JP5259680B2 - 高解像度の光学エンコーダ・システム、装置及び方法 - Google Patents

Description

本願で説明される本発明の種々の実施形態は、モーション・エンコーダ及びそれに関連する補間回路、部品及び方法の分野に関する。

補間回路は一般に、増分及び絶対デジタル式モーション・コード化システムの中で使用される。このシステムでは、補間回路は、回路に入力されたベースの正弦波アナログ信号よりも高い周波数のデジタル・パルスを発生するように構成されている。回路の補間係数が増加するにつれて、そのような回路によって提供される出力がコード化システムの精度を最終的に決定するため、補間回路の精度が重要になる。残念なことに、たいていの補間回路のアーキテクチャが一般に多数のコンパレータを備えているために、補間回路が提供する出力はノイズが多い傾向があり、かつコンパレータの中の過剰なスイッチングから生じる不要なノイズ・スパイクを含んでいる。その結果、モーション・エンコーダ用に補間回路内で使用されるコンパレータは、一般に、かなりの量のヒステリシスを使用して、ノイズ・スパイクに影響されないようにしている。しかしながら、ヒステリシスそれ自体が、特に高い補間係数において、補間回路に対する誤差源になる可能性がある。

図１を参照すると、従来技術の光学エンコーダ・システム１０が示されており、このシステムは、発光体２０（通常はＬＥＤ）、内部に開口３１ａ〜３１ｆが配置されたコード・ホイール又はコード・ストリップ３０、及びフォトダイオード４１ａ（Ａ）及び４１ｂ（Ａ’）から構成する光検出器４０を備えている。光学エンコーダ１０では、発光体２０が放射した平行光ビーム２２が、光をコード・ホイール３０に投影する。平行光ビーム２２は、コード・ホイール又はコード・ストリップ３０が第１の方向１１１又は第２の方向１１２に回転するとき、開口３１ａ〜３１ｆの間に配置されたマスク部分すなわち光学的に不透明な部分によって遮られる。（コード・ホイール又はコード・ストリップ３０は、平行光ビーム２２が発光体２０から光検出器４０に向かって投影されるとき、平行光ビーム２２によってほぼ画定された面内で回転することに注意されたい。）平行光ビーム２２の部分５０ａ及び５０ｂは、コード・ホイール又はコード・ストリップ３０が面内で方向１１１又は１１２に回転するとき、開口３１ｃ及び３１ｄを通って投影され、光検出器４０とフォトダイオード４１ｂ（Ａ’）及び４１ａ（Ａ）を全体にわたって掃引する。コード・ホイール３０が方向１１０又は１１２に移動すると、ビーム部分５０ａ及び５０ｂによって光検出器４０の第１の垂直部分７０上に投影された光パターンは変化し、そしてフォトダイオード４１ａ及び４１ｂによって与えられる出力信号もそれに対応して変化する。これらの出力信号は一般に、（例えば、図２に示されているように）一対の擬似三角形信号を発生するために使用される。これらの出力信号は次に、コード・ディスク３０の位置、速度及び方向のどれか１つ以上を決定するために使用される。

ここで、図２を参照すると、「三角形」信号Ａ及びＡ’が示されている。これらの信号は、光学エンコーダの分野で熟練した者には周知の回路と方法を用いて、互いに比較され、そしてパルス１０９を発生するために使用される。一般的に、別の光検出器Ｂ及びＢ’の集合も提供される。この場合、光検出器Ｂ及びＢ’は、光検出器Ａ及びＡ’に対して９０度位相をずらして配置され、そして別のパルス（図２には図示せず）を発生するために使用される。光検出器Ａ及びＡ’並びにＢ及びＢ’に対して、互いに９０度位相がずれたパルスが発生される。図２に示されているように、擬似三角形信号Ａ及びＡ’は、次の補間処理のためには、それの最大及び最小部分の間が線形すなわち直線であることが好ましいが、それの頂部及び底部の近くでは湾曲した部分として示されている。これらの湾曲部分は好ましくないキャパシタンス効果によるものであり、補間時の次の動作をかなり複雑にする。

図１に示された種類のエンコーダでは、装置１０の空間分解能は、一般に、最終ユーザの特定の要求事項に基づいて決定され設定される。より具体的に言うと、隣接する光検出器Ａ及びＡ’（それぞれ、４１ａ及び４１ｂ）の間の距離すなわち間隔は、一般に所定の顧客又は最終ユーザの特定の要求事項に基づいて決定される。特に、装置１０に対して独特な又は新しい空間分解能が要求される場合のウェハ製造に関して、そのような要求事項を実行するには時間と努力が必要とされる。

装置１０によって与えられる空間分解能を変更又は調整するために従来技術で使用される１つの技術は、発光体２０と光検出器４０との間に配置される１つ以上のレティクルを使用することである。図３は１つのそのような機構を示している。この機構では、レティクル・ストリップ６０が中に配置されたレティクル６１及び６２を有している。レティクル６１及び６２は、入射する光ビームに干渉し、そしてそれらを変更するように構成されるため、光検出器４０上に投影された光パターンが変化される。レティクル６１及び６２は、エンコーダ１０に望ましい空間分解能の程度、大きさ及び種類を提供するように特に構成される。

図４は、大きさが異なる２つの別のレティクルの集合によって与えられた出力信号の１つの実施例を示している。図４の左側の大きな半正弦波出力信号は大きなレティクル６１〜６５（すなわち、大きな実線のレティクル）を用いて発生され、一方、図４の右側の小さい半正弦波信号は小さいレティクル（すなわち、大きなレティクル６１〜６５の内部に配置された小さい点線のレティクル）を用いて発生される。小さいレティクルが、大きなレティクルを用いて発生されたものよりも高い空間分解能を有する出力信号を提供することが分かるであろう。レティクルの大きさは、エンコーダ１０に対する空間分解能の要求事項に基づいて変化されることができる。エンコーダ１０は、一般的な大きさのフォトダイオードを有するように構成されることが好ましい。エンコーダ１０の空間分解能は、次に、レティクル寸法が使用されるフォトダイオードよりも小さい限り、レティクル寸法を変化することによって決定される。光学エンコーダでレティクルを使用する１つの欠点は、付加的な高精度の光学部品が必要とされ、エンコーダの費用がそれに応じて結果として増加することである。

図４の参照を続けると、大きな及び小さな「正弦波」信号がいくらか変形しており、真の正弦波ではないため、集積回路（「ＩＣ」）又はデジタル信号処理（「ＤＳＰ」）用ＩＣなどの処理回路の中で補間のベースとして使用するのは難しいことが分かるであろう。

幾つかのアナログ増分式光学エンコーダの中で使用される従来の方法が、光変調フィルタとして動作して近似的な正弦波出力信号を発生するために、フォトダイオード上に配置された付加的なレティクル又はマスクに依存することがここで分かるであろう。レティクル又はマスクの形状及び構造は、一般に特別に最適化されてほぼ正弦波の波形を発生する。レティクルの設計は、特に低いライン・カウント（low line count）でかなり複雑になる可能性がある。レティクル又はマスクの正確な位置合わせ及び位置決めも必要であり、これは一般にそれ自体、製造や組立における大きな欠点として現れる。

光学エンコーダ・システムから高い分解能の補間出力信号を提供するための従来技術で別の広く使用されている技術は、入力信号の振幅を系統的に減らすことである。この低減された振幅信号は次に、ＸＯＲ動作を通して基準信号と比較されて、補間ビットを発生する。例えば、Snyderに対する「Interpolation Methods and Circuits for Increasing the Resolution of Optical Encoders」という名称の米国特許第６，３５５，９２７号公報を参照されたい。そのような取り組み方の１つの不利点は、コンパレータの数を補間される各付加的なビットに対して倍増する必要があることである。例えば、２ｘの補間（２^１）では、最低８個のコンパレータが必要とされ、それを超えて要求されるコンパレータの数は、必要とされる各２^ｎ補間を２倍にする。このため、３２ｘ（２^５）補間が要求される場合、１２８個のコンパレータが必要とされる。そのように多数のコンパレータを使用することは、設計やＩＣの費用を増加することになる。

必要とされるものは、エンコーダの空間分解能を、付加的な光学部品やレティクル・ストリップを使用せずに調整又は操作することができ、かつ特化された空間分解能を費用を必要以上に増加することなく迅速かつ正確に実現することができるモーション・コード化システム用の補間回路である。また、必要とされるものは、対ノイズ性が改良され、高い補間係数を提供することができ、高精度の補間出力信号を生じることができ、かつ回路の複雑性、設計及び／又は費用を過度に増加させることがないモーション・コード化システムに対する補間回路である。

幾つかの実施形態では、下記のような光学エンコーダが提供される、すなわち、自身から光ビームを放射するように構成された発光体と、移動軸に沿って移動するように構成され、この軸に沿って交互に配置された複数の光学的に不透明な部分と光学的に透明な部分とを含み、各光学的に不透明な部分と光学的に透明な部分との幅がｇ／２であり、光学的に透明な部分が距離ｇ／２だけ互いに間隔を空けて配置されたコード・ストリップ又はコード・ホイールと、光検出素子の集合を備え、各光検出素子が移動軸にほぼ平行に配列された一対の相補形光検出器を有し、各対の各光検出器の幅がｄ／２又はｄ／４であり、各光検出素子の幅がｄ又は３ｄ／４であり、光検出素子が移動軸に対してほぼ平行に配列された光検出器と、を具備し、光ビームがコード・ストリップ又はコード・ホイールを照らし、光ビームの部分が光学的に透明な部分を通って投影されて、コード・ストリップ又はコード・ホイールが移動軸に沿って移動するとき光検出素子の集合を全体にわたって掃引し、ｇはｄに等しくなく、ｇがｄよりも大きい場合は比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ−１）に等しく、ｇがｄよりも小さい場合は比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ＋１）に等しく、かつＭが整数である、光学エンコーダが提供される。

別の実施形態では、下記のように光学エンコーダを用いて正弦波信号を発生する方法が提供される、すなわち、発光体から光ビームを放射するステップと、光ビームが通過するコード・ストリップ又はコード・ホイールを移動軸に沿って移動させるステップと、コード・ストリップ又はコード・ホイールが移動軸に沿って移動するとき、光学的に透明な部分を通って投影される光ビームの部分が光検出素子の集合を全体にわたって掃引するステップと、光検出素子の集合を用いて光ビームの部分を検出するステップと、を含み、コード・ストリップ又はコード・ホイールは軸に沿って配置された複数の光学的に透明な部分を含み、各光学的に透明な部分の幅はｇ／２であり、光学的に透明な部分は互いに距離ｇ／２だけ間隔を空けて配置され、各光検出素子は移動軸にほぼ平行に配列された一対の相補形光検出器を有し、各対の各光検出器の幅がｄ／２又はｄ／４であり、各光検出素子の幅がｄ又は３ｄ／４であり、光検出素子が移動軸に対してほぼ平行に配列され、ｇはｄに等しくなく、ｇがｄよりも大きい場合は比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ−１）に等しく、ｇがｄよりも小さい場合は比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ＋１）に等しく、かつＭが整数である、正弦波信号を発生する方法が提供される。

さらに別の実施形態が本願で開示されるが、明細書及びその図面を読みかつ理解すれば、当業者には明らかになるであろう。

本発明の種々の実施形態の様々な態様は、下記の明細書、図面及びクレームから明らかになるであろう。

従来技術の光学エンコーダ１０を示す図である。 代表的な出力信号Ａ、Ａ’及びそのような出力信号に基づいて発生されたパルスを示す図である。 従来技術の別の光学エンコーダ１０を示す図である。 光学エンコーダの空間分解能を、レティクルを用いて調整する方法を例示する図である。 新規なフロント・エンド用アナログ回路を備えた光学エンコーダ１０の一部の１つの実施形態を示す図である。 三角形の出力信号を発生するように構成された光検出器４０とコード・ホイール又はコード・ストリップ３０の１つの実施形態を示す図である。 補間回路１２０の１つの実施形態を示す図である。 補間回路１２０への入力として与えられた正弦波信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）、並びにその信号からの出力として与えられた出力Ａ（ｔ）及びＢ（ｔ）の１つの実施形態を示す図である。 値Ｍの範囲が３〜１１の三角形の入力波形から生じた種々の出力信号を示す図である。 三角形の入力信号ｆ（ｔ）、インパルス信号ｇ（ｔ）、ｆ（ｔ）をｇ（ｔ）で巻き込むことによって生じた個々の三角形信号ｘ（ｔ）、及び個々の三角形信号を合計することによって生じた正弦波出力信号ｘ（ｔ）のタイム・ドメイン表示を示す図である。 図１０のタイム・ドメイン信号ｆ（ｔ）、ｇ（ｔ）及びｘ（ｔ）に対応する周波数ドメイン信号Ｆ（ｗ）、Ｇ（ｗ）及びＸ（ｗ）を示す図である。 台形の出力信号を発生するように構成された光検出器４０及びコード・ホイール又はコード・ストリップ３０の１つの実施形態示す図である。 値Ｍの範囲が３〜１１の台形の入力波形から生じた種々の出力信号を示す図である。 台形の入力信号ｆ（ｔ）、インパルス信号ｇ（ｔ）、ｆ（ｔ）をｇ（ｔ）で巻き込むことによって生じた個々の台形信号ｘ（ｔ）、及び個々の台形信号を合計することによって生じた正弦波出力信号ｘ（ｔ）のタイム・ドメイン表示を示す図である。 図１４のタイム・ドメイン信号ｆ（ｔ）、ｇ（ｔ）及びｘ（ｔ）に対応する周波数ドメイン信号Ｆ（ｗ）、Ｇ（ｗ）及びＸ（ｗ）を示す図である。

これらの図面は、必ずしも縮尺通りには描かれていない。同じ番号は、特に断りのない限り、図面全体を通して同じ部品又はステップを指している。

本願は、「Interpolation Accuracy Improvement in Motion Encoder Systems, Devices and Methods」という名称の２００９年２月２６日に出願されたMei Yee Ngらへの米国特許出願第１２／３９３，１６２号と、「Interpolation Accuracy Improvement in Motion Encoder Systems, Devices and Methods」という名称の２００９年７月３１日に出願されたKheng Hin Tohらへの米国特許出願第１２／５３３，８４１号とを引用することにより本明細書の一部をなすものとする。

ここで、図５を参照すると、光学エンコーダ１０の一部の１つの実施形態が示されている。この光学エンコーダ１０は、自身から光ビーム２２を放射するように構成された発光体２０を備えている。図５は、コリメータ・レンズ２４に入射する光ビーム２２を示している。このコリメータ・レンズ２４は、光ビーム２２を平行にして平行光ビーム２６を発生する。そして、この平行光ビーム２６は、移動方向１１１及び１１２と一致する軸に沿って移動するように構成されたコード・ストリップ又はコード・ホイール３０に入射する。コリメータ・レンズ２４は選択自由であり、そのため幾つかの実施形態では必要とされないことに注意されたい。図示のように、コード・ストリップ又はコード・ホイール３０は、複数の光学的に透明な部分３１ａ〜３１ｆを有しており、これらは、光学的に透明な部分３１ａ〜３１ｆの間に配置された光学的に不透明な部分３２ａ〜３２ｅと交互に並ぶ。光学的に透明な部分３１ａ〜３１ｆと、光学的に透明な部分３１ａ〜３１ｆの間に配置された光学的に不透明な部分３２ａ〜３２ｅは、軸に沿って方向１１１及び／又は１１２に移動する。ある実施形態では、光学的に透明な部分は、開口又はスリットである。ある実施形態では、光学的に不透明な部分及び光学的に透明な部分３１ａ〜３１ｆ及び３２ａ〜３２ｅはそれぞれｇ／２に等しい幅を有し、また光学的に透明な部分３１ａ〜３１ｆはこのため、互いに同じ距離ｇ／２だけ間隔が空いている。さらに別の実施形態では、光学的に不透明な部分３２ａ〜３２ｅは反射体である。種々の実施形態が透過型又は反射型光学エンコーダを含んでいることに注意されたい。

ここで図５及び図６を参照すると、光検出器４０が光検出素子４１、４２、４３及び４４の集合を備え、各光検出素子が、隣り合いかつ移動軸にほぼ平行に配列された一対の相補形光検出器Ｐ_１＋、Ｐ_１−、．．．、Ｐ_Ｍ＋、Ｐ_Ｍ−を有していることが分かるであろう。図５に示されているように、三角形の出力信号が差動増幅器９１、９２、９３及び９４によって与えられる１つの実施形態では、各対の各光検出器Ｐ_１＋、Ｐ_１−、．．．、Ｐ_Ｍ＋、Ｐ_Ｍ−の幅はｄ／２であり、また各光検出素子４１、４２、４３及び４４の幅はｄである。各光検出素子４１、４２、４３及び４４は横に並んで、かつコード・ストリップ又はコード・ホイール３０の移動方向１１１及び１１２と一致する移動軸とほぼ平行に配列される。図５にさらに示されているように、光ビーム２６の部分は光学的に透明な部分３１ａ〜３１ｆを通って投影され、コード・ストリップ又はコード・ホイール３０が移動軸に沿って移動するとき、光検出素子４１、４２、４３及び４４の集合を全体にわたって掃引する。好ましい実施形態では、隣接する光検出素子間の位相シフトＴは２π／３Ｍに等しい。

図５及び図６に例示された実施形態によれば、距離ｇは距離ｄに等しくなく、またｇがｄよりも大きい場合には、比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ−１）に等しく、ｇがｄよりも小さい場合には、比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ＋１）に等しく、かつＭは整数である。幾つかの実施形態では、Ｍは１〜２５の範囲内にある。好ましい実施形態では、Ｍは７よりも大きく、これに関しては、さらに下記に記載されている。光検出器回路４０内の光検出器素子とコード・ホイール又はコード・ストリップ３０の寸法は、図６に示されている。この図では、コード・ホイール又はコード・ストリップのグレーティング・ピッチはｇに等しく、光検出器素子の幅はｄに等しく、かつサイン及びコサイン・チャネル間の分離はｄ／４に等しくて、π／２の位相シフトが生じる。

ここで、図５を参照すると、光検出器回路４０内の相補形光検出器の各対の光検出器４１（Ｐ_１＋、Ｐ_１−）、４２（Ｐ_２＋、Ｐ_２−）、４３（Ｐ_{（Ｍ−１）＋}、Ｐ_{（Ｍ−１）−}）及び４４（Ｐ_Ｍ＋、Ｐ_Ｍ−）によって与えられた出力信号が、増幅器回路８０内の第１及び第２の増幅器８１、８２、８３及び８４の対応する対に与えられる。第１及び第２の増幅器によって相補形光検出器８１、８２、８３及び８４に対して発生される各出力は、対応する各差動増幅器９１、９２、９３及び９４に与えられる。差動増幅器９１、９２、９３及び９４は、光検出器の各相補形対の差動信号を結合する。
さらに、各差動増幅器９１、９２、９３及び９４は、三角形状の出力信号を提供する。次に、出力コサイン信号ｘ（ｔ）が、下記のように個々の素子の全ての出力を平均することにより、加算増幅器１００によって作られる。
ｘ（ｔ）＝［ｆ_１＋ｆ_２＋ｆ_３＋．．．ｆ_Ｍ−１＋ｆ_Ｍ］／Ｍ （式１）

出力信号ｘ（ｔ）は、その極めて高い忠実度、精度及び低い全高周波歪み（「ＴＨＤ」）によって特徴付けられるため、高解像度の補間出力信号を発生するために使用されうる。このため、回転又は線形増分式エンコーダ（rotary or linear incremental encoder）１０の未加工信号を使用して、１つの実施形態では三角波を形成する。この三角波形は今度は、空間平均技術（spatial averaging technique）を用いて結合され、明確な波形形態、位相、振幅及び周波数を有する高精度でほぼ純粋な正弦波出力信号を発生する。

図５がエンコーダ１０のコサイン部分のみを例示していることに注意されたい。多くの場合、エンコーダ１０は、互いに９０度位相がずれたコサイン及びサインの出力信号を生じるように構成されたサイン及びコサイン両方の光検出回路部分を備えている。図６を参照されたい。この図では、コサイン及びサイン両方の光検出器回路部分４０が示されている。

図５及び図６の参照を続けると、前述されたように、増分ウィンドウ及びコード・ホイール又はコード・ストリップ３０のバー・パターンに入射する光は、光検出器素子４１、４２、４３及び４４とそれに関連した回路によって変調されて、三角形状の出力信号を発生する。移動平均フィルタの効果を作るために、三角波の複数の位相シフト・コピー（phase shifted copy）が、グレーティング・ピッチの寸法と光検出器素子４１、４２、４３及び４４の幅を意図的にミスマッチすることによって作られる。時間に対して信号の移動平均を取る代わりに、信号は光検出器素子４１、４２、４３及び４４の全体にわたって空間的に平均される。この場合、各信号は隣接する光検出器素子が発生する信号に対して一定の位相シフトＴを有する。

図５及び図６に示されている開口すなわち光学的に透明な部分３１ａ〜３１ｆ、光学的に不透明な部分３２ａ〜３２ｅ、及び光検出器素子４１、４２、４３及び４４の数は単に説明するためのものであることに注意されたい。そのような光学エンコーダの構成要素の任意の適当な数又は配列は、特定の用途及び当面の特定の設計や費用の制約に基づいて使用されうる。

図７は、図５のフロント・エンド用アナログ回路１１０が発生した出力信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）が補間回路１２０内でさらに処理されて、出力Ａ（ｔ）及びＢ（ｔ）を提供する１つの実施形態によるブロック図を示している。それぞれの入力信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）が、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１２２又は１２４に与えられる。高精度のｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）正弦波信号に対応するデジタル値が次に、デジタル論理／処理回路１２６に与えられる。この回路はそこに送られる入力正弦波信号を補間して、図８に実施例として示されているように、補間デジタル出力信号Ａ（ｔ）及びＢ（ｔ）を発生する。出力信号Ａ（ｔ）及びＢ（ｔ）は、非整数出力も発生されうるが、一般に入力信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）の整数の倍数の周波数を有する。出力信号Ａ（ｔ）及びＢ（ｔ）は、方形波やパルスなど任意の適当な波形形態を取るように構成されうる。データ処理回路１２６は、当業者には周知のデータ処理技術のハードウェアやソフトウェアを用いて信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）を補間するため、さらに本願で説明される必要はない。

最適平均ウィンドウ（optimal averaging window）は、２π／３に等しいことが分かっている。これは全高周波歪み（すなわち、ＴＨＤ）が最も低い正弦波出力信号ｘ（ｔ）又はｙ（ｔ）を発生する。すなわち、平均化が信号周期の正確に１／３にわたって行われる。この場合、信号間の位相シフトはＴ＝２π／３Ｍである。次に、ｇとｄとの間の意図的なミスマッチの最適量が、下記の式によって求められる。
（位相シフト／信号周期）＝(2π/3M)/2π=(g-d)/(g) （式２）
従って、比率ｇ／ｄ＝３Ｍ（３Ｍ−１）である。Ｍが７よりも大きくて、これにより十分大きな数の光検出器が使用されて、正確な正弦波出力信号を発生するために必要な平滑化の程度が提供されることが好ましい。Ｍが大きくなるにつれて、正弦波出力信号の全高周波歪み（「ＴＨＤ」）は小さくなる。下記の表１を参照すると、Ｍが無限大に近付くにつれてＴＨＤが０．８６％に近付くことが分かるであろう。表示１に示されたＭの値が奇数だけであることに注意されたい。これは数学的分析を単純にするために対称にする目的でなされている。しかしながら、実際には、Ｍは任意の整数値を取ることができる。

図９は、Ｍが大きくなると、発生する出力信号がそれだけ忠実に望ましい正弦波出力信号に似ることを例示している。図９と表１に示されるように、Ｍが７に等しくなりまた７を超えると、ＴＨＤがかなり小さくなる。

１つの特に有効な実施形態によれば、距離ｇは距離ｄに等しくない、またｇがｄよりも大きい場合は比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ−１）に等しく、ｇがｄよりも小さい場合は比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ＋１）に等しく、かつＭは整数である。幾つかの実施形態では、Ｍは１と２５の範囲にわたる。好ましい実施形態では、前述されたように、Ｍは７よりも大きい。

数学的には、移動平均演算は、ディスクリート矩形ウィンドウ関数（discrete rectangular window function）すなわち、
ｘ（ｔ）＝ｆ（ｔ）＊ｇ（ｔ）） （式３）
を用いる入力信号の畳込みである。ここで、ｆ（ｔ）は入力信号（三角波）、ｇ（ｔ）は移動平均関数（ディスクリート矩形ウィンドウ）、ｘ（ｔ）は正弦波出力信号、及び＊は畳込み演算子である。タイム・ドメイン関数及びそれらのフーリエ変換は、下記の表２に要約されている。ｆ（ｔ）、ｇ（ｔ）及びｘ（ｔ）に対応するタイム・ドメイン及び周波数ドメイン信号は、それぞれ頂部から底部まで図１０及び図１１に示されている。これらの図では、Ｍは１１である。

周期的三角形入力信号は、フーリエ・コサイン級数ｆ（ｔ）＝［８／π^２］［ｃｏｓ（ｔ）＋（１／９）ｃｏｓ（３ｔ）＋（１／２５）ｃｏｓ（５ｔ）＋（１／４９）ｃｏｓ（π）．．．］による偶関数として表すことができる。最初の幾つかの項のみが、主要な高周波である。長さＭの移動平均フィルタの望ましい出力は、式１によって説明されたように、また下記の式で示されるように、位相シフトされた入力波形の平均化された合計である。

個々の位相シフト信号は、ディスクリート・インパルス関数を用いる、そのような信号の畳込みとして説明されうる。ここで、ｆ（ｔ −ｎＴ）＝ｆ（ｔ）＊δ（ｔ−ｎＴ）である。これにより、

ここで、

その結果、移動平均関数ｇ（ｔ）は、長さがＭで振幅が１／Ｍの矩形ウィンドウである。ここでＭは、位相シフトされた三角波のそれぞれに対応する光検出器素子の数に等しい。

正弦波出力信号の周波数応答は、フーリエ分析を用いて評価されることができる。タイム・ドメイン内の畳込みは、周波数ドメイン内の乗算に対応するため、Ｘ（ｗ）＝Ｆ（ｗ）Ｇ（ｗ）である。三角波ｘ（ｔ）のフーリエ変換は、下記によって与えられる。

ディスクリート・ウィンドウ関数ｇ（ｔ）のフーリエ変換は、下記のように得られる。

等比級数にクローズド・フォーム（closed form）表示を適用する。

ここで、asinc_M(wT) はエイリアス・シンク（aliased sinc）関数である。

Ｔを２Π／３Ｍで置き換えると、Ｇ（Ｗ）はＳＩＮ（ＷΠ／３）／Ｍ ＳＩＮ（ＷΠ／３Ｍ）になる。ＡＳＩＮＣ_Ｍ（ＷＴ）のゼロクロスは、Ｗ＝３，６，９，１２などである。

長さがＭ＝１１の移動平均フィルタの実施例が下記に示されている。周波数ドメイン内の各項ｗに対する係数が、下記のように計算される。

目的どおり、主要な第３高調波周波数成分（ｗ＝３）が全体的に抑圧され、基本的周波数（ｗ＝１）とより高い高調波の小さな端数が残される。逆フーリエ変換を取ると、下記のようになる。

信号の品質は、全高周波歪みを計算することによって評価されうる。

前述の分析から、発明者らは、出力信号が最小の全高周波歪みでｘ（ｔ）≒（０．６７）ｃｏｓ（ｔ）に近付いているとの結論を下している。

ここで、図５及び図１２〜図１５を参照すると、台形の出力信号がフロント・エンドのアナログ回路１１０で発生される別の実施形態が説明される。図５及び図１２では、光検出器４０が光検出素子４１、４２、４３及び４４の集合を備え、各光検出素子が、互いに間隔を空けて配置されかつ移動軸にほぼ平行に配列された一対の相補形光検出器Ｐ_１＋、Ｐ_１−、．．．、Ｐ_Ｍ＋、Ｐ_Ｍ−を有し、そしてコサイン出力信号ｘ（ｔ）を形成するためにアナログのフロント・エンド回路１１０の中で使用される。出力信号を提供するように構成されることが分かるであろう。図５がサイン出力信号ｙ（ｔ）を形成するためにアナログのフロント・エンド回路１１０の中で使用される出力信号を発生するように構成された光検出素子を示していないことに注意されたい。この図では、各光検出素子は、互いに間隔を空けて配置されかつ移動軸にほぼ平行に配列された一対の相補形光検出器Ｑ_１＋、Ｑ_１−、．．．、Ｑ_Ｍ＋、Ｑ_Ｍ−を有している。図１２に示されているように、台形の出力信号が差動増幅器９１、９２、９３及び９４によって与えられる１つの実施形態では、各対の各光検出器Ｐ_１＋、Ｐ_１−、．．．、Ｐ_Ｍ＋、Ｐ_Ｍ−の幅はｄ／４であり、また各光検出素子４１、４２、４３及び４４の幅は３ｄ／４である。光検出素子４１、４２、４３及び４４は互いに間隔を空けて配置され、また光検出器Ｑ_１＋、Ｑ_１−、．．．、Ｑ_Ｍ＋、Ｑ_Ｍ−の対応する対によって分離される（それらはまた互いに間隔を空けて配置される）。光検出素子の両方の集合は、移動軸にほぼ平行に配列され、またコード・ストリップ又はコード・ホイール３０の移動方向１１１及び１１２に一致する移動軸にほぼ平行に配列される。図１２にさらに示されているように、光ビーム２６の部分は、光学的に透明な部分３１ａ〜３１ｆを通って投影され、コード・ストリップ又はコード・ホイール３０が移動軸に沿って移動するとき、光検出素子４１、４２、４３及び４４の集合を全体にわたって掃引する。好ましい実施形態では、隣接する光検出器素子の間の位相シフトＴは２π／３Ｍである。

図５及び図１２に例示された実施形態によれば、距離ｇは距離ｄに等しくない、またｇがｄよりも大きい場合は比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ−１）に等しく、ｇがｄよりも小さい場合は比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ＋１）に等しく、かつＭは整数である。幾つかの実施形態では、Ｍは１と２５の範囲にある。好ましい実施形態では、Ｍは７よりも大きく、これに関しては、さらに下記に記載されている。光検出器回路４０内の光検出器素子とコード・ホイール又はコード・ストリップ３０の寸法は、図１２に示されている。この図では、コード・ホイール又はコード・ストリップのグレーティング・ピッチはｇに等しく、組み合わされた光検出器素子の幅はｄに等しく、かつサイン及びコサイン・チャネル間の分離はｄ／４に等しくて、π／２の位相シフトが生じる。

ここで図５を参照すると、光検出器回路４０内の相補形光検出器の各対の光検出器４１（Ｐ_１＋、Ｐ_１−）、４２（Ｐ_２＋、Ｐ_２−）、４３（Ｐ_{（Ｍ−１）＋}、Ｐ_{（Ｍ−１）−}）及び４４（Ｐ_Ｍ＋、Ｐ_Ｍ−）によって与えられた出力信号が、増幅器回路８０内の第１及び第２の増幅器８１、８２、８３及び８４の対応する対に与えられる。第１及び第２の増幅器によって相補形光検出器８１、８２、８３及び８４に対して発生される各出力は、対応する各差動増幅器９１、９２、９３及び９４に与えられる。差動増幅器９１、９２、９３及び９４は、光検出器の各相補形対の差動信号を結合する。さらに、各差動増幅器９１、９２、９３及び９４は、台形状の出力信号を提供する。次に、出力コサイン信号ｘ（ｔ）が、下記のように個々の素子の全ての出力を平均することにより、加算増幅器１００によって作られる。
ｘ（ｔ）＝［ｆ_１＋ｆ_２＋ｆ_３＋．．．ｆ_Ｍ−１＋ｆ_Ｍ］／Ｍ （式１）

出力信号ｘ（ｔ）は、その極めて高い忠実度、精度及び低い全高周波歪み（「ＴＨＤ」）によって特徴付けられるため、高解像度の補間出力信号を発生するために使用されうる。このため、回転又は線形増分式エンコーダ１０の未加工信号を使用して、１つの実施形態では台形波を形成する。この台形波は今度は、空間平均技術を用いて結合され、明確な波形形態、位相、振幅及び周波数を有する高精度でほぼ純粋な正弦波出力信号を発生する。

図５がエンコーダ１０のコサイン部分のみを例示していることに注意されたい。多くの場合、エンコーダ１０は、互いに９０度位相がずれたコサイン及びサインの出力信号を生じるように構成されたサイン及びコサイン両方の光検出回路部分を備えている。図１２を参照されたい。この図では、コサイン及びサイン両方の光検出器回路部分４０が示されている。

図５及び図１２の参照を続けると、前述されたように、増分ウィンドウ及びコード・ホイール又はコード・ストリップ３０のバー・パターンに入射する光は、光検出器素子４１、４２、４３及び４４とそれに関連した回路によって変調されて、台形状の出力信号を発生する。移動平均フィルタの効果を作るために、台形波の複数の位相シフト・コピーがグレーティング・ピッチの寸法と光検出器素子４１、４２、４３及び４４の幅を意図的にミスマッチすることによって作られる。時間に対して信号の移動平均を取る代わりに、信号は光検出器素子４１、４２、４３及び４４の全体にわたって空間的に平均される。この場合、各信号は隣接する光検出器素子が発生する信号に対して一定の位相シフトＴを有する。

図５及び図１２に示されている開口すなわち光学的に透明な部分３１ａ〜３１ｆ、光学的に不透明な部分３２ａ〜３２ｅ、及び光検出器素子４１、４２、４３及び４４の数は単に説明するためのものであることに注意されたい。そのような光学エンコーダの構成要素の任意の適当な数又は配列は、特定の用途及び当面の特定の設計や費用の制約に基づいて使用されうる。

アナログのフロント・エンド回路１１０が発生した出力信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）は、図７及び図８に関連して前述された方法に類似した方法で処理されて、補間されたデジタル出力信号Ａ（ｔ）及びＢ（ｔ）が提供される。三角波の場合のように、最適平均ウィンドウは、２π／３に等しいことが分かっている。これは最も低い全高周波歪み（すなわち、ＴＨＤ）で正弦波出力信号ｘ（ｔ）又はｙ（ｔ）を発生する。すなわち、平均化が信号周期の正確に１／３にわたって行われる。この場合、信号間の位相シフトはＴ＝２π／３Ｍである。このため、比率ｇ／ｄ＝３Ｍ（３Ｍ−１）である。Ｍが７よりも大きくて、これにより十分大きな数の光検出器が使用されて、正確な正弦波出力信号を発生するために必要な平滑化の程度が提供されることが好ましい。Ｍが大きくなるにつれて、正弦波出力信号の全高周波歪み（「ＴＨＤ」）は小さくなる。

図１３を参照すると、Ｍが増加するにつれて、ＴＨＤが減少することが分かるであろう。図１３は、Ｍが大きくなると、発生する出力信号がそれだけ忠実に望ましい正弦波出力信号に似ることを例示している。図１３に示されているように、Ｍが７に等しくなりまた７を超えると、ＴＨＤがかなり小さくなる。

三角波の場合のように、数学的に移動平均演算は、ディスクリート矩形ウィンドウ関数、すなわち、
ｘ（ｔ）＝ｆ（ｔ）＊ｇ（ｔ） （式３）
を用いる入力信号の畳込みである。ここで、ｆ（ｔ）は入力信号（台形波）、ｇ（ｔ）は移動平均関数（ディスクリート矩形ウィンドウ）、ｘ（ｔ）は正弦波出力信号、及び＊は畳込み演算子である。タイム・ドメイン関数及び台形波に対応するそれらのフーリエ変換は、下記の表３に要約されている。ｆ（ｔ）、ｇ（ｔ）及びｘ（ｔ）に対応するタイム・ドメイン及び周波数ドメイン信号は、それぞれ頂部から底部まで図１４及び図１５に示されている。これらの図では、Ｍは１１である。三角形の入力信号の発生及び使用に関して前述された計算は、当面の内容を理解するのに十分であり、このため台形の入力信号に関してここで繰り返す必要はないことは、当業者は理解されるであろう。

本願で示された種々の実施形態の幾つかは、標準的なＣＭＯＳ又はＢｉＣＭＯＳ製造技術を用いて実行される能力、比較的容易にかつ単純な設計で実行される能力、増分及び絶対モーション・エンコーダの両方で実行される能力、またタイミング精度を犠牲にせずに高い補間係数を提供する能力を含む幾つかの利点及び特徴を有する。

本願で説明された様々な構成要素、装置及びシステムを作る方法は、本発明の範囲の中に含まれる。

先に開示された実施形態に加えて、本発明に対して種々の実施形態が考えられる。前述された実施形態は、本発明の範囲を限定するものではなく、本発明の実施例と考えるべきである。本発明の前述の実施形態に加えて、詳細な説明及び添付した図面を詳細に調べると、本発明の別の実施形態が存在することが分かるであろう。従って、明示的に本願に記載されていない本発明の前述した実施形態の多くの組合せ、置き換え、変更例及び修正例は、本発明の範囲の中に含まれるものとする。

Claims (24)

1. 光学エンコーダであって、
   （ａ）光ビームを放射するよう構成された発光体と、
   （ｂ）移動軸に沿って移動するよう構成されたコード・ストリップか又はコード・ホイールであって、前記軸に沿って交互に配置された複数の光学的に不透明な部分と光学的に透明な部分とを該コード・ストリップか又はコード・ホイールが含み、前記光学的に不透明な部分及び光学的に透明な部分の各々が、ｇ／２の幅を有しており、前記光学的に透明な部分が、ｇ／２の距離だけ互いに隔置されていることからなる、コード・ストリップか又はコード・ホイールと、
   （ｃ）光検出素子の集合を含む光検出器であって、該光検出素子の各々が、前記移動軸に対してほぼ平行に配列された一対の相補形光検出器を含み、各対の該相補形光検出器の各々が、ｄ／２か又はｄ／４の幅を有しており、前記光検出素子の各々がｄか又は３ｄ／４の幅を有しており、前記光検出素子が、前記移動軸に対してほぼ平行に配列されていることからなる、光検出器
   とを備え、
   前記光ビームが、前記コード・ストリップか又はコード・ホイール上を照らし、前記光ビームの部分が、前記光学的に透明な部分を通って投影されて、前記コード・ストリップか又はコード・ホイールが前記移動軸に沿って移動する時に前記光検出素子の集合を全体にわたって掃引し、ｇはｄに等しくなく、ｇがｄよりも大きい場合には、比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ−１）に等しく、ｇがｄよりも小さい場合には、比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ＋１）に等しく、及びＭは整数であることからなる、光学エンコーダ。
2. 前記各対の相補形光検出器内の光検出器によってもたらされる出力信号が、第１及び第２の増幅器に提供される、請求項１に記載の光学エンコーダ。
3. 前記各対の相補形光検出器ごとの前記第１及び第２の増幅器からの出力が、対応する差動増幅器に提供される、請求項２に記載の光学エンコーダ。
4. 前記各対の光検出器の各々が、ｄ／２の幅を有しており、前記光検出素子の各々が、ｄの幅を有しており、及び前記差動増幅器の各々が、三角形の形状を有した出力信号を提供することからなる、請求項３に記載の光学エンコーダ。
5. 前記各対の光検出器の各々が、ｄ／４の幅を有しており、前記光検出素子の各々が、３ｄ／４の幅を有しており、及び前記差動増幅器の各々が、台形の形状を有した出力信号を提供することからなる、請求項３に記載の光学エンコーダ。
6. 前記差動増幅器からの出力が、加算増幅器内において合計されて、コサイン出力信号ｘ（ｔ）か又はサイン出力信号ｙ（ｔ）が生成されることからなる、請求項４又は５に記載の光学エンコーダ。
7. 前記出力信号ｘ（ｔ）か又はｙ（ｔ）が補間器回路に提供される、請求項６に記載の光学エンコーダ。
8. 前記補間器回路が、少なくとも１つのデジタル補間された出力信号を、そこから生じさせるよう構成されている、請求項７に記載の光学エンコーダ。
9. 前記少なくとも１つデジタル補間された出力信号が、前記出力信号ｘ（ｔ）か又はｙ（ｔ）の周波数の整数倍である対応する周波数を有する、請求項８に記載の光学エンコーダ。
10. 前記光学的に透明な部分が開口である、請求項１に記載の光学エンコーダ。
11. 前記光学的に不透明な部分が反射体である、請求項１に記載の光学エンコーダ。
12. 前記発光体と、前記コード・ストリップか又はコード・ホイールとの間に配置されたコリメータ・レンズを更に備える、請求項１に記載の光学エンコーダ。
13. 前記Ｍが、１〜２５の範囲内にある、請求項１に記載の光学エンコーダ。
14. 隣接している光検出器素子間の位相シフトＴが、２π／３Ｍに等しい、請求項１に記載の光学エンコーダ。
15. 光学エンコーダにより正弦波信号を生成する方法であって、
    （ａ）発光体から光ビームを放射させ、
    （ｂ）前記光ビームが通過するコード・ストリップか又はコード・ホイールを移動軸に沿って移動させ、ここで、該コード・ストリップか又はコード・ホイールは、該移動軸に沿って配置された複数の光学的に透明な部分を含んでおり、該光学的に透明な部分の各々が、ｇ／２の幅を有しており、該光学的に透明な部分は、ｇ／２の距離だけ互いに隔置されており、
    （ｃ）前記コード・ストリップか又はコード・ホイールが前記移動軸に沿って移動する時に、前記光学的に透明な部分を通って投影される前記光ビームの部分が、光検出素子の集合を全体にわたって掃引し、及び、
    （ｄ）前記光検出素子の集合を用いて前記光ビームの部分を検出する
    ことを含み、
    前記光検出素子の各々は、前記移動軸に対してほぼ平行に配列された一対の相補形光検出器を含み、各対の該相補形光検出器の各々が、ｄ／２か又はｄ／４の幅を有しており、前記光検出素子の各々が、ｄか又は３ｄ／４の幅を有しており、前記光検出素子が、前記移動軸に対してほぼ平行に配列されており、
    ｇはｄに等しくなく、ｇがｄよりも大きい場合には、比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ−１）に等しく、ｇがｄよりも小さい場合には、比率ｇ／ｄは３Ｍ／（３Ｍ＋１）に等しく、及びＭは整数であることからなる、方法。
16. 前記各対の相補形光検出器内の光検出器からの出力信号を、第１及び第２の増幅器に提供することを更に含む、請求項１５に記載の方法。
17. 前記第１及び第２の増幅器の各々からの出力を、対応する差動増幅器に提供することを更に含む、請求項１６に記載の方法。
18. 前記各対の光検出器の各々がｄ／２の幅を有し、且つ、前記光検出素子の各々がｄの幅を有する時には、三角形の形状を有した出力信号を前記差動増幅器の各々が提供することを更に含むことからなる、請求項１７に記載の方法。
19. 前記各対の光検出器の各々がｄ／４の幅を有し、且つ、前記光検出素子の各々が３ｄ／４の幅を有する時には、台形の形状を有した出力信号を前記差動増幅器の各々が提供することを更に含むことからなる、請求項１７に記載の方法。
20. コサイン出力信号ｘ（ｔ）か又はサイン出力信号ｙ（ｔ）を生成するために、加算増幅器内において、前記差動増幅器からの出力を加算することを更に含む、請求項１８又は１９に記載の方法。
21. 前記出力信号ｘ（ｔ）か又はｙ（ｔ）が補間器回路に提供されることからなる、請求項２０に記載の方法。
22. 前記補間器回路が、少なくとも１つのデジタル補間された出力信号を、そこから生じさせるよう構成されていることからなる、請求項２１に記載の方法。
23. 前記少なくとも１つのデジタル補間された出力信号が、前記出力信号ｘ（ｔ）か又はｙ（ｔ）の周波数の整数倍である対応する周波数を有することからなる、請求項２２に記載の方法。
24. 前記Ｍが、１〜２５の範囲内にあることからなる、請求項１５に記載の方法。

Images