵抗器Ｒ２、トランジスタ及び抵抗器Ｒ３を、進行波管のヘリックス（接地電位）とコレクタ電源回路の出力端との間に接続する。そして、上記と同様に差動増幅器１０１によって抵抗器Ｒ３の両端に発生する電位差と、電流検出用抵抗器Ｒ４の両端に発生する電位差とが比例するように、トランジスタ１０１のコレクタ−エミッタ間に流れる電流Ｉｍｏｎを制御すればよい。

この場合、差動増幅器１０１を動作させるための直流電圧を生成する直流電圧源１０２は、例えば電源装置が備えるトランス１１０に、コレクタ電圧Ｖｃｏｌよりも高い直流電圧（差が数Ｖ〜十数Ｖ程度）を生成するための交流電圧を出力する二次巻線１１５を追加し、該二次巻線１１５から出力される交流電圧を周知の整流回路１１６で直流電圧に変換することで生成すればよい。

一方、ヒータに流れる電流Ｉｈを測定する場合は、図５に示すように、ヒータと該コレクタ電極に所要の直流電圧を供給するヒータ電源回路（図８参照）の出力端（図５に示す整流回路１１４の出力端）との間に電流検出用抵抗器Ｒ４を直列に挿入し、直列に接続された抵抗器Ｒ１、抵抗器Ｒ２、トランジスタ及び抵抗器Ｒ３を、進行波管のヘリックス（接地電位）とヒータ電源回路の出力端との間に接続する。そして、上記と同様に差動増幅器１０１によって抵抗器Ｒ３の両端に発生する電位差と、電流検出用抵抗器Ｒ４の両端に発生する電位差とが比例するように、トランジスタ１０３のコレクタ−エミッタ間に流れる電流Ｉｍｏｎを制御すればよい。

この場合、差動増幅器１０１には、ヒータ電源回路から出力されるヒータ電圧Ｖｈを電源電圧として供給すればよい。

さらに、本実施形態の電流測定回路１００は、上述したように抵抗器、差動増幅器、トランジスタ等の、小型で、かつ汎用の部品を用いて構成できるため、例えば進行波管及び該進行波管の各電極に所要の直流電圧を供給する電源装置を備える高周波回路システムのいずれも装置にも搭載可能である。

具体的には、本実施形態の電流測定回路１００は、図６に示すように進行波管１のカソード電極、コレクタ電極及びヒータにそれぞれ所要の直流電圧を供給する電源回路６０に備えていてもよく、図７に示すように進行波管１に内蔵することも可能である。

本発明の電流測定回路の一構成例を示すブロック図である。図１に示した直流電圧源の一構成例を示す回路図である。本発明の電流測定回路の他の構成例を示すブロック図である。本発明の電流測定回路の他の構成例を示すブロック図である。本発明の電流測定回路の他の構成例を示すブロック図である。本発明の高周波回路システムの一構成例を示すブロック図である。本発明の高周波回路システムの他の構成例を示すブロック図である。背景技術の高周波回路システムの構成例を示すブロック図である。背景技術の電流測定回路の例を示す模式図である。

符号の説明

１００電流測定回路
１０１差動増幅器
１０２直流電圧源
１０３トランジスタ
１０４ツェナーダイオード
１１０、１２０トランス
１１１インバータ
１１２、１１３、１１４、１１６整流回路
Ｃ１〜Ｃ３コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２インダクタ
Ｄ１〜Ｄ４ダイオード

Claims

高電圧部位と該高電位部位に所定の直流電圧を供給する電源回路の出力端との間に直列に挿入され、両端に該高電圧部位に流れる電流と比例する電位差を発生する電流検出用抵抗器と、
該高電圧部位に流れる電流の測定に用いられる、接地電位と前記電源回路の出力端との間に直列に接続された第１の抵抗器、第２の抵抗器、トランジスタ及び第３の抵抗器と、
前記第３の抵抗器の両端に発生する第１の電位差が負入力端子に入力され、前記電流検出用抵抗器の両端に発生する第２の電位差が正入力端子に入力され、前記第１の電位差と前記第２の電位差とが一致するように、出力に接続された前記トランジスタに流れる電流を制御する差動増幅器と、
前記差動増幅器を動作させるための直流電圧を生成する直流電圧源と、
を有し、
接地電位を基準に前記第１の抵抗器と前記第２の抵抗器の接続ノードの電圧が測定され、該測定値から前記高電圧部位に流れる電流が算出される電流測定回路。
請求項１に記載された電流測定回路と、
前記高電圧部位に所定の直流電圧を供給する電源回路と、
を有する電源装置。
請求項１に記載された電流測定回路と、
接地電位に接続されたヘリックスと、
前記高電圧部位であるカソード電極、コレクタ電極及びヒータと、
を有する電子管。
請求項２に記載された電源装置と、
接地電位に接続されたヘリックス並びに前記高電圧部位であるカソード電極、コレクタ電極及びヒータを備えた電子管と、
を有する高周波回路システム。
請求項３に記載された電子管と、
前記電子管が備えるカソード電極、コレクタ電極及びヒータにそれぞれ所定の直流電圧を供給する電源装置と、
を有する高周波回路システム。
前記電流を測定する高電圧部位は前記電子管が備えるカソード電極であり、
前記直流電圧源は、
前記ヒータに所定の直流電圧を供給するヒータ電源回路の出力電圧から前記差動増幅器を動作させるための直流電圧を生成する請求項４または５記載の高周波回路システム。
前記電流を測定する高電圧部位は前記電子管が備えるカソード電極であり、
前記ヒータに所定の直流電圧を供給するヒータ電源回路が、前記直流電圧源としても用いられる請求項４または５記載の高周波回路システム。
前記電流を測定する高電圧部位は前記電子管が備えるヒータであり、
前記ヒータに所定の直流電圧を供給するヒータ電源回路が、前記直流電圧源としても用いられる請求項４または５記載の高周波回路システム。