JP5241057B2 - Ｌ２ｃ信号追尾装置およびこれを用いたｇｐｓ受信機 - Google Patents

Description

この発明は、異なる擬似雑音符号であるＣＭコードとＣＬコードとを時分割多重してなるＬ２Ｃ信号の捕捉、追尾を行うＬ２Ｃ信号追尾装置、およびこれを用いて測位を行うＧＰＳ受信機に関するものである。

現在、ＧＰＳ信号は、一般に公開された（民生用の）Ｃ／Ａコードを用いたＬ１周波数信号と、一般には公開されていない（軍事用の）Ｐ（Ｙ）コードを用いたＬ２周波数信号とからなる。そして、ＧＰＳ受信機はこれらＬ１周波数信号とＬ２周波数信号とを用いて、測位を行っている。

しかしながら、ＧＰＳ現代化計画により、Ｌ２周波数信号に、新たに民生用の２つのコードである、ＣＭコードとＣＬコードとを用いたＬ２Ｃ信号を利用する計画がある。

これらＣＭコードとＣＬコードとは異なる擬似雑音符号であり、ＣＭコードには航法メッセージ等のデータが載せられており、ＣＬコードにはデータが載せられていない。

図２０は、Ｌ２Ｃ信号のコード構成を示す概念図である。
図２０に示すように、Ｌ２Ｃ信号は、ＣＭコードとＣＬコードとをチップバイチップで多重化する構造であり、ＣＭコードとＣＬコードとが時系列で交互に現れる構造となっている。すなわち、Ｌ２Ｃ信号は時分割多重コード信号である。

このように、Ｌ２Ｃ信号は従来のＧＰＳ信号とは構造が異なり、その構造および特徴は非特許文献１に示されている。

Ｌ２Ｃ信号は、ＣＭコードとＣＬコードとを時分割多重化してなるため、ＣＭコード、ＣＬコードのそれぞれがＬ２Ｃ信号の総電力の半分を占める。このため、ＣＭコードまたはＣＬコードを単独に追尾する場合、従来のＣ／Ａコードのような単一コードで信号の総電力の全体を示す場合よりも、信号追尾性能が３ｄＢ劣る可能性を有する。一方で、ＣＬコードにはデータが載せられていないので、シンプルなＰＬＬを用いることにより、実質的にＬ２Ｃ信号のキャリア位相は追尾することができる。ここで、シンプルなＰＬＬは、従来のデータが載せられたＣ／Ａコードの追尾に通常利用されるコスタスループと比較して追尾性能が６ｄＢ改善される。したがって、ＣＬコードがＬ２Ｃ信号の総電力の半分であっても、従来よりも追尾性能を３ｄＢ改善することができる。

そして、このような構造のＬ２Ｃ信号を追尾する場合、概ね次に示す方法で行う。
まず、シンプルなＰＬＬでＣＬコード信号を用いて、キャリア位相の測定（キャリア追尾）を行う。次に、ＣＬコード信号を用いて前記キャリア追尾でキャリア位相をロックしながら、ＣＭコード信号を捕捉追尾してコヒーレントにメッセージ（データ）を復調する。次に、コード追尾の追尾ループバンド幅を狭めて、コード追尾ループの動的な応答特性を維持しながら、追尾性能を向上させる。このように、Ｌ２Ｃ信号の追尾にはＣＬコードとＣＭコードとを分けて用いる。
LCDRRichard D. Fontana, Wai Cheung, Paul M. Novak, Thomas A. Stansell, Jr. 著, 「The New L2 CivilSignal」,ION GPS2001,The Institute of Navigation, Sept.11 2001

しかしながら、シンプルなＰＬＬが、コスタスループよりも追尾性能を６ｄＢ改善させることができるのは、Ｃ／Ｎ_０（Carrier-to-Noise Ratio：信号総電力対雑音平均電力密度の比）が弱い場合であり、Ｃ／Ｎ_０が強くなるにつれて、シンプルなＰＬＬとコスタスループとの間で追尾性能に殆ど差はない。このため、Ｃ／Ｎ_０が強ければ、前述の単にＣＬコードとＣＭコードとを分けてＬ２Ｃ信号を追尾する方式では、従来と比較して追尾性能が３ｄＢ劣ってしまう。そして、このように追尾性能が低下すると、キャリア位相の測定精度も低下して、相対測位の精度にも悪影響を及ぼす。さらに、キャリア位相の測定精度が低下することで、整数バイアスの初期決定時間も長くなり、相対測位の初期化時間が長くなってしまう。

したがって、本発明の目的は、Ｌ２Ｃ信号の受信状態に関わらず、Ｌ２Ｃ信号を確実に追尾するＬ２Ｃ信号追尾装置およびこれを用いたＧＰＳ受信機を構成することにある。

この発明は、ＣＭコードおよびＣＬコードの２つの異なる擬似雑音符号を用いて位相変調され、これらが時分割多重化されてなるＬ２Ｃ信号の追尾を行うＬ２Ｃ信号追尾装置において、Ｌ２Ｃ信号の信号レベルを推定する信号レベル推定部と、推定した信号レベルとノイズレベルに応じて重み付けを行ったＣＭコードとＬ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、乗算結果とＣＬコードの相関信号とを加算した結果に基づいて、キャリア位相を追尾するキャリア追尾処理部と、備えたことを特徴としている。

この構成では次に示す原理によりキャリア位相が追尾される。
ＧＰＳ受信機で受信したＬ２Ｃ信号をｒ（ｔ）とすると、Ｌ２Ｃ信号ｒ（ｔ）は次式（式（１ａ）、式（１ｂ））で表される。

ここで、Ａは受信したＬ２Ｃ信号の振幅、ｗ（ｔ）はホワイト・ガウシアン・ノイズ、Ｄ（ｔ）はメッセージデータ、Ｃ_Ｍ（ｔ）はＬ２Ｃ信号の前半チップ分のＣＭコード、Ｃ_Ｌ（ｔ）はＬ２Ｃ信号の後半チップ分のＣＬコード、ωはドップラ周波数を含むＬ２信号のキャリア周波数に対応する角速度（角周波数）、τは信号の伝搬遅延、θはキャリア位相である。

次に、ＣＭコードに対応するＣ_Ｍ（ｔ）とＣＬコードに対応するＣ_Ｌ（ｔ）とを図２１に示す波形とする。
図２１は、ＣＬコードとＣ_Ｌ（ｔ）との関係、およびＣＭコードとＣ_Ｍ（ｔ）との関係を示す波形図である。
図２１に示すように、ＣＬコードに対応するＣ_Ｌ（ｔ）はＬ２Ｃ信号の前半チップ分が必ず「０」となる。そして、ＣＬコードが「０」の場合にはＣ_Ｌ（ｔ）のＬ２Ｃ信号の後半チップ分が「−１」となり、ＣＬコードが「１」の場合にはＣ_Ｌ（ｔ）のＬ２Ｃ信号の後半チップ分が「＋１」となる。
また、ＣＭコードに対応するＣ_Ｍ（ｔ）はＬ２Ｃ信号の後半チップ分が必ず「０」となる。そして、ＣＭコードが「０」の場合にはＣ_Ｍ（ｔ）のＬ２Ｃ信号の前半チップ分が「−１」となり、ＣＭコードが「１」の場合にはＣ_Ｍ（ｔ）のＬ２Ｃ信号の前半チップ分が「＋１」となる。なお、図では、ＣＭコードにメッセージデータが載せられていない状態を示したが、メッセージデータが載せられれば、これに応じてＣＭコードの０，１が反転するので、Ｃ_Ｍ（ｔ）も−１，＋１が反転した波形となる。

式（１ａ）における伝搬遅延τの推定値をτ_ｅとし、角周波数ωの推定値をω_ｅとし、さらに、メッセージデータD（ｔ）の時間平均が「０」であり、瞬時値が「＋１」、「−１」のいずれかのランダム値であるとする。
キャリア位相θを未知のパラメータとして最尤法（Likelifood関数）を用いると、式（１ａ）、式（１ｂ）より、式（２）が導かれる。

ここで、Ｎ_０はノイズｗ（ｔ）の平均電力密度であり、事前に他の方法で測定可能である。
したがって、次に示す式（３）を演算することで、キャリア位相θのLikelifood方程式である式（４）が導かれる。

このLikelifood方程式を解くことで、キャリア位相θが最尤法により推定演算される。

また、この発明は、ＣＭコードおよびＣＬコードの２つの異なる擬似雑音符号を用いて位相変調され、これらが時分割多重化されてなるＬ２Ｃ信号の追尾を行うＬ２Ｃ信号追尾装置において、Ｌ２Ｃ信号の信号レベルを推定する信号レベル推定部と、推定した信号レベルとノイズレベルに応じた重み付けを行ったＣＭコードとＬ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、乗算結果とＣＬコードの相関信号とを加算した結果に基づいて、コード位相を追尾するコード追尾処理部を備えたことを特徴としている。

この構成では、次に示す原理によりコード位相が追尾される。
式（１ａ）におけるキャリア位相θの推定値をθ_ｅとし、角周波数ωの推定値をω_ｅとし、さらに、メッセージデータD（ｔ）の時間平均が「０」であり、瞬時値が「＋１」、「−１」のいずれかのランダム値であるとする。
コード位相すなわち伝搬遅延τを未知のパラメータとして最尤法（Likelifood関数）を用いると、式（１ａ）、式（１ｂ）より、式（５）が導かれる。

したがって、次に示す式（６）を演算することで、コード位相τのLikelifood方程式である式（７）が導かれる。

ここで、Ｃ’Ｌ（ｔ−τ）、およびＣ’Ｍ（ｔ−τ）は、

であり、この微分式を差分式で近似すると、式（９ａ）、式（９ｂ）が得られる。なお、本発明では、微分により表される式および演算をハードウェアまたはソフトウェアで実現するため、微分を差分に置き換えて処理を行う。

ここで、Ｃ_Ｌ（ｔ−τ＋ｄ／２）は、Ｃ_Ｌ（ｔ−τ）よりｄ／２チップ分進んだＣＬコードの波形Ｃ_Ｌ（ｔ）であり、Ｃ_Ｌ（ｔ−τ−ｄ／２）は、Ｃ_Ｌ（ｔ−τ）よりｄ／２チップ分遅れたＣＬコードの波形Ｃ_Ｌ（ｔ）である。また、Ｃ_Ｍ（ｔ−τ＋ｄ／２）は、Ｃ_Ｍ（ｔ−τ）よりｄ／２チップ分進んだＣＬコードの波形Ｃ_Ｍ（ｔ）であり、Ｃ_Ｍ（ｔ−τ−ｄ／２）は、Ｃ_Ｍ（ｔ−τ）よりｄ／２チップ分遅れたＣＬコードの波形Ｃ_Ｍ（ｔ）である。

この、式（９ａ）、（９ｂ）を式（７）に適用し、Likelifood方程式を解くことで、コード位相τが最尤法により推定演算される。

また、この発明のＬ２Ｃ信号追尾装置は、推定した信号レベルとノイズレベルに応じた重み付けを行った前記ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、乗算結果とＣＬコードの相関信号とを加算した結果に基づいて、コード位相を追尾する統合追尾処理部を備えたことを特徴としている。

この構成では、前述の最尤法によるキャリア位相の追尾を行いながら、同じく最尤法を用いてコード位相の追尾が行われる。

また、この発明のＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア追尾処理部は、キャリア位相誤差に基づきキャリア位相を生成するキャリアＮＣＯと、キャリア位相を用いて得られるベースバンドのＬ２Ｃ信号をそれぞれ同相成分と直交成分とに分けてＣＭコードと相関処理するとともにベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分にＣＬコードを相関処理し、ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の同相成分の相関信号に信号レベルおよびノイズレベルに応じた重み付けを行った上で、ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、乗算結果とＣＬコードとＬ２Ｃ信号の直交成分の相関信号を加算することで、Ｌ２Ｃ信号のキャリア位相誤差の演算を行うキャリア位相誤差演算手段と、該キャリア位相誤差演算手段からのキャリア位相誤差をフィルタリングして前記キャリアＮＣＯに出力するキャリアループフィルタと、を備え、キャリアＮＣＯと、キャリア位相誤差演算手段と、キャリアループフィルタとで前記Ｌ２Ｃ信号のキャリア位相推定演算ループを形成したことを特徴としている。

この構成では、キャリア位相誤差演算手段を含むキャリア位相推定演算ループにより、式（４）に示すLikelifood方程式が実現されて、キャリア位相が追尾される。

また、この発明のＬ２Ｃ信号追尾装置は、ＣＭコードの遅延とＣＬコードの遅延とを生成する遅延手段を備え、Ｌ２Ｃ信号をそれぞれ同相成分と直交成分とに分けて、ＣＭコード、ＣＭコードの遅延と相関処理するとともに、Ｌ２Ｃ信号の直交成分にＣＬコード、およびＣＬコードの遅延を相関処理し、ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、乗算結果にＣＬコードとＬ２Ｃ信号の直交成分の相関信号およびのＣＬコードの遅延とＬ２Ｃ信号の直交成分の相関信号を加算することで、Ｌ２Ｃ信号のキャリア位相誤差を演算し、キャリアＮＣＯと、キャリア位相誤差演算手段と、キャリアループフィルタとでＬ２Ｃ信号のキャリア周波数推定演算ループを形成したことを特徴としている。

この構成では、前述のキャリア位相誤差演算手段に、さらに、ＣＭコードの遅延とＣＬコードの遅延とを用いてキャリア位相誤差を演算する手段を備えることで、キャリア周波数推定演算が実現される。そして、このキャリア周波数推定演算を備えるキャリア周波数推定演算ループを用いることにより、キャリア周波数が捕捉・追尾される。

また、この発明のＬ２Ｃ信号追尾装置は、コードクロックイネーブル信号を生成するコードＮＣＯ、該コードＮＣＯの出力に基づくＣＭコードおよび微分ＣＭコードとコードＮＣＯの出力に基づくＣＬコードおよび微分ＣＬコードを生成するコード生成手段と、ベースバンドのＬ２Ｃ信号をそれぞれ同相成分と直交成分とに分けて、ＣＭコード、微分ＣＭコードと相関処理するとともに、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分にＣＬコードおよび微分ＣＬコードを相関処理し、ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、微分ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、微分ＣＭコードとＬ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、各乗算結果とＣＬコードとＬ２Ｃ信号の直交成分の相関信号および微分ＣＬコードとＬ２Ｃ信号の直交成分の相関信号を加算することで、Ｌ２Ｃ信号のコード位相誤差を演算するコード位相誤差演算手段と、該コード位相誤差演算手段から出力されるコード位相誤差をフィルタリングして、コード生成手段に出力するコードループフィルタと、を備え、コード生成手段と、コード位相誤差演算手段と、コードループフィルタとでＬ２Ｃ信号のコード位相推定演算ループを形成したことを特徴としている。

この構成では、コード位相誤差演算手段を含むコード位相推定演算ループにより、式（７）に示すLikelifood方程式が実現されて、コード位相が追尾される。

また、この発明のＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア位相誤差演算手段は、
中間周波数のＬ２Ｃ信号からキャリア位相を用いて、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分および直交成分を生成するベースバンド信号生成手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分とＣＭコードとの相関処理を行うＣＭコード同相相関処理手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分とＣＭコードとの相関処理を行うＣＭコード直交相関処理手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分とＣＬコードとの相関処理を行うＣＬコード直交相関処理手段と、
ＣＭコード同相相関処理手段から出力されるＣＭコード同相相関信号に、信号レベルに比例した重みとノイズレベルに反比例した重みとを乗算し、該乗算されたＣＭコード同相相関信号の双曲正接関数信号を出力する第１ＣＭコード同相相関信号変換手段と、
該第１ＣＭコード同相相関信号変換手段からの出力信号と、ＣＭコード直交相関処理手段からの出力信号とを乗算し、この乗算信号とＣＬコード直交相関処理手段からの出力信号とを加算することでキャリア位相誤差を生成してキャリアループフィルタに出力する乗加算手段と、を備え、
キャリア位相追尾ループ処理を行うことを特徴としている。

この構成では、フェーズローテータにより、式（４）のｃｏｓ成分（同相成分）およびｓｉｎ成分（直交成分）が実現される。次に、ＣＭコード同相相関処理手段により、式（４）の左辺第２項前半部の積分演算が実現され、第１ＣＭコード同相相関信号変換手段により、式（４）の左辺第２項前半部の重み付け（２Ａ／Ｎ_０）演算、すなわち、信号の振幅と雑音比とによる重み付け演算、および双曲正接関数演算（ｔａｎｈ演算）が実現される。また、ＣＭコード直交相関処理手段により、式（４）の左辺第２項後半部の積分演算が実現される。また、ＣＬコード直交相関処理手段により、式（４）の左辺第１項の積分演算が実現される。そして、乗加算手段により、式（４）の左辺第２項前半部と左辺第２項の後半部との乗算が実現され、この乗算結果と左辺第１項との加算が実現される。そして、これらがループ処理されることで、全体として式（４）が実現される。

また、この発明のＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア位相誤差演算手段は、
中間周波数のＬ２Ｃ信号からキャリア位相を用いて、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分および直交成分を生成するベースバンド信号生成手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分とＣＭコードとの相関処理を行うＣＭコード同相相関処理手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分とＣＭコードとの相関処理を行うＣＭコード直交相関処理手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分と前記ＣＬコードとの相関処理を行うＣＬコード直交相関処理手段と、
ＣＭコード同相相関処理手段から出力される信号レベルとノイズレベルに応じて決定されたＣＭコード同相相関信号のシグモイド関数信号を出力する第２ＣＭコード同相相関信号変換手段と、
該第２ＣＭコード同相相関信号変換手段からの出力信号と、ＣＭコード直交相関処理手段からの出力信号とを乗算し、この乗算信号をＣＬコード直交相関処理手段からの出力信号とを加算することでキャリア位相誤差を生成してキャリアループフィルタに出力する乗加算手段と、
を備えてキャリア位相追尾ループ処理を行うことを特徴としている。

この構成では、双曲正接関数（ｔａｎｈ関数）の引数が十分に大きい場合、すなわち、Ｃ／Ｎ_０が大きい場合に、シグモイド関数（ｓｉｇｎ関数）に近似することができることを利用して、前記請求項７に記載の構成における正接双曲関数を用いる第１ＣＭコード同相相関信号変換手段を、シグモイド関数を用いる第２ＣＭコード同相相関信号変換手段で置き換える。この場合、シグモイド関数が「−１，＋１」のみを取りうる関数であるので、振幅による重み付け等の処理が省略される。

また、この発明のＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア位相誤差演算手段は、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分とＣＬコードとの相関処理を行うＣＬコード同相相関処理手段と、
ＣＭコード同相相関処理手段、ＣＭコード直交相関処理手段、ＣＬコード同相相関処理手段、および、ＣＬコード直交相関処理手段のそれぞれから出力される信号を遅延処理する遅延手段と、
ＣＭコード同相相関処理手段からのＣＭコード同相相関信号とＣＭコード直交相関処理手段からのＣＭコード直交相関信号とからなるＣＭコード信号対と、遅延手段からのＣＭコード同相相関遅延信号とＣＭコード直交相関遅延信号とからなるＣＭコード遅延信号対とを用いて内積処理を行ってＣＭコード内積処理信号を出力するＣＭコード内積処理手段と、
ＣＭコード信号対とＣＭコード遅延信号対とを用いて外積処理を行ってＣＭコード外積処理信号を出力するＣＭコード外積処理手段と、
ＣＬコード同相相関処理手段からのＣＬコード同相相関信号とＣＬコード直交相関処理手段からのＣＬコード直交相関信号とからなるＣＬコード信号対と、遅延手段からのＣＬコード同相相関遅延信号とＣＬコード直交相関遅延信号とからなるＣＬコード遅延信号対とを用いて外積処理を行ってＣＬコード外積処理信号を出力するＣＬコード外積処理手段と、
ＣＭコード内積処理信号に、信号レベルに比例した重みと、ノイズレベルに反比例した重みとを乗算し、該乗算されたＣＭコード内積処理信号の双曲正接関数信号を出力する第１ＣＭコード内積処理信号変換手段と、
該第１ＣＭコード内積処理信号変換手段からの出力信号と、ＣＭコード外積処理信号とを乗算し、この乗算信号とＣＬコード外積信号とを加算することでキャリア位相誤差を生成してキャリアループフィルタに出力する乗加算手段と、を備え、
キャリア周波数追尾ループ処理を行うことを特徴としている。

この構成では、前述の請求項７に記載のキャリア位相を推定演算するループのＣＭコード同相相関処理手段とＣＭコード直交相関処理手段との後段に、遅延手段、ＣＭコード内積処理手段、ＣＭコード外積処理手段を備える。また、ＣＬコード同相相関処理手段と前述の請求項７に記載のキャリア位相を推定演算するループのＣＬコード直交相関処理手段との後段に、遅延手段、ＣＬコード内積処理手段を備える。また、ＣＭコード内積処理手段の後段に信号の振幅および雑音比に応じた重み付けと正接双曲関数を用いた第１ＣＭコード内積処理信号変換手段を備え、乗加算手段で、第１ＣＭコード内積処理信号変換手段からの出力信号と、ＣＭコード外積処理信号とを乗算し、該乗算信号を前記ＣＬコード外積信号に加算する。これにより、請求項７に記載のキャリア位相を推定するループとキャリア周波数を推定するループ（ＦＬＬ）とが同時に実現される。

また、この発明のＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア位相誤差演算手段は、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分とＣＬコードとの相関処理を行うＣＬコード同相相関処理手段と、
ＣＭコード同相相関処理手段、ＣＭコード直交相関処理手段、ＣＬコード同相相関処理手段、および、ＣＬコード直交相関処理手段のそれぞれから出力される信号を遅延処理する遅延手段と、
ＣＭコード同相相関処理手段からのＣＭコード同相相関信号とＣＭコード直交相関処理手段からのＣＭコード直交相関信号とからなるＣＭコード信号対と、遅延手段からのＣＭコード同相相関遅延信号とＣＭコード直交相関遅延信号とからなるＣＭコード遅延信号対とを用いて内積処理を行ってＣＭコード内積処理信号を出力するＣＭコード内積処理手段と、
ＣＭコード信号対とＣＭコード遅延信号対とを用いて外積処理を行ってＣＭコード外積処理信号を出力するＣＭコード外積処理手段と、
ＣＬコード同相相関処理手段からのＣＬコード同相相関信号とＣＬコード直交相関処理手段からのＣＬコード直交相関信号とからなるＣＬコード信号対と、遅延手段からのＣＬコード同相相関遅延信号とＣＬコード直交相関遅延信号とからなるＣＬコード遅延信号対とを用いて外積処理を行ってＣＬコード外積処理信号を出力するＣＬコード外積処理手段と、
信号レベルとノイズレベルに応じて決定されたＣＭコード内積処理信号のシグモイド関数信号を出力する第２ＣＭコード内積処理信号変換手段と、
該第２ＣＭコード内積処理信号変換手段からの出力信号と、ＣＭコード外積処理信号とを乗算し、この乗算信号とＣＬコード外積信号とを加算することでキャリア位相誤差を生成してキャリアループフィルタに出力する乗加算手段と、
を備えて、キャリア周波数追尾ループ処理を行うことを特徴としている。

この構成では、双曲正接関数（ｔａｎｈ関数）の引数が十分に大きい場合、すなわち、Ｃ／Ｎ_０が大きい場合に、シグモイド関数（ｓｉｇｎ関数）に近似することができることを利用して、前記請求項９に記載の構成における正接双曲関数を用いる第１ＣＭコード内積処理信号変換手段を、シグモイド関数を用いる第２ＣＭコード内積処理信号変換手段で置き換える。この場合、シグモイド関数が「−１，＋１」のみを取りうる関数であるので、振幅による重み付け等の処理が省略される。

また、この発明のＬ２Ｃ信号追尾装置は、
ＣＭコード、該ＣＭコードを微分した微分ＣＭコード、ＣＬコード、および該ＣＬコードを微分した微分ＣＬコードを生成するコード生成手段と、
コード位相誤差をフィルタリングして、コード生成手段に出力するコードループフィルタと、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と微分ＣＭコードとの相関処理を行う微分ＣＭコード同相相関処理手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と微分ＣＬコードとの相関処理を行う微分ＣＬコード同相相関処理手段と、
第１ＣＭコード同相相関信号変換手段からの出力信号に信号レベルとノイズレベルに応じた重み付けを行った信号と、微分ＣＭコード同相相関処理手段からの出力信号とを乗算し、この乗算信号と微分ＣＬコード同相相関処理手段からの出力信号とを加算して、コードループフィルタに出力する乗加算手段と、
を備えて、コード追尾ループ処理を行うことを特徴としている。

この構成では、ベースバンド信号生成手段により、式（７）のｃｏｓ成分（同相成分）が実現される。また、ＣＭコード生成手段によりＣＭコード、微分ＣＭコード、微分ＣＬコードが実現される。次に、ＣＭコード同相相関処理手段により、式（４）の左辺第２項前半部の積分演算が実現され、第１ＣＭ同相相関信号変換手段により、式（４）の左辺第２項前半部の重み付け（２Ａ／Ｎ_０）演算、すなわち、信号の振幅と雑音比とによる重み付け演算、および双曲正接関数演算（ｔａｎｈ演算）が実現される。また、コードループフィルタで設定される周期を利用した微分ＣＭコード同相相関処理手段により、式（７）の左辺第２項後半部の積分演算が実現される。また、ＣＬコード同相相関処理手段により、式（７）の左辺第１項の積分演算が実現される。そして、乗加算手段により、式（７）の左辺第２項前半部と左辺第２項の後半部との乗算が実現され、この乗算結果と左辺第１項との加算が実現される。そして、これらがループ処理されることで、全体として式（７）が実現される。

また、この発明のＬ２Ｃ信号追尾装置は、
ＣＭコード、該ＣＭコードを微分した微分ＣＭコード、ＣＬコード、および該ＣＬコードを微分した微分ＣＬコードを生成するコード生成手段と、
コード位相誤差をフィルタリングして、コード生成手段に出力するコードループフィルタと、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と微分ＣＭコードとの相関処理を行う微分ＣＭコード同相相関処理手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と微分ＣＬコードとの相関処理を行う微分ＣＬコード同相相関処理手段と、
第２コードＣＭ同相相関信号変換手段からの出力信号に信号レベルとノイズレベルに応じた重み付けを行った信号と微分ＣＭコード同相相関処理手段からの出力信号とを乗算し、この乗算信号と微分ＣＬコード同相相関処理手段からの出力信号とを加算して、コードループフィルタに出力する乗加算手段と、
を備えて、コード追尾ループ処理を行うことを特徴としている。

この構成では、双曲正接関数（ｔａｎｈ関数）の引数が十分に大きい場合、すなわち、Ｃ／Ｎ_０が大きい場合に、シグモイド関数（ｓｉｇｎ関数）に近似することができることを利用して、前記請求項１１に記載の構成における正接双曲関数を用いる第１ＣＭコード同相相関信号変換手段を、シグモイド関数を用いる第２ＣＭコード同相相関信号変換手段で置き換える。この場合、シグモイド関数が「−１，＋１」のみを取りうる関数であるので、振幅による重み付け等の処理が省略される。

また、この発明のＬ２Ｃ信号追尾装置は、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と微分ＣＭコードとの相関処理を行う微分ＣＭコード同相相関処理手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分と微分ＣＭコードとの相関処理を行う微分ＣＭコード直交相関処理手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と微分ＣＬコードとの相関処理を行う微分ＣＬコード同相相関処理手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分と微分ＣＬコードとの相関処理を行う微分ＣＬコード直交相関処理手段と、
ＣＭコード同相相関処理手段から出力されるＣＭコード同相相関信号に信号レベルとノイズレベルに応じた重み付けを行った信号と微分ＣＭコード同相相関処理手段から出力される微分ＣＭコード同相相関信号とを乗算する乗算器と、ＣＭコード直交相関処理手段から出力されるＣＭコード直交相関信号と微分ＣＭコード直交相関処理手段から出力される微分ＣＭコード直交相関信号とを乗算する乗算器と、ＣＬコード同相相関処理手段から出力されるＣＬコード同相相関信号と微分ＣＬコード同相相関処理手段から出力される微分ＣＬコード同相相関信号とを乗算する乗算器と、ＣＬコード直交相関処理手段から出力されるＣＬコード直交相関信号と微分ＣＬコード直交相関処理手段から出力される微分ＣＬコード直交相関信号とを乗算する乗算器と、これら４つの乗算器の出力を加算して、コードループフィルタに出力する乗加算手段と、
を備え、コード追尾ループ処理を行うことを特徴としている。

この構成では、ＣＭコード同相相関信号と微分ＣＭコード同相相関信号との乗算信号と、ＣＭコード直交相関信号と微分ＣＭコード直交相関信号との乗算信号と、ＣＬコード同相相関信号と微分ＣＬコード同相相関信号との乗算信号と、ＣＬコード直交相関信号と微分ＣＬコード直交相関信号との乗算信号とを加算する処理を、コードループフィルタにより設定される周期に準じて行う。このループ処理により、式（１ａ）、式（１ｂ）におけるキャリア位相θを区間［−π〜＋π］で一様分布するランダム変数とした場合で、且つＬ２Ｃ信号の振幅が小さい、すなわち、Ｃ／Ｎ_０が小さい場合でのコード位相τのLinkelifood方程式が実現される。これにより、キャリア位相θを追尾していない状態（ノンコヒーレント）でのコード位相τの追尾が実現される。

この発明のＧＰＳ受信機は、測位衛星からのＬ２Ｃ信号を受信するアンテナと、該アンテナからのＬ２Ｃ信号を中間周波数に変換する高周波処理手段と、中間周波数のＬ２Ｃ信号に基づきコード位相およびキャリア位相を推定演算する信号処理手段と、コード位相およびキャリア位相に基づき、測位演算を行う測位演算手段と、測位演算の結果を表示するとともに操作入力を受け付ける表示操作手段とを備え、信号処理手段に、前述のＬ２Ｃ信号追尾装置を用いることを特徴としている。

この構成では、前述のＬ２Ｃ信号追尾装置を用いることで、キャリア位相、キャリア周波数、コード位相が確実に追尾されて、Ｌ２Ｃ信号による相対測位演算結果が得られる。

この発明によれば、Ｌ２Ｃ信号の追尾に最尤法を用いることにより、キャリア位相、およびコード位相を、従来よりも低損失な状態を維持しながら追尾するＬ２Ｃ信号追尾装置を構成することができる。

また、この発明によれば、前記Ｌ２Ｃ信号追尾装置を備えることで、従来よりも確実に相対測位を行うＧＰＳ受信機を構成することができる。

第１の実施形態に係るＬ２Ｃ信号追尾装置について図を参照して説明する。
図１は本実施形態のＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア位相追尾回路を示すブロック図である。
キャリア位相追尾回路は、キャリア位相誤差演算部１、キャリアＮＣＯ２、キャリアループフィルタ３、ＣＭコード発生器１０ａ、ＣＬコード発生器１０ｂを備える。キャリア位相誤差演算部１は、キャリアＮＣＯ２から入力されたキャリア位相と、ＣＭコード発生器１０ａから入力されたＣＭコード信号と、ＣＬコード発生器１０ｂから入力されたＣＬコード信号とに基づき、キャリア位相誤差をキャリアループフィルタ３に出力する。キャリアループフィルタ３は、このキャリア位相誤差に付随する不要成分を除去してキャリアＮＣＯ２に出力する。キャリアＮＣＯ２は、このキャリア位相誤差に基づきキャリア位相を演算してキャリア位相誤差演算部１に出力する。このように、キャリア位相誤差演算部１、キャリアループフィルタ３、キャリアＮＣＯ２からなるループ回路で、キャリア位相誤差およびキャリア位相を順次演算し続けることにより、キャリア位相が追尾される。

キャリア位相誤差演算部１は、フェーズローテータ１１と、３つの相関器１２ａ〜１２ｃと、信号変換回路１３と、乗加算器１４とを備える。
フェーズローテータ１１は、前段の高周波処理部から中間周波数のＬ２Ｃ信号の同相成分（中間Ｉ信号）と直交成分（中間Ｑ信号）とが入力されるとともに、キャリアＮＣＯ２からキャリア位相が入力される。フェーズローテータ１１は、中間Ｉ信号と中間Ｑ信号とキャリア位相とをアドレスにするＬＵＴ(Look-Out-Table)で実現され、このＬＵＴに従い、ベースバンドの同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）とを出力する。これにより、フェーズローテータ１１は、実質的に中間周波数のＬ２Ｃ信号に含まれる周波数オフセットとドップラ周波数成分とを除去して、ベースバンドのＬ２Ｃ信号を出力する。ここで、このフェーズローテータ１１が本発明の「ベースバンド信号生成手段」に相当する。
フェーズローテータ１１から出力されたＩ信号は相関器１２ａに入力され、Ｑ信号は相関器１２ｂ，１２ｃに入力される。

相関器１２ａはミキサ１２１ａと積算器１２２ａとからなる。ミキサ１２１ａは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された正確なタイミングのＣＭコード信号（図２１に示すＣ_Ｍ（ｔ））とをミキシングして、ＣＭコード同相信号を積算器１２２ａに出力する。積算器１２２ａは、前記高周波処理部から中間Ｉ信号および中間Ｑ信号とともに入力されたサンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力されるＣＭコード同相信号を積算することで相関処理を行い、ＣＭコード同相相関信号を信号変換回路１３に出力する。このような相関器１２ａを用いることで、キャリア位相に関するLikelifood方程式（式（４））の左辺第２項前半部の積分演算部が形成される。ここで、この相関器１２ａが本発明の「ＣＭコード同相相関処理手段」に相当する。

相関器１２ｂはミキサ１２１ｂと積算器１２２ｂとからなる。ミキサ１２２ｂは、フェーズローテータ１１から入力されたQ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された正確なタイミングのＣＭコード信号（図２１に示すＣ_Ｍ（ｔ））とをミキシングして、ＣＭコード直交信号を積算器１２２ｂに出力する。積算器１２２ｂは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力されるＣＭコード直交信号を積算することで相関処理を行い、ＣＭコード直交相関信号を乗加算器１４に出力する。このような相関器１２ｂを用いることで、キャリア位相に関するLikelifood方程式（式（４））の左辺第２項後半部の積分演算部が形成される。ここで、この相関器１２ｂが本発明の「ＣＭコード直交相関処理手段」に相当する。

相関器１２ｃはミキサ１２１ｃと積算器１２２ｃとからなる。ミキサ１２２ｃは、フェーズローテータ１１から入力されたQ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された正確なタイミングのＣＬコード信号（図２１に示すＣ_Ｌ（ｔ））とをミキシングして、ＣＬコード直交信号を積算器１２２ｃに出力する。積算器１２２ｃは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力されるＣＬコード直交信号を積算することで相関処理を行い、ＣＬコード直交相関信号を乗加算器１４に出力する。このような相関器１２ｃを用いることで、キャリア位相に関するLikelifood方程式（式（４））の左辺第１項の積分演算部が形成される。ここで、この相関器１２ｃが本発明の「ＣＬコード直交相関処理手段」に相当する。

信号変換回路１３はミキサ１３１と双曲正接関数（ｔａｎｈ関数）演算器１３２とからなる。ミキサ１３１は、相関器１２ａから入力されたＣＭコード同相相関信号と、実時間で推定した相関後の信号レベル（振幅）と予め推定した相関後のノイズレベル（分散）の逆数とからなる重み付け信号（図におけるＡ_ｅ／σ_ｅ ^２）とをミキシングして双曲正接関数演算器１３２に出力する。双曲正接関数演算器１３２は、ミキサ１３１から出力された信号を双曲正接関数演算処理（ｔａｎｈ関数処理）して双曲正接化ＣＭコード同相相関信号を乗加算器１４に出力する。このような信号変換回路１３を用いることで、キャリア位相に関するLikelifood方程式（式（４））の左辺第２項前半部が形成される。ここで、この信号変換回路１３が本発明の「第１ＣＭコード同相相関信号変換手段」に相当する。

乗加算器１４は、ミキサ（乗算器）１４１と加算器１４２とからなる。ミキサ１４１は、信号変換回路１３から入力される双曲正接化ＣＭコード同相相関信号と、相関器１２ｂから入力されるＣＭコード直交相関信号とをミキシング（乗算）してＣＭコード相関信号を加算器１４２に出力する。加算器１４２は、ミキサ１４１から入力されるＣＭコード相関信号と、相関器１２ｃから入力されるＣＬコード直交相関信号とを加算して出力する。このようなミキサ１４１を用いることで、キャリア位相に関するLikelifood方程式（式（４））の左辺第２項が形成され、このような乗加算器１４を用いることで、キャリア位相に関するLikelifood方程式（式（４））の左辺が形成される。そして、この出力信号はＣＭコード相関信号とＣＬコード直交相関信号との加算信号であるので、実質的にＬ２Ｃ信号のキャリア位相誤差に相当する。

すなわち、このような構成のキャリア位相誤差演算部１を用いることにより、ＣＭコードとＣＬコードとを統合してキャリア位相誤差を推定演算することができる。

そして、このキャリア位相誤差演算部１と、キャリアＮＣＯ２およびキャリアループフィルタ３とでループ回路を形成することにより、ＣＭコードとＣＬコードとを統合してキャリア位相誤差を継続的に推定演算して、キャリア位相を追尾することができる。

ところで、前記双曲正接関数（ｔａｎｈ関数）は、引数が大きい場合に、シグモイド関数に置き換えることができる。このシグモイド関数とは符号関数であり、「−１」または「＋１」の値のみをとる。
ここで、Ｃ／Ｎ_０が強いＬ２Ｃ信号の場合、前記引数が大きいと見なすことができる。したがって、前述の双曲正接関数をシグモイド関数に置き換えることが可能となる。
図２は本実施形態のＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア位相追尾回路の他の構成を示すブロック図である。具体的には、信号変換器１３がシグモイド関数演算器１５０からなる信号変換回路１５に置き換わったものであり、他の構成は図１に示したキャリア位相追尾回路と同じである。ここで、信号変換回路１５が本発明の「第２ＣＭコード同相相関信号変換手段」に相当する。
このような構成としても、Ｌ２Ｃ信号をＣ／Ｎ_０の強い状態で受信できれば、キャリア位相を追尾することができる。

図３は、本実施形態のキャリア位相追尾回路の追尾ループ性能を示すグラフであり、横軸をＣ／Ｎ_０とし、縦軸を信号対雑音比ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）の損失としたものである。また、図３において、ＣＴＭＣ最適で表される特性曲線は本実施形態の図１に示すキャリア位相追尾回路を用いた場合を表し、Decision-Directedで表される特性曲線は本実施形態の図２に示すキャリア位相追尾回路を用いた場合を表す。また、図３において、Costas-Simple PLLで表される特性曲線は従来のコスタスループと従来のシンプルＰＬＬとの単純な結合ループを用いた場合を表し、ATAN2で表される特性曲線は従来の逆正接関数（arctan関数）を用いてＣＭコード、ＣＬコードにおけるキャリア位相誤差を推定演算する方法を利用し、これらの演算結果を総合的なキャリア位相誤差とするキャリア位相追尾回路を用いた場合を表す。なお、ＣＴＭＣとはConcurrent Tracking for Multiplexed Codeの略である。
図４は、本実施形態に示す図１のキャリア位相追尾回路の追尾ループ性能を従来のキャリア追尾回路と比較した結果を示す図であり、図３と同様に、横軸をＣ／Ｎ_０とし、縦軸を信号対雑音比ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）の損失としたものである。また、図４において、ＣＴＭＣ最適で表される特性曲線は本実施形態の図１に示すキャリア位相追尾回路を用いた場合を表し、Ｌ２ＣＬ Simple PLLで表される特性曲線は、Ｌ２Ｃ信号のＣＬコード信号をシンプルＰＬＬで追尾した場合を表し、Ｌ２Ｃ／Ａ Costasで表される特性曲線は、擬似的にＬ２Ｃ信号に現状のＣ／Ａコードを用い、コスタスループで追尾した場合を表す。

図３に示すように、本実施形態の図１に示すキャリア位相追尾回路を用いることで、Ｃ／Ｎ_０が強い場合にＳＮＲ損失を殆ど無くして、Ｃ／Ｎ_０が弱い場合にＳＮＲ損失を約３ｄＢ（従来のＣ／Ａコードをコスタスループで追尾する場合の損失に相当）とすることができる。一方、従来のコスタスループとシンプルＰＬＬとの単純な結合ループ回路では、Ｃ／Ｎ_０が弱い場合に約５ｄＢの損失が生じ、Ｃ／Ｎ_０が強くても約３ｄＢの損失が生じる。また、従来の逆正接関数を組み合わせた回路では、Ｃ／Ｎ_０が強い場合に殆ど損失を無くし、Ｃ／Ｎ_０が弱い場合に約３ｄＢ強の損失とすることができる。しかし、この方法では、Ｃ／Ｎ_０が中間値、すなわちＣ／Ｎ_０が２０ｄＢ〜４０ｄＢの範囲では、本実施形態の図１に示すキャリア位相追尾回路の方が常時低損失となる。

また、図４に示すように、Ｌ２Ｃ信号のＣＬコード信号のみをシンプルＰＬＬで追尾する場合にはＣ／Ｎ_０に関係なく常時約３ｄＢの損失が生じる。さらに、Ｌ２Ｃ信号に擬似的にＣ／Ａコードをのせた場合には、Ｃ／Ｎ_０が強ければ損失は無くなるが、Ｃ／Ｎ_０が弱くなると３ｄＢを超える大幅に損失が生じる。

このように、本実施形態の図１に示す構成を用いることで、Ｌ２Ｃ信号の受信状態に関わらず、常に約３ｄＢ未満のＳＮＲ損失となり、従来の各方法およびこれらを単に組み合わせた方法よりも追尾状態が良好なキャリア位相追尾回路を実現することができる。

また、本実施形態の図２に示すキャリア位相追尾回路を用いることで、Ｃ／Ｎ_０が強い場合にＳＮＲ損失を殆ど無くすことができる。すなわち、Ｃ／Ｎ_０が強い状態でＬ２Ｃ信号を受信する場合には、図２に示すキャリア位相追尾回路を用いても、図１に示すキャリア位相追尾回路と同じく、良好なキャリア位相追尾を実現することができる。そして、この図２に示すキャリア位相追尾回路は、図１に示すキャリア位相追尾回路よりも回路構成および制御が簡素であるので、良好なキャリア位相追尾を実現するキャリア位相追尾回路を簡素な構造で実現することができ、且つ容易な制御でキャリア位相追尾を実現することができる。

次に、第２の実施形態に係るキャリア周波数追尾回路について、図を参照して説明する。
図５は本実施形態に係るＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア周波数追尾回路の構成を示すブロック図である。
図５に示すキャリア周波数追尾回路は、図１に示すキャリア位相追尾回路のキャリア位相誤差演算部１に、相関器１２ｄ、遅延部１６ａ〜１６ｄ、Ｃｒｏｓｓ演算器１７ａ，１７ｃ、Ｄｏｔ演算器１７ｂを追加してなるキャリア周波数誤差演算部４を用いたものであり、他の構成は同じである。以下、図５に示すキャリア周波数誤差演算部４が、図１に示すキャリア位相誤差演算部１と異なる点についてのみ詳述し、同じ点については説明を省略する。

相関器１２ａはＣＭコード同相相関信号をＣｒｏｓｓ演算器１７ａ、Ｄｏｔ演算器１７ｂ、および遅延部１６ａに出力し、相関器１２ｂはＣＭコード直交相関信号をＣｒｏｓｓ演算器１７ａ、Ｄｏｔ演算器１７ｂ、および遅延部１６ｂに出力する。

相関器１２ｃのミキサ１２２ｃは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された正確なタイミングのＣＬコード信号とをミキシングして、ＣＬコード同相信号を積算器１２２ｃに出力する。積算器１２２ｃは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力されるＣＬコード同相信号を積算することで相関処理を行い、ＣＬコード同相相関信号をＣｒｏｓｓ演算器１７ｃおよび遅延部１６ｃに出力する。ここで、相関器１２ｃが本発明の「ＣＬコード同相相関処理手段」に相当する。

相関器１２ｄはミキサ１２１ｄと積算器１２２ｄとからなる。ミキサ１２２ｄは、フェーズローテータ１１から入力されたQ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された正確なタイミングのＣＬコード信号とをミキシングして、ＣＬコード直交信号を積算器１２２ｄに出力する。積算器１２２ｄは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力されるＣＬコード直交信号を積算することで相関処理を行い、ＣＬコード直交相関信号をＣｒｏｓｓ演算器１７ｃおよび遅延部１６ｄに出力する。ここで、相関器１２ｄが本発明の「ＣＬコード直交相関処理手段」に相当する。
遅延部１６ａ〜１６ｄは入力された信号を１チップ時間分遅延させて出力する。

Ｃｒｏｓｓ演算器１７ａは、相関器１２ａから入力されたＣＭコード同相相関信号Ｉｃｍと、相関器１２ｂから入力されたＣＭコード直交相関信号Ｑｃｍと、遅延部１６ａから入力された遅延ＣＭコード同相相関信号Ｉｃｍｌと、遅延部１６ｂから入力された遅延ＣＭコード直交相関信号Ｑｃｍｌとを用い、次式に示す演算を行って出力する。

Ｑｃｍ・Ｉｃｍｌ−Ｉｃｍ・Ｑｃｍｌ −（１０）
これは、遅延処理を行わないＣＭコード同相相関信号とＣＭコード直交相関信号との信号群と、遅延処理を行った遅延ＣＭコード同相相関信号と遅延ＣＭコード直交相関信号との信号群との外積演算に相当する。そして、Ｃｒｏｓｓ演算器１７ａはこの演算結果であるＣＭコード外積処理信号を乗加算器１４に出力する。ここで、このＣｒｏｓｓ演算器１７ａが本発明の「ＣＭコード外積処理手段」に相当する。

Ｄｏｔ演算器１７ｂは、相関器１２ａから入力されたＣＭコード同相相関信号Ｉｃｍと、相関器１２ｂから入力されたＣＭコード直交相関信号Ｑｃｍと、遅延部１６ａから入力された遅延ＣＭコード同相相関信号Ｉｃｍｌと、遅延部１６ｂから入力された遅延ＣＭコード直交相関信号Ｑｃｍｌとを用い、次式に示す演算を行って出力する。

Ｉｃｍ・Ｉｃｍｌ＋Ｑｃｍ・Ｑｃｍｌ −（１１）
これは、遅延処理を行わないＣＭコード同相相関信号とＣＭコード直交相関信号との信号群と、遅延処理を行った遅延ＣＭコード同相相関信号と遅延ＣＭコード直交相関信号との信号群との内積演算に相当する。そして、Ｄｏｔ演算器１７ｂはこの演算結果であるＣＭコード内積処理信号を信号変換回路１３に出力する。ここで、このＤｏｔ演算器１７ｂが本発明の「ＣＭコード内積処理手段」に相当する。

Ｃｒｏｓｓ演算器１７ｃは、相関器１２ｃから入力されたＣＬコード同相相関信号Ｉｃｌと、相関器１２ｄから入力されたＣＬコード直交相関信号Ｑｃｌと、遅延部１６ｃから入力された遅延ＣＬコード同相相関信号Ｉｃｌｌと、遅延部１６ｄから入力された遅延ＣＬコード直交相関信号Ｑｃｌｌとを用い、次式に示す演算を行って出力する。

Ｑｃｌ・Ｉｃｌｌ−Ｉｃｌ・Ｑｃｌｌ −（１２）
これは、遅延処理を行わないＣＬコード同相相関信号とＣＬコード直交相関信号との信号群と、遅延処理を行った遅延ＣＬコード同相相関信号と遅延ＣＬコード直交相関信号との信号群との外積演算に相当する。そして、Ｃｒｏｓｓ演算器１７ｃはこの演算結果であるＣＬコード外積処理信号を乗加算器１４に出力する。ここで、このＣｒｏｓｓ演算器１７ｃが本発明の「ＣＬコード外積処理手段」に相当する。

信号変換回路１３のミキサ１３１は、Ｄｏｔ演算器１７ｂから入力されたＣＭコード内積処理信号と、実時間で推定した相関後の信号レベル（振幅）と予め推定した相関後のノイズレベル（分散）の逆数とからなる重み付け信号（図におけるＡ_ｅ／σ_ｅ ^２）とをミキシングして双曲正接関数演算器１３２に出力する。双曲正接関数演算器１３２は、ミキサ１３１から出力された信号を双曲正接関数演算処理（ｔａｎｈ関数処理）して双曲正接化ＣＭコード内積処理信号を乗加算器１４に出力する。ここで、この信号変換回路１３が本発明の「第１ＣＭコード内積処理信号変換手段」に相当する。

乗加算器１４のミキサ１４１は、信号変換回路１３から入力される双曲正接化ＣＭコード内積処理信号と、Ｃｒｏｓｓ演算器１７ａから入力されるＣＭコード外積処理信号とをミキシング（乗算）してＣＭコード相関信号を加算器１４２に出力する。加算器１４２は、ミキサ１４１から入力されるＣＭコード相関信号と、Ｃｒｏｓｓ演算器１７ｃから入力されるＣＬコード外積処理信号とを加算して出力する。そして、このような処理はＦＬＬのキャリア周波数誤差の演算処理に相当するので、出力信号はキャリア周波数誤差に対応する。すなわち、図５に示す構造を用いることにより、図１に示すキャリア位相誤差演算部１をベースとしたＦＬＬを構成することができる。

そして、このキャリア周波数誤差演算部４と、キャリアＮＣＯ２およびキャリアループフィルタ３とでループ回路を形成することにより、ＣＭコードとＣＬコードとを統合してキャリア周波数誤差を継続的に推定演算して、キャリア周波数を追尾することができる。

ところで、前記双曲正接関数（ｔａｎｈ関数）は、第１の実施形態と同様に、引数が大きい場合に、シグモイド関数に置き換えることができる。したがって、前述の双曲正接関数をシグモイド関数に置き換えることが可能となる。
図６は本実施形態のＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア周波数追尾回路の他の構成を示すブロック図である。具体的には、信号変換器１３がシグモイド関数演算器１５０からなる信号変換回路１５に置き換わったものであり、他の構成は図５に示したキャリア周波数追尾回路と同じである。ここで、この信号変換回路１５が本発明の「第２ＣＭコード内積処理信号変換手段」に相当する。
このような構成としても、Ｌ２Ｃ信号をＣ／Ｎ_０の強い状態で受信できれば、キャリア周波数を追尾することができる。

図７は、本実施形態のキャリア周波数追尾回路の追尾ループ性能を示すグラフであり、横軸をＣ／Ｎ_０とし、縦軸を信号対雑音比ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）の損失としたものである。また、図７において、ＣＴＭＣで表される特性曲線は本実施形態の図５に示すキャリア位相追尾回路を用いた場合を表し、ＣＴＭＣ ＤＤで表される特性曲線は本実施形態の図６に示すキャリア周波数追尾回路を用いた場合を表す。また、図７において、Ｌ２ＣＬＦＬＬで表される特性曲線は従来のシンプルＦＬＬを用いた場合を表し、Ｌ２Ｃ／Ａ ＤＤで表される特性曲線はＬ２Ｃ信号に替えて従来のＣ／ＡコードをＬ２波に用い、本実施形態の図６に示すキャリア周波数追尾回路を用いた場合を表す。
図７に示すように、本実施形態の図５に示すキャリア周波数追尾回路を用いることで、Ｃ／Ｎ_０が強い場合にＳＮＲ損失を殆ど無くして、従来のシンプルなＦＬＬを用いるよりも良好なキャリア周波数追尾性能を得ることができる。また、Ｃ／Ｎ_０が弱い場合にも従来のＦＬＬと略同等のキャリア周波数追尾性能を得ることができる。

このように、本実施形態の図５に示す構成を用いることで、Ｌ２Ｃ信号の受信状態に関わらず、従来の各方法およびこれらを単に組み合わせた方法よりも追尾状態が良好なキャリア周波数追尾回路を実現することができる。

また、本実施形態の図６に示すキャリア周波数追尾回路を用いることで、Ｃ／Ｎ_０が強い場合にＳＮＲ損失を殆ど無くすことができる。すなわち、Ｃ／Ｎ_０が強い状態でＬ２Ｃ信号を受信する場合には、図６に示すキャリア周波数追尾回路を用いても、図５に示すキャリア周波数追尾回路と同じく、良好なキャリア周波数追尾を実現することができる。そして、この図６に示すキャリア周波数追尾回路は、図５に示すキャリア周波数追尾回路よりも回路構成および制御が簡素であるので、良好なキャリア周波数追尾を実現するキャリア周波数追尾回路を簡素な構造で実現することができ、且つ容易な制御でキャリア周波数追尾を実現することができる。

次に、第３の実施形態に係るコード位相追尾回路について図を参照して説明する。
図８は本実施形態のＬ２Ｃ信号追尾装置のコード位相追尾回路を示すブロック図である。
コード位相追尾回路は、コード位相誤差演算部５、コードＮＣＯ７、コードループフィルタ６、ＣＭコード発生器１０ａ、ＣＬコード発生器１０ｂ、キャリアＮＣＯ２を備える。コード位相誤差演算部５は、キャリアＮＣＯ２から入力されたキャリア位相と、ＣＭコード発生器１０ａから入力された正規タイミングのＣＭコード信号および該正規タイミングのＣＭコード信号を微分した微分ＣＭコード信号と、ＣＬコード発生器１０ｂから入力された正規タイミングのＣＬコード信号を微分した微分ＣＬコード信号とに基づき、コード位相誤差をコードループフィルタ６に出力する。コードループフィルタ６は、このコード位相誤差に付随する不要成分を除去してコードＮＣＯ７に出力する。コードＮＣＯ７は、このコード位相誤差に基づきコードイネーブルクロックを生成して、ＣＭコード発生器１０ａおよびＣＬコード発生器１０ｂに出力する。このように、コード位相誤差演算部５、コードループフィルタ７、コードＮＣＯ６、ＣＭコード発生器１０ａ、およびＣＬコード発生器１０ｂからなるループ回路で、コード位相誤差およびコード位相を順次演算し続けることにより、コード位相が追尾される。すなわち、擬似距離観測が継続される。

コード位相誤差演算部５は、フェーズローテータ１１から出力されるＩ信号が相関器１２ａ〜１２ｃに入力され、相関器１２ｂにＣＭコード発生器１０ａから微分ＣＭコード信号が入力され、相関器１２ｃにＣＬコード発生器１０ｂから微分ＣＬコード信号が入力される。他の構成は、第１の実施形態の図１に示したキャリア位相誤差演算部１と同じである。

ＣＭコード発生器１０ａは、コードＮＣＯ７から入力されるコードイネーブル信号に基づいて、正規タイミングのＣＭコード信号ＣＭｐ（図２１に示すＣ_Ｍ（ｔ））と、正規タイミングのＣＭコード信号ＣＭｐを微分した微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌとを生成し、正規タイミングのＣＭコード信号ＣＭｐを相関器１２ａに出力し、微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌを相関器１２ｂに出力する。また、ＣＬコード発生器１０ｂは、コードＮＣＯ７から入力されるコードイネーブル信号に基づいて、正規タイミングのＣＬコード信号を微分した微分ＣＬコード信号Ｃｌｅｌを生成し、相関器１２ｃに出力する。ここで、微分ＣＭコード信号および微分ＣＬコード信号は、それぞれ前述の式（８ａ）、式（８ｂ）で表される信号であるが、コード位相誤差演算部５においてディジタル信号で相関処理を行うことから、それぞれ近似的に前述の式（９ａ）、式（９ｂ）で表される差分による信号で形成されている。これらＣＭコード発生器１０ａ、ＣＬコード発生器１０ｂが本発明の「コード生成手段」に相当する。

フェーズローテータ１１にはキャリアＮＣＯ２からキャリア位相追尾処理によりロックされた状態のキャリア位相が入力され、フェーズローテータ１１はこのキャリア位相によりベースバンドのＩ信号およびＱ信号を出力する。すなわち、以下に説明するコード位相追尾はキャリア位相がロックされた状態（コヒーレント）での処理である。

相関器１２ａのミキサ１２１ａは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された正確なタイミングのＣＭコード信号ＣＭｐとをミキシングして、ＣＭコード同相信号を積算器１２２ａに出力する。積算器１２２ａは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力されるＣＭコード同相信号を積算することで相関処理を行い、ＣＭコード同相相関信号を信号変換回路１３に出力する。このような相関器１２ａを用いることで、コード位相に関するLikelifood方程式（式（７））の左辺第２項前半部の積分演算部が形成される。

相関器１２ｂのミキサ１２２ｂは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌとをミキシングして、微分ＣＭコード同相信号を積算器１２２ｂに出力する。積算器１２２ｂは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力される微分ＣＭコード同相信号を積算することで相関処理を行い、微分ＣＭコード同相相関信号を乗加算器１４に出力する。このような相関器１２ｂを用いることで、コード位相に関するLikelifood方程式（式（７））の左辺第２項後半部の積分演算部が形成される。ここで、この相関器１２ｂが本発明の「微分ＣＭコード同相相関処理手段」に相当する。

相関器１２ｃのミキサ１２２ｃは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された微分ＣＬコード信号ＣＬｅｌとをミキシングして、微分ＣＬコード同相信号を積算器１２２ｃに出力する。積算器１２２ｃは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力される微分ＣＬコード同相信号を積算することで相関処理を行い、微分ＣＬコード同相相関信号を乗加算器１４に出力する。このような相関器１２ｃを用いることで、コード位相に関するLikelifood方程式（式（７））の左辺第１項の積分演算部が形成される。ここで、この相関器１２ｃが本発明の「微分ＣＬコード同相相関処理手段」に相当する。

信号変換回路１３のミキサ１３１は、相関器１２ａから入力されたＣＭコード同相相関信号と、実時間で推定した相関後の信号レベル（振幅）と予め推定した相関後のノイズレベル（分散）の逆数とからなる重み付け信号（図におけるＡ_ｅ／σ_ｅ ^２）とをミキシングして双曲正接関数演算器１３２に出力する。双曲正接関数演算器１３２は、ミキサ１３１から出力された信号を双曲正接関数演算処理（ｔａｎｈ関数処理）して双曲正接化ＣＭコード同相相関信号を乗加算器１４に出力する。このような信号変換回路１３を用いることで、コード位相に関するLikelifood方程式（式（７））の左辺第２項前半部が形成される。

乗加算器１４のミキサ１４１は、信号変換回路１３から入力される双曲正接化ＣＭコード同相相関信号と、相関器１２ｂから入力される微分ＣＭコード同相相関信号とをミキシング（乗算）して加算器１４２に出力する。加算器１４２は、ミキサ１４１から入力されるＣＭコード相関信号と、相関器１２ｃから入力される微分ＣＬコード同相相関信号とを加算して出力する。このようなミキサ１４１を用いることで、コード位相に関するLikelifood方程式（式（７））の左辺第２項が形成され、このような乗加算器１４を用いることで、コード位相に関するLikelifood方程式（式（７））の左辺が形成される。そして、この出力信号はＣＭコード同相相関信号と微分ＣＭコード同相相関信号との相関信号（ＣＭコード相関信号）と、ＣＬコード直交相関信号との加算信号であるので、実質的にＬ２Ｃ信号のコード位相誤差に相当する。

すなわち、このような構成のコード位相誤差演算部５を用いることにより、ＣＭコードとＣＬコードとを統合してコード位相誤差を推定演算することができる。

そして、このコード位相誤差演算部５と、コードＮＣＯ７、ＣＭコード発生器１０ａ、ＣＬコード発生器１０ｂ、およびコードループフィルタ６とでループ回路を形成することにより、ＣＭコードとＣＬコードとを統合して、コヒーレントで継続的にコード位相誤差を推定演算して、コード位相を追尾することができる。すなわち、コヒーレントで継続的に擬似距離を観測することができる。

このようなコード位相誤差追尾回路においても、前述のキャリア位相誤差追尾回路と同様に、信号のＣ／Ｎ_０が強い場合に双曲正接関数演算をシグモイド関数演算に置き換えることができる。

図９は本実施形態のＬ２Ｃ信号追尾装置のコード位相追尾回路の他の構成を示すブロック図である。具体的には、信号変換器１３がシグモイド関数演算器１５０からなる信号変換器１５に置き換わったものであり、他の構成は図８に示したコード位相追尾回路と同じである。
このような構成としても、Ｌ２Ｃ信号をＣ／Ｎ_０の強い状態で受信できれば、コード位相を追尾することができる。

なお、前述の２つのコード位相追尾回路はキャリア位相に関してコヒーレントの場合にコード位相追尾処理を行う回路であるが、例えば、ＧＰＳ受信機の立ち上げ時（初期動作時）等の場合、キャリア位相がコヒーレントでない、すなわちロックされていない。このような場合にでもコード位相の追尾は必要であるため、次に、キャリア位相がロックされていない（ノンコヒーレント）状態で用いるコード位相追回路について説明する。
図１０はノンコヒーレントのコード位相追尾回路の構成を示すブロック図である。
ノンコヒーレントのコード位相追尾回路は、ノンコヒーレントコード位相誤差演算部８、コードＮＣＯ７、コードループフィルタ６、ＣＭコード発生器１０ａ、ＣＬコード発生器１０ｂ、キャリアＮＣＯ２を備える。ノンコヒーレントコード位相誤差演算部８は、キャリアＮＣＯ２から入力されたキャリア位相と、ＣＭコード発生器１０ａから入力された正規タイミングのＣＭコード信号および該正規タイミングのＣＭコード信号を微分した微分ＣＭコード信号と、ＣＬコード発生器１０ｂから入力された正規タイミングのＣＬコード信号および該正規タイミングのＣＬコード信号を微分した微分ＣＬコード信号とに基づき、コード位相誤差をコードループフィルタ６に出力する。コードループフィルタ６は、このコード位相誤差に付随する不要成分を除去してコードＮＣＯ７に出力する。コードＮＣＯ７は、このコード位相誤差に基づきコードイネーブルクロックを生成して、ＣＭコード発生器１０ａおよびＣＬコード発生器１０ｂに出力する。このように、コード位相誤差演算部５、コードループフィルタ７、コードＮＣＯ６、ＣＭコード発生器１０ａ、およびＣＬコード発生器１０ｂからなるループ回路で、コード位相誤差およびコード位相を順次演算し続けることにより、ノンコヒーレントにコード位相が追尾される。

コード位相誤差演算部８は、フェーズローテータ１１と、相関器１２ａ〜１２ｈと、４つのミキサ１６１ａ〜１６１ｄおよび加算器１６２からなる乗加算器１６０とを備える。

ＣＭコード発生器１０ａは、コードＮＣＯ７から入力されるコードイネーブル信号に基づいて、正規タイミングのＣＭコード信号ＣＭｐと、正規タイミングのＣＭコード信号ＣＭｐを微分した微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌとを生成し、正規タイミングのＣＭコード信号ＣＭｐを相関器１２ａ，１２ｅに出力し、微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌを相関器１２ｂ，１２ｆに出力する。また、ＣＬコード発生器１０ｂは、コードＮＣＯ７から入力されるコードイネーブル信号に基づいて、正規タイミングのＣＬコード信号ＣＬｐと、正規タイミングのＣＬコード信号ＣＬｐを微分した微分ＣＬコード信号Ｃｌｅｌを生成し、正規タイミングのＣＬコード信号ＣＬｐを相関器１２ｃ，１２ｇに出力し、微分ＣＬコード信号ＣＬｅｌを相関器１２ｄ，１２ｈに出力する。ここで、微分ＣＭコード信号および微分ＣＬコード信号は、前述のように、それぞれ近似的に前述の式（９ａ）、式（９ｂ）で表される差分による信号で形成されている。

フェーズローテータ１１にはキャリアＮＣＯ２から予め所定値に設定されたキャリア位相が入力され、フェーズローテータ１１はこの所定値に設定されたキャリア位相によりベースバンドのＩ信号およびＱ信号を出力する。ここで、キャリア位相は、式（１）において、区間［−π〜＋π］で一様分布に従うランダム変数としてその平均が前記所定値となるように設定されている。

フェーズローテータ１１から出力されたＩ信号は相関器１２ａ〜１２ｄに入力され、Ｑ信号は相関器１２ｅ〜１２ｈに入力される。

相関器１２ａは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された正確なタイミングのＣＭコード信号ＣＭｐとをミキシングして、ＣＭコード同相信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じてＣＭコード同相信号を積算することで相関処理を行うことでＣＭコード同相相関信号を乗加算器１６０に出力する。

相関器１２ｂは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌとをミキシングして、微分ＣＭコード同相信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて微分ＣＭコード同相信号を積算することで相関処理を行うことで微分ＣＭコード同相相関信号を乗加算器１６０に出力する。この相関器１２ｂが本発明の「微分ＣＭコード同相相関処理手段」に相当する。

相関器１２ｃは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された正確なタイミングのＣＬコード信号ＣＬｐとをミキシングして、ＣＬコード同相信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じてＣＬコード同相信号を積算することで相関処理を行うことでＣＬコード同相相関信号を乗加算器１６０に出力する。

相関器１２ｄは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された微分ＣＬコード信号ＣＬｅｌとをミキシングして、微分ＣＬコード同相信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて微分ＣＬコード同相信号を積算することで相関処理を行うことで微分ＣＬコード同相相関信号を乗加算器１６０に出力する。この相関器１２ｄが本発明の「微分ＣＬコード同相相関処理手段」に相当する。

相関器１２ｅは、フェーズローテータ１１から入力されたＱ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された正確なタイミングのＣＭコード信号ＣＭｐとをミキシングして、ＣＭコード直交信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じてＣＭコード直交信号を積算することで相関処理を行うことでＣＭコード直交相関信号を乗加算器１６０に出力する。

相関器１２ｆは、フェーズローテータ１１から入力されたＱ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌとをミキシングして、微分ＣＭコード直交信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて微分ＣＭコード直交信号を積算することで相関処理を行うことで微分ＣＭコード直交相関信号を乗加算器１６０に出力する。この相関器１２ｆが本発明の「微分ＣＭコード直交相関処理手段」に相当する。

相関器１２ｇは、フェーズローテータ１１から入力されたＱ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された正確なタイミングのＣＬコード信号ＣＬｐとをミキシングして、ＣＬコード直交信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じてＣＬコード直交信号を積算することで相関処理を行うことでＣＬコード直交相関信号を乗加算器１６０に出力する。

相関器１２ｈは、フェーズローテータ１１から入力されたＱ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された微分ＣＬコード信号ＣＬｅｌとをミキシングして、微分ＣＬコード直交信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて微分ＣＬコード直交信号を積算することで相関処理を行うことで微分ＣＬコード直交相関信号を乗加算器１６０に出力する。この相関器１２ｈが本発明の「微分ＣＬコード直交相関処理手段」に相当する。

乗加算器１６０は、乗算器１６１ａでＣＭコード同相相関信号と微分ＣＭコード同相相関信号とをミキシングして第１ＣＭコード相関信号を出力し、乗算器１６１ｂでＣＬコード同相相関信号と微分ＣＬコード同相相関信号とをミキシングして第１ＣＬコード相関信号を出力し、乗算器１６１ｃでＣＭコード直交相関信号と微分ＣＭコード直交相関信号とをミキシングして第２ＣＭコード相関信号を出力し、乗算器１６１ｄでＣＬコード直交相関信号と微分ＣＬコード直交相関信号とをミキシングして第２ＣＬコード相関信号を出力し、加算器１６２で、これら、第１、第２ＣＭコード相関信号、第１、第２ＣＬコード相関信号を加算して出力する。このように加算された信号はコード位相誤差に相当する。

すなわち、このような構成のコード位相誤差演算部８を用いることにより、ＣＭコードとＣＬコードとを統合してノンコヒーレントにコード位相誤差を推定演算することができる。

そして、このコード位相誤差演算部８と、コードＮＣＯ７、ＣＭコード発生器１０ａ、ＣＬコード発生器１０ｂ、およびコードループフィルタ６とでループ回路を形成することにより、ＣＭコードとＣＬコードとを統合して、ノンコヒーレントで継続的にコード位相誤差を推定演算してコード位相を追尾することができる。すなわち、ノンコヒーレントで継続的に擬似距離を観測することができる。

図１１は本実施形態のコード位相追尾回路の追尾ループ性能を示すグラフであり、横軸をＣ／Ｎ_０とし、縦軸を信号対雑音比ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）の損失としたものである。また、図１１において、コヒーレントＣＴＭＣ準最適で表される特性曲線は本実施形態の図８に示すコード位相追尾回路を用いた場合を表し、コヒーレントＤＤで表される特性曲線は本実施形態の図９に示すキャリア位相追尾回路を用いた場合を表し、ノンコヒーレントＣＴＭＣで表される特性曲線は本実施形態の図１０に示すコード位相追尾回路を用いた場合を表す。また、図１１において、Ｌ２ＣＬコヒーレントで表される特性曲線は従来のコヒーレントのコード追尾方法を用いてＬ２Ｃ信号のＣＬコードを追尾した場合を表し、Ｌ２Ｃ／Ａノンコヒーレントで表される特性曲線はＬ２Ｃコードに代えてＬ２波にＣ／Ａコードをのせて従来のノンコヒーレントのコード追尾方法を用いた場合を表す。

図１１に示すように、本実施形態の図８に示すコヒーレントのコード位相追尾回路を用いることで、Ｃ／Ｎ_０によらず低損失にコード位相を追尾することができる。これにより、ＧＰＳ信号の受信状態によらず、従来よりも良好なコード位相追尾を実現するコード位相追尾回路を実現することができる。また、本実施形態の図９に示すコヒーレントのコード位相追尾回路を用いることで、Ｃ／Ｎ_０が強ければ低損失にコード位相を追尾することができる。そして、この図９に示すコード位相追尾回路は図８に示すコード位相追尾回路と比較して回路構成が簡素であるので、信号強度が強い状態で良好なコード位相追尾を実現するコード位相追尾回路を簡素な構造で実現することができ、且つ容易な制御でコード位相追尾を実現することができる。

また、図１１に示すように、本実施形態の図１０に示すノンコヒーレントのコード位相追尾回路を用いることでＣ／Ｎ_０が強ければ、従来よりも低損失にコード位相を追尾することができる。

次に、第４の実施形態に係るＧＰＳ受信機について図を参照して説明する。
図１２は本実施形態のＧＰＳ受信機の概略構成を示すブロック図である。
図１３は図１２に示す信号処理部の概略構成を示すブロック図である。
ＧＰＳ受信機は、アンテナ２００、高周波処理部３００、信号処理部４００、測位演算部５００、および、表示操作部６００を備える。

アンテナ２００は、ＧＰＳ衛星からのＬ２Ｃコードで変調されたＬ２波を受信して、ケーブル等の伝送路を介して高周波処理部３００に出力する。高周波処理部３００は、入力されたＬ２波を中間周波数にダウンコンバートして、この信号をサンプリング化してディジタル処理する。そして、ディジタル処理された中間周波数の信号の同相成分（中間Ｉ信号）と直交成分（中間Ｑ信号）と、サンプリングクロック信号ＳＣＬとを信号処理部４００に出力する。

信号処理部４００は、複数（本実施形態ではｎ個）の信号捕捉追尾部４０１ａ〜４０１ｎと、基本パルス発生器４０２とを備える。
基本パルス発生器４０２は、サンプルクロック信号ＳＣＬに基づき、信号捕捉追尾部４０１ａ〜４０１ｎの相関器（後述する図１４の１０２ａ〜１０２ｈ）の積算時間を制御する基準パルスＰｂを生成して、各信号捕捉追尾部４０１ａ〜４０１ｎに出力する。
信号捕捉追尾部４０１ａ〜４０１ｎは、それぞれ、基準パルスＰｂに従い、高周波処理部３００から入力される中間Ｉ信号、中間Ｑ信号、および、予め記憶されているＣＭコードおよびＣＬコードを用いて、信号の捕捉、追尾して、コード位相およびキャリア位相を測位演算部５００に出力する。なお、信号捕捉追尾部４０１ａ〜４０１ｎの具体的な構成については図１４を用いて後述する。

測位演算部５００は、Ｌ２Ｃ信号（Ｌ２Ｃコードで変調されたＬ２波）に含まれる航法メッセージの復調とデコードとを行うとともに、信号処理部４００から入力されたコード位相（擬似距離）およびキャリア位相を用いて測位する。そして、この測位結果、すなわち受信機の位置を表すデータを表示操作部６００に出力する。表示操作部６００は操作部と表示部とからなり、表示部は測位演算部５００から入力された測位結果に基づき受信機の位置を表示する。また、操作部はオペレータから所定の操作入力が行われると、入力操作コマンドを生成して測位演算部５００に出力する。測位演算部５００はこの入力操作コマンドに基づき信号処理コマンドを生成して信号処理部４００に出力する。信号処理部４００に入力された信号処理コマンドは各信号捕捉追尾部４０１ａ〜４０１ｎに入力され、信号捕捉追尾部４０１ａ〜４０１ｎはこのコマンドに従い、信号の捕捉、追尾を行う。

次に、信号捕捉追尾部の具体的な構成について図１４を参照して説明する。
図１４は図１３に示す信号捕捉追尾部の構成を示すブロック図である。
信号捕捉追尾部は、キャリアＮＣＯ２、キャリアループフィルタ３、コードＮＣＯ７、ＣＭコード発生器１０ａ、ＣＬコード発生器１０ｂ、コードループフィルタ６、フェーズローテータ１１、相関器１０２ａ〜１０２ｈ、信号レベル推定器１０３、ノイズレベル推定器１０４、キャリア追尾誤差検出器１０５、コード追尾誤差検出器１０６、ミキサ１１０、加算器１１１を備える。そして、フェーズローテータ１１、相関器１０２ａ〜１０２ｈ、信号レベル推定器１０３、ノイズレベル推定器１０４、およびキャリア追尾誤差検出器１０５でキャリア位相誤差追尾部１５１を構成し、フェーズローテータ１１、相関器１０２ａ〜１０２ｈ、信号レベル推定器１０３、ノイズレベル推定器１０４、およびコード追尾誤差検出器１０６でコード位相誤差追尾部１５２を構成する。
なお、キャリアＮＣＯ２、キャリアループフィルタ３、コードＮＣＯ７、ＣＭコード発生器１０ａ、ＣＬコード発生器１０ｂ、コードループフィルタ６、フェーズローテータ１１については、前述の各実施形態に示したものと同じであるので説明は省略する。

ＣＭ同相相関器１０２ａは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された正確なタイミングのＣＭコード信号ＣＭｐとをミキシングして、基準パルスＰｂに基づく周期で積算することで相関処理を行う。

微分ＣＭ同相相関器１０２ｂは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌとをミキシングして、基準パルスＰｂに基づく周期で積算することで相関処理を行う。ここで、微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌは、前述のように正確なタイミングのＣＭコード信号ＣＭｐをチップ長の半値で進ませた信号とチップ長の半値で遅らせた信号との平均値の信号により近似した信号である。

ＣＬ同相相関器１０２ｃは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された正確なタイミングのＣＬコード信号ＣＬｐとをミキシングして、基準パルスＰｂに基づく周期で積算することで相関処理を行う。

微分ＣＬ同相相関器１０２ｄは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された微分ＣＬコード信号ＣＬｅｌとをミキシングして、基準パルスＰｂに基づく周期で積算することで相関処理を行う。ここで、微分ＣＬコード信号ＣＬｅｌは、前述のように正確なタイミングのＣＬコード信号ＣＬｐをチップ長の半値で進ませた信号とチップ長の半値で遅らせた信号との平均値の信号により近似した信号である。

ＣＭ直交相関器１０２ｅは、フェーズローテータ１１から入力されたＱ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された正確なタイミングのＣＭコード信号ＣＭｐとをミキシングして、基準パルスＰｂに基づく周期で積算することで相関処理を行う。

微分ＣＭ直交相関器１０２ｆは、フェーズローテータ１１から入力されたＱ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌとをミキシングして、基準パルスＰｂに基づく周期で積算することで相関処理を行う。

ＣＬ直交相関器１０２ｇは、フェーズローテータ１１から入力されたＱ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された正確なタイミングのＣＬコード信号ＣＬｐとをミキシングして、基準パルスＰｂに基づく周期で積算することで相関処理を行う。

微分ＣＬ直交相関器１０２ｈは、フェーズローテータ１１から入力されたＱ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された微分ＣＬコード信号ＣＬｅｌとをミキシングして、基準パルスＰｂに基づく周期で積算することで相関処理を行う。

ＣＭ同相相関器１０２ａの出力信号と、ＣＬ同相相関器１０２ｃの出力信号と、ＣＭ直交相関器１０２ｅの出力信号と、ＣＬ直交相関器１０２ｇの出力信号とは、信号レベル推定器１０３、ノイズレベル推定器１０４、キャリア追尾誤差検出器１０５、コード追尾誤差検出器１０６に入力される。また、微分ＣＭ同相相関器１０２ｂの出力信号と、微分ＣＬ同相相関器１０２ｄの出力信号と、微分ＣＭ直交相関器１０２ｆの出力信号と、微分ＣＬ直交相関器１０２ｈの出力信号とは、コード追尾誤差検出器１０６に入力される。

信号レベル推定器１０３は、入力された信号に基づき受信したＬ２Ｃ信号の信号レベル（振幅）を推定演算して、キャリア追尾誤差検出器１０５およびコード追尾誤差検出器１０６に出力する。また、ノイズレベル推定器１０４は、入力された信号に基づき受信したＬ２Ｃ信号のノイズレベル（分散）を推定演算して、キャリア追尾誤差検出器１０５およびコード追尾誤差検出器１０６に出力する。

キャリア追尾誤差検出器１０５は、入力された信号に基づきキャリア追尾誤差（キャリア位相誤差やキャリア周波数誤差に相当）を演算してキャリアループフィルタ１０５およびミキサ１１０に出力する。

コード追尾誤差検出器１０６は、入力された信号に基づきコード追尾誤差（コード位相誤差に相当）を演算して、コードループフィルタ６に出力する。

ミキサ１１０は入力されたキャリア追尾誤差と、キャリア信号とコード信号との周期から設定される定数１／１２００とを乗算して加算器１１１に出力する。加算器１１１はこの信号と、コードループフィルタ６から出力される信号とを加算してコードＮＣＯ７に出力する。

このような構成において、次に示すように、キャリア追尾誤差検出器１０５やコード追尾誤差検出器１０６を適当な構成とすることで、キャリア位相、キャリア周波数、コード位相の観測（追尾）を行うことができる。

（１）キャリア位相を追尾する場合
この場合、キャリア位相追尾誤差検出器１０５は図１５に示すような構成を用いる。
図１５はキャリア位相追尾の場合のキャリア位相追尾誤差検出器１０５の構成例を示すブロック図である。そして、（ａ）は双曲正接関数演算を用いる場合を示し、（ｂ）はシグモイド関数演算を用いる場合を示す。
図１５（ａ）に示すように、双曲正接関数演算を用いる場合、キャリア位相追尾誤差検出器１０５は、ＣＭ同相相関器１０２ａの出力とノイズレベル推定器１０４の出力とをミキシングするミキサ７０１と、このミキサ７０１の出力と信号レベル推定器１０３の出力とをミキシングするミキサ７０２と、このミキサ７０２の出力信号を双曲正接関数演算するｔａｎｈ演算部７０３と、ｔａｎｈ演算部７０３の出力とＣＭ直交相関器１０２ｅの出力とをミキシングするミキサ７０４と、ミキサ７０４の出力とＣＬ直交相関器１０２ｇの出力とを加算してキャリア位相誤差を出力する加算器７０５とを備える。この回路構成は、前述の第１の実施形態の図１に示したキャリア位相誤差演算部１に相当する。すなわち、キャリア位相誤差検出器１０５を図１５（ａ）に示す構成とすることで、受信信号の状態によることなく、従来よりも低損失で確実にキャリア位相を追尾することができる。

そして、図１５（ｂ）に示すように、シグモイド関数演算を用いる場合には、図１５（ａ）に示したミキサ７０１，７０２およびｔａｎｈ演算部７０３からなる回路をｓｉｇｎ演算回路７０６に置き換える。この回路構成は、前述の第１の実施形態の図２に示したキャリア位相誤差演算部１に相当する。すなわち、キャリア位相誤差検出回路１０５を図１５（ｂ）に示す構造にすることで、ノイズに対する信号強度が強い場合に簡素な構造で高速にキャリア位相を追尾することができる。

（２）キャリア周波数を追尾する場合
この場合、キャリア位相追尾誤差検出器１０５は図１６に示すような構成を用いる。
図１６はキャリア周波数追尾の場合のキャリア位相追尾誤差検出器１０５の構成例を示すブロック図である。そして、（ａ）は双曲正接関数演算を用いる場合を示し、（ｂ）はシグモイド関数演算を用いる場合を示す。
図１６（ａ）に示すように、双曲正接関数演算を用いる場合、キャリア位相追尾誤差検出器１０５は、図１５（ａ）に示したミキサ７０１の前段に、次に示す回路が形成されている。図１６（ａ）のキャリア位相追尾誤差検出器１０５には、ＣＭ同相相関器１０２ａからの出力、ＣＭ直交相関器１０２ｅの出力、ＣＬ同相相関器１０２ｃの出力、およびＣＬ直交相関器１０２ｇの出力をそれぞれに遅延させる遅延部７０７ａ〜７０７ｄと、ＣＭ同相相関器１０２ａの出力、ＣＭ直交相関器１０２ｅの出力、および遅延部７０７ａ，７０７ｂの出力を用いて、式（１１）に示す内積演算を行うＤｏｔ演算器７０８と、ＣＭ同相相関器１０２ａの出力、ＣＭ直交相関器１０２ｅの出力、および遅延部７０７ａ，７０７ｂの出力を用いて、式（１０）に示す外積演算を行うＣｒｏｓｓ演算器７０９と、ＣＬ同相相関器１０２ｃの出力、ＣＬ直交相関器１０２ｇの出力、および遅延部７０７ｃ，７０７ｄの出力を用いて、式（１２）に示す外積演算を行うＣｒｏｓｓ演算器７１０とが備えられている。この回路構成は、前述の第２の実施形態の図５に示したキャリア周波数誤差演算部４に相当する。すなわち、キャリア位相誤差検出器１０５を図１６（ａ）に示す構成とすることで、従来よりも低損失で確実にキャリア周波数を追尾することができる。

そして、図１６（ｂ）に示すように、シグモイド関数演算を用いる場合には、図１６（ａ）に示したミキサ７０１，７０２およびｔａｎｈ演算部７０３からなる回路をｓｉｇｎ演算回路７０６に置き換える。この回路構成は、前述の第２の実施形態の図６に示したキャリア周波数誤差演算部４に相当する。すなわち、キャリア位相誤差検出回路１０５を図１６（ｂ）に示す構造にすることで、ノイズに対する信号強度が強い場合に簡素な構造で高速にキャリア周波数を追尾することができる。

（３）コヒーレントにコード位相を追尾する場合
この場合、コード位相追尾誤差検出器１０６は図１７に示すような構成を用いる。
図１７はコード位相追尾誤差検出器１０６の構成例を示すブロック図である。そして、（ａ）は双曲正接関数演算を用いる場合を示し、（ｂ）はシグモイド関数演算を用いる場合を示す。
図１７（ａ）に示すように、双曲正接関数演算を用いる場合、コード位相追尾誤差検出器１０６は、ＣＭ同相相関器１０２ａの出力とノイズレベル推定器１０４の出力とをミキシングするミキサ７０１と、このミキサ７０１の出力と信号レベル推定器１０３の出力とをミキシングするミキサ７０２と、このミキサ７０２の出力信号を双曲正接関数演算するｔａｎｈ演算部７０３と、ｔａｎｈ演算部７０３の出力と微分ＣＭ同相相関器１０２ｂの出力とをミキシングするミキサ７０４と、ミキサ７０４の出力と微分ＣＬ同相相関器１０２ｄの出力とを加算してコード位相誤差を出力する加算器７０５とを備える。この回路構成は、前述の第３の実施形態の図８に示したコード位相誤差演算部５に相当する。すなわち、コード位相誤差検出器１０６を図１７（ａ）に示す構成とすることで、受信信号の状態によることなく、従来よりも低損失で確実にコード位相を追尾することができる。

そして、図１７（ｂ）に示すように、シグモイド関数演算を用いる場合には、図１７（ａ）に示したミキサ７０１，７０２およびｔａｎｈ演算部７０３からなる回路をｓｉｇｎ演算回路７０６に置き換える。この回路構成は、前述の第３の実施形態の図９に示したコード位相誤差演算部５に相当する。すなわち、コード位相誤差検出回路１０６を図１７（ｂ）に示す構造にすることで、ノイズに対する信号強度が強い場合に簡素な構造で高速にコード位相を追尾することができる。

（４）ノンコヒーレントにコード位相を追尾する場合
この場合、コード位相追尾誤差検出器１０６は図１８に示すような構成を用いる。
図１８はコード位相追尾誤差検出器１０６の構成例を示すブロック図である。

図１７（ａ）に示すように、コード位相追尾誤差検出器１０６は、ＣＭ同相相関器１０２ａの出力と微分ＣＭ同相相関器１０２ｂの出力とをミキシングするミキサ７１１ａと、ＣＬ同相相関器１０２ｃの出力と微分ＣＬ同相相関器１０２ｄの出力とをミキシングするミキサ７１１ｂと、ＣＭ直交相関器１０２ｅの出力と微分ＣＭ直交相関器１０２ｆの出力とをミキシングするミキサ７１１ｃと、ＣＬ直交相関器１０２ｇの出力と微分ＣＬ直交相関器１０２ｈの出力とをミキシングするミキサ７１１ｄと、ミキサ７１１ａの出力とミキサ７１１ｂの出力とを加算する加算器７１２ａと、ミキサ７１１ｃの出力とミキサ７１１ｄの出力とを加算する加算器７１２ｂと、加算器７１２ａの出力と加算器７１２ｂの出力とを加算してコード位相誤差を出力する加算器７１２ｃとを備える。この回路構成は、前述の第３の実施形態の図１０に示したコード位相誤差演算部８に相当する。すなわち、コード位相誤差検出回路１０６を図１８に示す構造にすることで、ノンコヒーレントでコード位相を追尾することができる。

そして、キャリア追尾誤差検出器１０５およびコード追尾誤差検出器１０６をソフトウェア処理による構成とすることで、キャリア追尾誤差検出器１０５およびコード追尾誤差検出器１０６の構成を容易に設定変更することができる。

以上のような構成とすることにより、必要な状況に応じて、キャリア位相、キャリア周波数、およびコード位相を確実に追尾するＧＰＳ受信機を構成することができる。これにより、ＧＰＳ衛星からの信号レベルや雑音比に応じて、確実に相対測位を行うＧＰＳ受信機を構成することができる。

なお、前述の実施形態では、各構成要素をハードウェアで実現する例を説明したが、これらの構成要素をソフトウェアで実現してもよい。例えば、図１４に示す実線で囲まれたキャリア位相誤差追尾部１５１、コード位相誤差追尾部１５２や、他の図における各演算器や推定器や相関器等をＤＳＰやＡＳＩＣにプログラムされたソフトウェアにより実現してもよい。

また、前述の各実施形態では、フェーズローテータを用いたキャリア位相追尾回路を例に説明したが、図１９に示すように、ディジタルコンバータを用いてもよい。
図１９は他の構成のキャリア位相追尾回路を示す部分ブロック図である。
図１９に示すキャリア位相追尾回路では、フェーズローテータに替わりディジタルコンバータ１１’によりベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と直交成分を生成している。この際、ディジタルコンバータ１１’は１つの中間周波数のＬ２Ｃ信号、すなわち、同相成分と直交成分とに分離されていない中間周波数のＬ２Ｃ信号からベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と直交成分とを生成する。この際、このディジタルコンバータ１１’が本発明の「ベースバンド信号生成手段」に相当する。このようにディジタルコンバータを用いても前述の構成を適用することができ、前述の効果を奏することができる。

第１の実施形態のＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア位相追尾回路を示すブロック図 第１の実施形態のＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア位相追尾回路の他の構成を示すブロック図 第１の実施形態のキャリア位相追尾回路の追尾ループ性能を示すグラフ 第１の実施形態に示す図１のキャリア位相追尾回路の追尾ループ性能を従来のキャリア追尾回路と比較した結果を示す図 第２の実施形態に係るＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア周波数追尾回路の構成を示すブロック図 第２の実施形態のＬ２Ｃ信号追尾装置のキャリア周波数追尾回路の他の構成を示すブロック図 第２の実施形態のキャリア周波数追尾回路の追尾ループ性能を示すグラフ 第３の実施形態のＬ２Ｃ信号追尾装置のコード位相追尾回路を示すブロック図 第３の実施形態のＬ２Ｃ信号追尾装置のコード位相追尾回路の他の構成を示すブロック図 ノンコヒーレントのコード位相追尾回路の構成を示すブロック図 第３の実施形態のコード位相追尾回路の追尾ループ性能を示すグラフ 第４の実施形態のＧＰＳ受信機の概略構成を示すブロック図 図１２に示す信号処理部の概略構成を示すブロック図 図１３に示す信号捕捉追尾部の構成を示すブロック図 キャリア位相追尾の場合のキャリア位相追尾誤差検出器１０５の構成例を示すブロック図 キャリア周波数追尾の場合のキャリア位相追尾誤差検出器１０５の構成例を示すブロック図 コヒーレントのコード位相追尾誤差検出器１０６の構成例を示すブロック図 ノンコヒーレントのコード位相追尾誤差検出器１０６の構成例を示すブロック図 他の構成のキャリア位相追尾回路を示す部分ブロック図 Ｌ２Ｃ信号のコード構成を示す概念図 ＣＬコードとＣ_Ｌ（ｔ）との関係、およびＣＭコードとＣ_Ｍ（ｔ）との関係を示す波形図

符号の説明

１−キャリア位相誤差演算部
２−キャリアＮＣＯ
３−キャリアループフィルタ
４−キャリア周波数誤差演算部
５−コード位相誤差演算部
６−コードループフィルタ
７−コードＮＣＯ
８−ノンコヒーレントコード位相誤差演算部
１０ａ−ＣＭコード発生器
１０ｂ−ＣＬコード発生器
１１−フェーズローテータ
１１’−ディジタルコンバータ
１２ａ〜１２ｈ−相関器
１２１ａ〜１２１ｈ−ミキサ
１２２ａ〜１２２ｈ−積算器
１３−信号変換回路
１３１−ミキサ
１３２−双曲正接関数（ｔａｎｈ関数）演算器
１４−乗加算器
１４１−ミキサ
１４２−加算器
１５−信号変換回路
１５０−シグモイド関数演算器
１６ａ〜１６ｄ−遅延部
１７ａ，１７ｃ−Ｃｒｏｓｓ演算器
１７ｂ−Ｄｏｔ演算器
１６０−乗加算器
１６１ａ〜１６１ｄ−ミキサ
１６２−加算器
２００−アンテナ
３００−高周波処理部
４００−信号処理部
４０１ａ〜４０１ｎ−信号捕捉追尾部
４０２−基本パルス発生器
５００−測位演算部
６００−表示操作部
１０２ａ〜１０２ｈ−相関器
１０３−信号レベル推定器
１０４−ノイズレベル推定器
１０５−キャリア追尾誤差検出器
１０６−コード追尾誤差検出器
１１０−ミキサ
１１１−加算器
１５１−キャリア位相誤差追尾部
１５２−コード位相誤差追尾部

Claims (14)

1. ＣＭコードおよびＣＬコードの２つの異なる擬似雑音符号を用いて位相変調され、これらが時分割多重化されてなるＬ２Ｃ信号の追尾を行うＬ２Ｃ信号追尾装置において、
   前記Ｌ２Ｃ信号の信号レベルを推定する信号レベル推定部と、
   推定した信号レベルとノイズレベルに応じて重み付けを行った前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の同相成分との相関信号と、前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、乗算結果と前記ＣＬコードの相関信号とを加算した結果に基づいて、キャリア位相を追尾するキャリア追尾処理部と、備えたことを特徴とするＬ２Ｃ信号追尾装置。
2. ＣＭコードおよびＣＬコードの２つの異なる擬似雑音符号を用いて位相変調され、これらが時分割多重化されてなるＬ２Ｃ信号の追尾を行うＬ２Ｃ信号追尾装置において、
   前記Ｌ２Ｃ信号の信号レベルを推定する信号レベル推定部と、
   推定した信号レベルとノイズレベルに応じた重み付けを行った前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、乗算結果と前記ＣＬコードの相関信号とを加算した結果に基づいて、コード位相を追尾するコード追尾処理部と、を備えたことを特徴とするＬ２Ｃ信号追尾装置。
3. 前記キャリア追尾処理部は、
   キャリア位相誤差に基づきキャリア位相を生成するキャリアＮＣＯと、
   前記キャリア位相を用いて得られる前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号をそれぞれ同相成分と直交成分とに分けて前記ＣＭコード相関処理するとともに前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分に前記ＣＬコードを相関処理し、前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の同相成分との相関信号に前記信号レベルおよびノイズレベルに応じた重み付けを行った上で、前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、乗算結果と前記ＣＬコードと前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分との相関信号を加算することで、前記Ｌ２Ｃ信号のキャリア位相誤差の演算を行うキャリア位相誤差演算手段と、
   該キャリア位相誤差演算手段からのキャリア位相誤差をフィルタリングして前記キャリアＮＣＯに出力するキャリアループフィルタと、を備え、
   前記キャリアＮＣＯと、前記キャリア位相誤差演算手段と、前記キャリアループフィルタとで前記Ｌ２Ｃ信号のキャリア位相推定演算ループを形成したことを特徴とする請求項１に記載のＬ２Ｃ信号追尾装置。
4. 前記キャリア位相誤差演算手段は、前記ＣＭコードの遅延と前記ＣＬコードの遅延とを生成する遅延手段を備え、前記Ｌ２Ｃ信号をそれぞれ同相成分と直交成分とに分けて、前記ＣＭコード、前記ＣＭコードの遅延と相関処理するとともに、前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分に前記ＣＬコード、および前記ＣＬコードの遅延を相関処理し、前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、乗算結果に前記ＣＬコードと前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分の相関信号および前記ＣＬコードの遅延と前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分との相関信号を加算することで、前記Ｌ２Ｃ信号のキャリア位相誤差を演算し、
   前記キャリアＮＣＯと、前記キャリア位相誤差演算手段と、前記キャリアループフィルタとで前記Ｌ２Ｃ信号のキャリア周波数推定演算ループを形成したことを特徴とする請求項３に記載のＬ２Ｃ信号追尾装置。
5. 前記キャリア位相の追尾を行いながら、推定した信号レベルとノイズレベルに応じた重み付けを行った前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、乗算結果と前記ＣＬコードと前記Ｌ２Ｃ信号の相関信号とを加算した結果に基づいて、コード位相を追尾する統合追尾処理部を備えたことを特徴とする請求項１、請求項３、請求項４のいずれかに記載のＬ２Ｃ信号追尾装置。
6. コードクロックイネーブル信号を生成するコードＮＣＯ、該コードＮＣＯの出力に基づくＣＭコードおよび微分ＣＭコードと前記コードＮＣＯの出力に基づくＣＬコードおよび微分ＣＬコードを生成するコード生成手段と、
   前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号をそれぞれ同相成分と直交成分とに分けて、前記ＣＭコード、前記微分ＣＭコードと相関処理するとともに、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分に前記ＣＬコードおよび前記微分ＣＬコードを相関処理し、前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、前記ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、前記微分ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の同相成分の相関信号と、前記微分ＣＭコードと前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分の相関信号とを乗算し、各乗算結果と前記ＣＬコードと前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分の相関信号および前記微分ＣＬコードと前記Ｌ２Ｃ信号の直交成分の相関信号を加算することで、前記Ｌ２Ｃ信号のコード位相誤差を演算するコード位相誤差演算手段と、
   該コード位相誤差演算手段から出力されるコード位相誤差をフィルタリングして、前記コード生成手段に出力するコードループフィルタと、を備え、
   前記コード生成手段と、前記コード位相誤差演算手段と、前記コードループフィルタとで前記Ｌ２Ｃ信号のコード位相推定演算ループを形成した請求項２、または請求項５に記載のＬ２Ｃ信号追尾装置。
7. 前記キャリア位相誤差演算手段は、
   中間周波数のＬ２Ｃ信号から前記キャリア位相を用いて、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分および直交成分を生成するベースバンド信号生成手段と、
   サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と前記ＣＭコードとの相関処理を行うＣＭコード同相相関処理手段と、
   前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分と前記ＣＭコードとの相関処理を行うＣＭコード直交相関処理手段と、
   前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分と前記ＣＬコードとの相関処理を行うＣＬコード直交相関処理手段と、
   前記ＣＭコード同相相関処理手段から出力されるＣＭコード同相相関信号に、前記信号レベルに比例した重みとノイズレベルに反比例した重みとを乗算し、該乗算されたＣＭコード同相相関信号の双曲正接関数信号を出力する第１ＣＭコード同相相関信号変換手段と、
   該第１ＣＭコード同相相関信号変換手段からの出力信号と、前記ＣＭコード直交相関処理手段からの出力信号とを乗算し、この乗算信号と前記ＣＬコード直交相関処理手段からの出力信号とを加算することで前記キャリア位相誤差を生成して前記キャリアループフィルタに出力する乗加算手段と、を備え、
   キャリア位相追尾ループ処理を行う請求項３に記載のＬ２Ｃ信号追尾装置。
8. 前記キャリア位相誤差演算手段は、
   中間周波数のＬ２Ｃ信号から前記キャリア位相を用いて、ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分および直交成分を生成するベースバンド信号生成手段と、
   サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と前記ＣＭコードとの相関処理を行うＣＭコード同相相関処理手段と、
   前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分と前記ＣＭコードとの相関処理を行うＣＭコード直交相関処理手段と、
   前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分と前記ＣＬコードとの相関処理を行うＣＬコード直交相関処理手段と、
   前記ＣＭコード同相相関処理手段から出力される前記信号レベルと前記ノイズレベルに応じて決定されたＣＭコード同相相関信号のシグモイド関数信号を出力する第２ＣＭコード同相相関信号変換手段と、
   該第２ＣＭコード同相相関信号変換手段からの出力信号と、前記ＣＭコード直交相関処理手段からの出力信号とを乗算し、この乗算信号を前記ＣＬコード直交相関処理手段からの出力信号とを加算することで前記キャリア位相誤差を生成して前記キャリアループフィルタに出力する乗加算手段と、
   を備えてキャリア位相追尾ループ処理を行う請求項３に記載のＬ２Ｃ信号追尾装置。
9. 前記キャリア位相誤差演算手段は、
   前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と前記ＣＬコードとの相関処理を行うＣＬコード同相相関処理手段と、
   前記ＣＭコード同相相関処理手段、前記ＣＭコード直交相関処理手段、前記ＣＬコード同相相関処理手段、および、前記ＣＬコード直交相関処理手段のそれぞれから出力される信号を遅延処理する遅延手段と、
   前記ＣＭコード同相相関処理手段からのＣＭコード同相相関信号と前記ＣＭコード直交相関処理手段からのＣＭコード直交相関信号とからなるＣＭコード信号対と、前記遅延手段からのＣＭコード同相相関遅延信号とＣＭコード直交相関遅延信号とからなるＣＭコード遅延信号対とを用いて内積処理を行ってＣＭコード内積処理信号を出力するＣＭコード内積処理手段と、
   前記ＣＭコード信号対と前記ＣＭコード遅延信号対とを用いて外積処理を行ってＣＭコード外積処理信号を出力するＣＭコード外積処理手段と、
   前記ＣＬコード同相相関処理手段からのＣＬコード同相相関信号と前記ＣＬコード直交相関処理手段からのＣＬコード直交相関信号とからなるＣＬコード信号対と、前記遅延手段からのＣＬコード同相相関遅延信号とＣＬコード直交相関遅延信号とからなるＣＬコード遅延信号対とを用いて外積処理を行ってＣＬコード外積処理信号を出力するＣＬコード外積処理手段と、
   前記ＣＭコード内積処理信号に、前記信号レベルに比例した重みと、ノイズレベルに反比例した重みとを乗算し、該乗算されたＣＭコード内積処理信号の双曲正接関数信号を出力する第１ＣＭコード内積処理信号変換手段と、
   該第１ＣＭコード内積処理信号変換手段からの出力信号と、前記ＣＭコード外積処理信号とを乗算し、この乗算信号と前記ＣＬコード外積信号とを加算することで前記キャリア位相誤差を生成して前記キャリアループフィルタに出力する乗加算手段と、を備え、
   キャリア周波数追尾ループ処理を行う請求項４に記載のＬ２Ｃ信号追尾装置。
10. 前記キャリア位相誤差演算手段は、
    前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と前記ＣＬコードとの相関処理を行うＣＬコード同相相関処理手段と、
    前記ＣＭコード同相相関処理手段、前記ＣＭコード直交相関処理手段、前記ＣＬコード同相相関処理手段、および、前記ＣＬコード直交相関処理手段のそれぞれから出力される信号を遅延処理する遅延手段と、
    前記ＣＭコード同相相関処理手段からのＣＭコード同相相関信号と前記ＣＭコード直交相関処理手段からのＣＭコード直交相関信号とからなるＣＭコード信号対と、前記遅延手段からのＣＭコード同相相関遅延信号とＣＭコード直交相関遅延信号とからなるＣＭコード遅延信号対とを用いて内積処理を行ってＣＭコード内積処理信号を出力するＣＭコード内積処理手段と、
    前記ＣＭコード信号対と前記ＣＭコード遅延信号対とを用いて外積処理を行ってＣＭコード外積処理信号を出力するＣＭコード外積処理手段と、
    前記ＣＬコード同相相関処理手段からのＣＬコード同相相関信号と前記ＣＬコード直交相関処理手段からのＣＬコード直交相関信号とからなるＣＬコード信号対と、前記遅延手段からのＣＬコード同相相関遅延信号とＣＬコード直交相関遅延信号とからなるＣＬコード遅延信号対とを用いて外積処理を行ってＣＬコード外積処理信号を出力するＣＬコード外積処理手段と、
    前記信号レベルと前記ノイズレベルに応じて決定された前記ＣＭコード内積処理信号のシグモイド関数信号を出力する第２ＣＭコード内積処理信号変換手段と、
    該第２ＣＭコード内積処理信号変換手段からの出力信号と、前記ＣＭコード外積処理信号とを乗算し、この乗算信号と前記ＣＬコード外積信号とを加算することで前記キャリア位相誤差を生成して前記キャリアループフィルタに出力する乗加算手段と、
    を備えて、キャリア周波数追尾ループ処理を行う請求項４に記載のＬ２Ｃ信号追尾装置。
11. 前記ＣＭコード、該ＣＭコードを微分した微分ＣＭコード、前記ＣＬコード、および該ＣＬコードを微分した微分ＣＬコードを生成するコード生成手段と、
    コード位相誤差をフィルタリングして、前記コード生成手段に出力するコードループフィルタと、
    サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と前記微分ＣＭコードとの相関処理を行う微分ＣＭコード同相相関処理手段と、
    前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と前記微分ＣＬコードとの相関処理を行う微分ＣＬコード同相相関処理手段と、
    前記第１ＣＭコード同相相関信号変換手段からの出力信号に信号レベルとノイズレベルに応じた重み付けを行った信号と、前記微分ＣＭコード同相相関処理手段からの出力信号とを乗算し、この乗算信号と前記微分ＣＬコード同相相関処理手段からの出力信号とを加算して、前記コードループフィルタに出力する乗加算手段と、
    を備えて、コード追尾ループ処理を行う請求項７〜１０のいずれかに記載のＬ２Ｃ信号追尾装置。
12. 前記ＣＭコード、該ＣＭコードを微分した微分ＣＭコード、前記ＣＬコード、および該ＣＬコードを微分した微分ＣＬコードを生成するコード生成手段と、
    コード位相誤差をフィルタリングして、前記コード生成手段に出力するコードループフィルタと、
    サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と前記微分ＣＭコードとの相関処理を行う微分ＣＭコード同相相関処理手段と、
    前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と前記微分ＣＬコードとの相関処理を行う微分ＣＬコード同相相関処理手段と、
    前記第２コードＣＭ同相相関信号変換手段からの出力信号に信号レベルとノイズレベルに応じた重み付けを行った信号と前記微分ＣＭコード同相相関処理手段からの出力信号とを乗算し、この乗算信号と前記微分ＣＬコード同相相関処理手段からの出力信号とを加算して、前記コードループフィルタに出力する乗加算手段と、
    を備えて、コード追尾ループ処理を行う請求項７〜１０のいずれかに記載のＬ２Ｃ信号追尾装置。
13. 前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と前記微分ＣＭコードとの相関処理を行う微分ＣＭコード同相相関処理手段と、
    前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分と前記微分ＣＭコードとの相関処理を行う微分ＣＭコード直交相関処理手段と、
    前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の同相成分と前記微分ＣＬコードとの相関処理を行う微分ＣＬコード同相相関処理手段と、
    前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドのＬ２Ｃ信号の直交成分と前記微分ＣＬコードとの相関処理を行う微分ＣＬコード直交相関処理手段と、
    前記ＣＭコード同相相関処理手段から出力されるＣＭコード同相相関信号に信号レベルとノイズレベルに応じた重み付けを行った信号と前記微分ＣＭコード同相相関処理手段から出力される微分ＣＭコード同相相関信号とを乗算する乗算器と、前記ＣＭコード直交相関処理手段から出力されるＣＭコード直交相関信号と前記微分ＣＭコード直交相関処理手段から出力される微分ＣＭコード直交相関信号とを乗算する乗算器と、前記ＣＬコード同相相関処理手段から出力されるＣＬコード同相相関信号と前記微分ＣＬコード同相相関処理手段から出力される微分ＣＬコード同相相関信号とを乗算する乗算器と、前記ＣＬコード直交相関処理手段から出力されるＣＬコード直交相関信号と前記微分ＣＬコード直交相関処理手段から出力される微分ＣＬコード直交相関信号とを乗算する乗算器と、これら４つの乗算器の出力を加算して、前記コードループフィルタに出力する乗加算手段と、
    を備え、コード追尾ループ処理を行う請求項７〜請求項１０のいずれかに記載のＬ２Ｃ信号追尾装置。
14. 測位衛星からのＬ２Ｃ信号を受信するアンテナと、
    該アンテナからのＬ２Ｃ信号を中間周波数に変換する高周波処理手段と、
    中間周波数のＬ２Ｃ信号に基づきコード位相およびキャリア位相を推定演算する信号処理手段と、
    前記コード位相および前記キャリア位相に基づき、測位演算を行う測位演算手段と、
    前記測位演算の結果を表示するとともに操作入力を受け付ける表示操作手段とを備え、
    前記信号処理手段に、請求項１〜請求項１３のいずれかに記載のＬ２Ｃ信号追尾装置を用いることを特徴とするＧＰＳ受信機。

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