JP3004058B2 - 無線受信機 - Google Patents

無線受信機

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JP3004058B2
JP3004058B2 JP3003504A JP350491A JP3004058B2 JP 3004058 B2 JP3004058 B2 JP 3004058B2 JP 3003504 A JP3003504 A JP 3003504A JP 350491 A JP350491 A JP 350491A JP 3004058 B2 JP3004058 B2 JP 3004058B2
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    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
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  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は無線受信機に係り、特に
信号取得の高速手段を含み、受信した信号内の符号化デ
ータを復調し、専らではないが特にＮＡＶＳＴＡＲ型の
広域位置決めシステム（ＧＰＳ）への適用を有する直接
拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）無線受信機に係る。
【０００２】
【従来の技術】ナブスター（ＮＡＶＳＴＡＲ）システム
は、完全に動作している時、３つの衛星から使用者の距
離に基づいた世界的、２４時間全天候位置決めシステム
を提供するよう計画される。ナブスターＧＰＳ及び受信
機の実施例はフィリップジーマトス，エレクトロニクス
アンド ワイヤレス ワールド，１９８９年２月，１
３７−１４２頁の「衛星による広域位置決め」に記載さ
れているが、システムの要点をここに述べる。以下の説
明において、「システム」は、最近計画されたような衛
星軌道及び伝送詳細を有する完全動作時のＮＡＶＳＴＡ
Ｒ広域位置決めシステム（ＧＰＳ）を意味する。
【０００３】ナブスターシステムは実質的に同様の方法
で動作するが正確性の度合が異なる２つの位置決めサー
ビスを提供する。これらの２つのサービスは軍事システ
ム用に用いられている精密位置決めサービス（ＰＰＳ）
及び非軍事システムで利用される標準位置決めサービス
（ＳＰＳ）である。多くの特徴はＳＰＳ及びＰＰＳの双
方で共通であるが、ここでの説明はＳＰＳのみについて
する。
【０００４】このシステムは、本明細書では変更される
が、１８の動作及び６つの軌道の６つの予備衛星からな
るようにされている。各衛星は地球を略１２時間で一回
回転する。衛星は直接シーケンス拡散スペクトル技術を
用いて1575.42 ＭＨｚと同じ周波数で連続的にデータを
送信する。各衛星により送信された拡散スペクトル信号
は情報が位置推算表として知られている次の２時間に亘
るその軌道に関する詳細な情報と、情報が暦として知ら
れている全ての他の衛星に関する少ない割合のあまり詳
細でない情報とを含む。情報は、それに略１００Ｈｚの
固有の帯域幅を与える１秒当たり５０ビット（bpi ）の
データ速度で衛星により送信される。搬送信号の変調に
先立ち、データ信号の周波数スペクトルの幅は擬似ラン
ダム雑音シーケンスと共にそれを逓倍することにより略
２ＭＨｚまで拡散される。擬似ランダム雑音（ＰＲＮ）
は、不規則であるのでそう呼ばれるが、実際に注意深く
決められ、容易に決められたアルゴリズムを用いて再構
成されうる。ＳＰＳの場合に、ＰＲＮシーケンスは1023
チップの長さを有する、発明者によりそう名付けられた
ゴールドコードであり、ここでチップは１かマイナス１
のどちらかの一定振幅を有するＰＲＮ信号のサブセグメ
ントである。このコードはデータビット当たり２０の完
全な周期があるよう各ミリ秒に一度全体を送信され、換
言すればＰＲＮのチップレートは1.023 ＭＨｚである。
従って、各衛星により送信された結果の信号は略２ＭＨ
ｚの帯域幅及び−１６３dBw のオーダの非常に低い電力
を有する。選択されたゴールドコードは非常に良い自己
相関特性を有し、即ちそれらにより逓倍された時、コー
ドが同期している（即ち、それらは相対的遅延を有さな
い）時、積は他の点よりかなり大きい。衛星は全て同じ
搬送周波数で送信するので、それらが、用いるゴールド
コードは、異なるように選択され、これによりシステム
の使用者は特定の信号がどの衛星から発せられたかを決
定しうる。
【０００５】これを容易にする為、ゴールドコードは互
いに直交であり、それは非常に良い相互相関特性を有
し、互いにいかなる相対位置で共に逓倍された２つの異
なるコードが相関時点でそれにより逓倍されたコードに
より発生されたものより少なくとも２０dB低い出力を発
生することを意味する、ＳＰＳの場合には、ＰＲＮコー
ドはそれらが粗位置決め用に使用され、ＰＰＳ用の初め
の信号取得の助けとしての粗／取得（Ｃ／Ａ）コードと
しても知られている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】システム衛星は地球の
中心から略26,600kmの距離に軌道を有し、夫々は毎秒３
km以上の速度で移動する。その結果、使用者が衛星から
受信した信号はドップラー効果による周波数偏位のある
成分を含む。従って、静止ＧＰＳ受信機は衛星搬送波周
波数から±４ｋＨｚの周波数範囲に亘って受信できなけ
ればならないが、移動ＧＰＳ受信機は、それ自体の移動
により追加的ドップラー偏位を被り、より広い周波数範
囲に対する供給を必要とする。更に、受信機内の第１の
逓降変換段の局部発振器はドップラーオフセットに対す
る理想的同様の大きさから周波数オフセットを有する。
次の調整自在の局部発振器は同様にこのオフセットを取
除くことができなければならない。
【０００７】３次元位置を固定するのに、使用者は受信
の為に理想的に水平の上少なくとも５°以上の角度にあ
るべき４つの衛星からの送信を受信する必要がある。こ
れを達成するのに、ほとんど全ての半球からの信号を受
信できる全方向性アンテナが必要とされる。４つの衛星
送信は、システムがそれらの点から使用者への信号の伝
信時間を測定することにより既知の点から使用者範囲を
計算する原則に作用するので、受信される必要がある。
システムが適切な位置正確性を有するために、信号の送
信時間は１マイクロ秒より良く、それより望ましくはか
なり正確でなければならない。衛星は各々その送信が周
期化される機上原子時計を有するが、普通の使用者は比
較的正確な時計を維持しない。使用者の時計により保た
れる時間は、事実上第４番目の未知であるクロックバイ
アス、ＣB だけ衛星時間と異なる。３よりむしろ４つの
衛星からの使用者の明白な範囲を測定することにより、
得られた余分な情報はＣB を解くのに使用されうる。明
らかな範囲は、それらが使用者のクロックバイアスを考
慮しないので擬似範囲と呼ばれる。添付図面の図１は４
つの衛星１１，１２，１３及び１４からの信号が使用者
の車両１５の受信機１６により受信される動作をするシ
ステムの基本要素を示す。４つの衛星１１，１２，１３
及び１４の位置は原点が地球の中心となるデカルト座標
系を用いる図にカッコで示される。４つの衛星からの信
号の擬似範囲は夫々Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３及びＲ４と示され
る。図面の図２は３つの正確な範囲及び４つの擬似範囲
からのクロックバイアスを計算するのに用いられた式を
示し、これらの式は一般的に反復的に解かれる。クロッ
クバイアスＣB の次元は距離であり、図１及び図２の使
用者の位置座標はＸ，Ｙ，Ｚとして与えられることが注
意されねばならない。所望の正確性で衛星信号の送信時
間を測定するために、使用者受信機内の処理手段は受信
したＣ／Ａコードの位相の精密な測定を有しなければな
らない。これは通常受信機内の各衛星用にＣ／Ａコード
を発生し、良い整合又は相関が見つかるまで一連の狭い
離間間隔で局部的に発生した入来コード比較することに
より達成される。この処理は２つの信号の円相関と通常
呼ばれ、この場合に、衛星から１マイクロ秒より良い正
確性まで信号の送信時間のサブミリ秒部分を提供する。
しかし、Ｃ／Ａコードが各ミリ秒を繰返すので、信号送
信時間のミリ秒の整数はこの方法で計算できなく、それ
はある他の手段で知られなければならない。この問題は
受信機が１００km以内の使用者位置の知識を有する場
合、各送信時間のミリ秒の整数が計算されうるので、克
服されうる。
【０００８】普通、たとえ受信機が、数分毎に位置を固
定しさえすればよいとしても、少なくとも４つの衛星及
び屡々５つの衛星からの信号を連続的に追跡しなければ
ならない。その理由は、使用者に対する衛星の位置は時
間と共に変化し、位置固定用に使用する衛星の最適設定
は時間と共に変わる。追跡の処理は衛星の最新の記録、
それぞれから受信したＣ／Ａコードの零からのそれらの
ドップラー周波数オフセット及びオフセットを主に考慮
することを含む。受信機が先ず起こりうるドップラーに
切換えられ、第１の局部発振器周波数オフセットが未知
の場合、可視の衛星用のＣ／Ａコードの変位があり、こ
れにより丁度１つの衛星を取得するのに数分要する。ひ
とたび１つの衛星からの信号が受信され、複合化される
と、暦は次の衛星に必要とされるサーチ時間を減少する
のに用いられうる。その理由は受信機はどの衛星をサー
チすべきか及びその略ドップラー周波数オフセットを計
算しうるからである。
【０００９】この処理は更に非常に時間のかかるもので
あるが、衛星取得の処理を促進する為、多くの受信機は
受信機の他の部分がスイッチオフされる時でさえ、クロ
ック及び暦の記録を維持する。この計画は受信機不活動
の長い期間の後、その暦が時代遅れであるので失敗す
る。特に都会的環境で位置正確性がおそらく最も重要で
ある場合、衛星はある時間の期間受信機アンテナの直視
内になくてもよい。十分な衛星が再び考慮される時、必
要な信号を再取得するのに十分な長い時間の期間でなく
てもよく、局部的に発生したＣ／Ａコードと受信した信
号を円形的に相関させるに必要な時間により位置固定を
させる。
【００１０】本発明の目的はＤＳＳＳ信号を取得するの
に必要な時間を減少させることである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、受信し
た直接シーケンス拡散スペクトル信号から一対の直角関
係信号を生成する手段と、擬似ランダム雑音（ＰＲＮ）
シーケンスの繰返し周波数のｎ倍（ｎは整数）で直角関
係信号と夫々ろ波する櫛形ろ波手段と、櫛形ろ波信号を
非コーヒーレントに復調し非拡散とする手段とからな
る、ＰＲＮシーケンスにより周波数的に拡散した直接シ
ーケンス拡散信号を使用する無線受信機が提供される。
【００１２】本発明は又、受信した衛星送信から一対の
直角関係信号を生成する手段と、粗／取得（Ｃ／Ａ）コ
ードの繰返し周波数のｎ倍（ｎは整数）で直角関係信号
を夫々ろ波する櫛形ろ波手段と、櫛形ろ波信号を非コー
ヒーレントに復調し非拡散とする手段とからなる、ナブ
スター（ＮＡＶＳＴＡＲ）広域位置決めシステム（ＧＰ
Ｓ）と使用される無線受信機を提供する。
【００１３】本発明はコードレスデータ抽出が拡散スペ
クトル信号を取得するのに用いられ、この取得は擬似ラ
ンダムコードの局部発生の必要性を除去し、局部的に発
生した入来コードの全ての可能な相対位置のサーチを行
なうので、相対的に急速実施されうる事実に基づいてい
る。
【００１４】動作中、受信機はデータのスペクトルを拡
散するのに用いられるＰＲＮコードの反復性質を利用す
る。ナブスターシステムにおいて、データは二進位相偏
位キーイング（ＢＰＳＫ）を用いて符号化され、非コー
ヒーレント復調技術を用いてかかる信号を復号化するこ
とが一般的に行なわれる。非コーヒーレント復調はそれ
自体の遅延したレプリカで入来データ信号を逓倍するこ
とを含み、遅延の長さは１データビットの長さに等し
い。拡散スペクトル信号と共に非コーヒーレント復調を
用いることはＰＲＮコードを追加的に非拡散とする。そ
の理由はＰＲＮコードは１及び−１成分からなり、デー
タビット当たりＰＲＮコード周期の整数があるからであ
る。従って、ＰＲＮコードの各部分は別なＰＲＮ周期か
らの等価な部分により逓倍され、その積は１になり信号
は非拡散とされる。しかし、ナブスターシステムから受
信された信号は典型的に−２０dBの信号対雑音（Ｓ／
Ｎ）比で受信され、非コーヒーレント復調は信号対雑音
比を２乗又はそのデシベル表示を２逓倍する効果を有す
る。従って、この場合の非コーヒーレント復調処理の出
力は略−４０dBの信号対雑音比を有する。これは、非拡
散の後、データが略１００Ｈｚ帯域幅に亘って存在し、
雑音が略２ＭＨｚ帯域幅に亘って存在するので、低域ろ
波により改善されうる。従って、適切に選択された低域
フィルタは略４０dBのＳ／Ｎ比改善を達成するが、全体
のＳ／Ｎ比は更に０dBの領域内にあり、データは雑音に
よりマスクされる。本発明により作られた受信機では、
Ｓ／Ｎ比改善は入来拡散スペクトル信号の反復性質を利
用することにより非コーヒーレント復調処理前になされ
る。Ｃ／Ａコードが毎ミリ秒を繰り返すので、入来信号
の周波数スペクトルは１ｋＨｚと実質的に雑音による追
加的周波数成分と共にその整数倍にあるピークを有す
る。適切な櫛形フィルタ、即ちその通過帯域が等距離ピ
ークの周波数スペクトルを有するフィルタを復調の前に
挿入すると、入来信号のＳ／Ｎ比を改善することができ
る。非コーヒーレント復調処理はＳ／Ｎ比の劣化をもた
らすが、櫛形フィルタがＳ／Ｎ比を十分に改良するな
ら、後復調低域フィルタの出力は正の信号対雑音比を有
し、データの再生は可能である。
【００１５】この型の受信機内のフィルタに対する要求
は非常に厳密であり、これは受信機の複雑性及び経費の
両方を増す。この受信機の多くのタスクを実施するのに
用いられるような従来の混合器は屡々不要であるその出
力に多くのイメージ周波数成分を発生する。１つ又はそ
れ以上のこれらのイメージ周波数成分は所望の出力成分
に周波数的に密接しており、これはフィルタに対して追
加的要求を加する。同相及び直角信号成分の両方が利用
されるこのような適用において、周波数変換及び他の混
合動作を実施するよう指数逓倍器を用いる選択が存在す
る。指数逓倍器（ＥＭ）はその同相及び直交形の両方に
利用されるよう両方の逓倍器入力を必要とする欠点を有
するが、その出力にイメージ周波数成分を発生しない単
純三角動作を行なう。指数逓倍器の動作は図５に関連し
て後述する。
【００１６】本発明の実施例を図３乃至図７を参照して
例示的に説明する。
【００１７】
【実施例】衛星信号がナブスターＧＰＳで生じる周波数
の範囲をサーチするよう構成された本発明により作られ
た受信機の実施例を図３のブロック系統図に示す。
【００１８】衛星信号は、受信機１６の全方向性アンテ
ナ２０により受信され、増幅及び帯域フィルタ手段２１
に供給される。ある例では、帯域フィルタ手段２１は帯
域フィルタと同様に周波数変換をする更に多くの複合回
路からなってもよい。手段２１の出力は２つの経路に分
離され、それぞれは、一対の混合器２４及び２５の各入
力に接続される。局部発振器２２は２つの経路間に分離
された信号を供給する。これらの経路のうち第１の経路
は混合器２４の第２の入力に直接供給され、第２の経路
は、出力が混合器２５の第２の入力に供給される９０°
移相器に供給される、混合器２４，２５にて、入来信号
は、同じ周波数を有するが、直角位相である二つの局部
的に発生した波形と別々に混合される。局部的に発生し
た波形の周波数は入来信号と同じか又は近いものであ
る。混合器２４の出力は衛星信号の同相成分Ｉで示さ
れ、混合器２５の出力は直角成分Ｑで示される。混合器
２４及び２５の出力は、混合の積の最小の、差周波数成
分だけを通過させる別々の低域フィルタ２６及び２７に
夫々供給される。これらのろ波された信号は単一ビット
装置又は比較器からなる各アナログディジタル（Ａ／
Ｄ）変換器２９及び３０に供給される。Ａ／Ｄ変換器２
９及び３０は、両方共、フィルタ２６及び２７の出力帯
域幅に関してナイキストサンプリング基準を満足する速
度でサンプルし、衛星Ｃ／Ａコードの帯域幅に等しい
が、これを越えるクロック３１により駆動される。次
に、ディジタル化された同相信号は局部発振器３２によ
り発生した信号と共に混合器３４に供給され、ディジタ
ル化された直角信号は局部発振器３２の出力と共に混合
器３５に供給される。局部発振器３２の周波数は混合器
３４及び３５の差（又は和）の周波数出力がベースバン
ド信号であるようコントローラ５０により決定され、即
ちそれらは元の搬送波周波数の残余を含まない。混合器
３４及び３５の出力はベースバンド信号の信号対雑音比
の改善を目的とする各櫛形フィルタ３６及び３７に供給
される。これらの櫛形フィルタは１ｋＨｚの間隔で複数
の帯域幅を有し、その間隔は信号のＣ／Ａコードの繰り
返し周波数に相当するよう選択される。同相及び直角信
号は遅延器４０及び混合器４２と遅延器４１及び混合器
４３とからなる別々の非コーヒーレントＢＰＳＫ復調器
に供給される。２つの遅延器４０及び４１は各々２０ms
であり、その期間は受信データの１ビットの長さに相当
する。
【００１９】混合器４２及び４３の出力は、非拡散であ
り、差動的に復調した衛星信号であり、混合器４２の出
力は同相成分であり、混合器４３の出力は直角成分であ
る。これらの信号におけるデータの帯域幅は略１００Ｈ
ｚであるが、雑音はより広い帯域幅に亘って存在し、信
号対雑音比は依然として負である。低域フィルタ４４及
び４５は各混合器４２及び４３とコントローラ５０間に
含まれ、これらのフィルタはデータ信号の帯域幅のオー
ダの帯域幅を有する。かかる帯域幅は信号対雑音比を正
にし、コントローラ５０が元の衛星データを再生するの
を可能にする。この受信機のコントローラ５０は、直角
チャンネル及び局部発振器３２の周波数もセットする出
力ポートの双方で非拡散、復調衛星信号をモニターする
入力ポートを有するマイクロコンピュータである。衛星
信号用サーチの目的の為、この周波数は一連のステップ
値をとる。コントローラ５０により新たに精査された周
波数帯は局部発振器２２及び３２の周波数で決定され
る。低域フィルタ４４及び４５の出力は各周波数帯の衛
星信号の存在に対するコントローラ５０によりモニター
される。これらの周波数帯の幅及び次に局部発振器３２
の出力の周波数ステップの大きさはフィルタ４４及び４
５の帯域幅のオーダである。ナブスターシステムと用い
られる受信機において、フィルタ４４及び４５の帯域幅
は略１００Ｈｚである。衛星信号が所定の帯域内で検出
される場合、コントローラ５０はその暦及びドップラー
周波数オフセットの記録をなす。
【００２０】図４は図３の回路で用いられる櫛形フィル
タ３６又は３７の実施例を示す。入力６０の信号は、遅
延がＣ／Ａコードの１周期の長さ即ち１msに等しい。複
数の遅延段６１に順次供給される。遅延段６１の出力
は、出力が非コーヒーレント復調器４０に供給される加
算器６２で加算される。遅延段６１の数は、要求される
信号の信号対雑音比の改善により示され、２０は、これ
がＧＰＳ信号のデータビット当たりのＣ／Ａコードの完
全な周期の数である時に本実施例で用いられる数であ
る。しかし、段の異なる数は可能であり、遅延は１ms期
間の全てである必要はなく、それらは例えば１msの整数
倍になりうる。
【００２１】図３の混合器３４，３５，４２及び４３に
より混合された信号は直角関係信号であり、代わりに指
数逓倍器（ＥＭ）を用いる選択が存在する。指数逓倍器
は、通常の混合器がするよう不用なイメージ出力信号を
発生しないで周波数変換を実施し、混合段の後に通常必
要とされるろ波は、指数逓倍器が用いられる時、普通や
や厳密ではなくなる。図５は、指数逓倍器のブロック系
統図及びそれを表わすよう続いて用いられる記号を示
す。ここで、その動作を説明する。一対の直角関係入力
信号は夫々一対の入力Ｉ1 及びＱ1 に供給される。同相
入力Ｉ1 は２つの逓倍器５２及び５３のそれぞれの１つ
の入力に供給され、一方、直角入力Ｑ1 は他の２つの逓
倍器５４及び５５のそれぞれの１つの入力に供給され
る。
【００２２】ＥＭへの第２の対の直角関係入力はＣ及び
Ｓで示される。同相入力Ｃは逓倍器５２及び５４の他の
入力に供給され、一方、直角入力Ｓは逓倍器５３及び５
５の他の入力に供給される。逓倍器５２及び５５の出力
は両方、出力が指数逓倍器の同相出力Ｉ0 を形成する加
算器５６に供給される。逓倍器５３の出力は出力が指数
逓倍器の直角出力Ｑ0 を形成する減算器５７で逓倍器５
４の出力から減算される。指数逓倍器を表わすのに用い
られる記号３８は次に図５の右側に示される。記号は、
その各入力及び出力端子に隣る長方形の周囲内にマーク
された４つの入力Ｉ1 ，Ｑ1 ，Ｃ，Ｓ及び２つの出力Ｉ
0 ，Ｑ0 を有する識別ＸX を含む長方形からなる。
【００２３】動作中、指数逓倍器は下式を実行する効果
を有する： Ｉ0 ＝Ｉ1 ×Ｃ＋Ｑ1 ×Ｓ Ｑ0 ＝Ｑ1 ×Ｃ−Ｉ1 ×Ｓ 入力用の指数表示を用いると、
【００２４】
【数１】
【００２５】ここで、Ａ（ｔ）はデータ信号であり、ω
及びΩは２つの入力信号の角周波数である。指数逓倍器
は効果的にこれらの２つの指数の積、従ってその名称を
出力する。入力用の三角表示を用いると、 Ｉ1 ＝Ａ（ｔ）cos ωｔ，Ｑ1 ＝Ａ（ｔ）sin ωｔ Ｃ＝cos Ωｔ， Ｓ＝sin Ωｔ 指数逓倍を用いると、 Ｉ0 ＝Ａ（ｔ）〔cos ωｔ・cos Ωｔ＋sin ωｔ・sin
Ωｔ〕 Ｑ0 ＝Ａ（ｔ）〔sin ωｔ・cos Ωｔ＋cos ωｔ・sin
Ωｔ〕 下式を簡略化する。
【００２６】Ｉ0 ＝Ａ（ｔ）cos （ω−Ω）ｔ Ｑ0 ＝Ａ（ｔ）sin （ω−Ω）ｔ 指数逓倍器は通常の混合を行うようイメージ周波数を発
生しないで周波数変換を実施できることが分かった。こ
の処理は前記の拡散スペクトル無線受信機の２つの主領
域で、いわゆるドップラーオフセット周波数の除去及び
ベースバンド非コーヒーレント復調の実施に適用でき
る。これらの領域の双方でＥＭを利用する本発明の一実
施例を図６に関して説明する。
【００２７】図を参照するに、最近考えているそれらの
衛星からの拡散スペクトル信号はアンテナ２０で受信さ
れ、増幅及び帯域フィルタ手段２１に供給される。ある
場合には、帯域フィルタ手段２１は帯域フィルタと同様
の周波数変換を実施するより複雑な回路からなる。この
手段２１の出力は局部発振器２２及び局部発振器２２に
接続された９０°移相器２３により局部発振信号が供給
される混合器２４及び２５により一対の直角関係信号に
周波数逓降変換される。これらの２つの直角信号は混合
処理の出力の不要な周波数成分を除去するよう低域フィ
ルタ２６及び２７に供給される。次に信号は、フィルタ
２６及び２７の出力帯域幅に関してナイキストサンプル
基準を満足するに等しい又はそれより速い速度でクロッ
ク３１により駆動され、衛星Ｃ／Ａコードの帯域幅に等
しい又は越える２つのアナログディジタル（Ａ／Ｄ）変
換器２９及び３０により別々に量子化される。Ａ／Ｄ変
換器２９及び３０の出力は指数逓倍器３８のＩ1 及びＱ
1 入力に夫々供給される。指数逓倍器３８は局部発振器
３２から供給されるその入力Ｃ及び局部発振器３２に接
続される９０°移相器３３から供給されるその入力Ｓを
有する。ＥＭ３８の出力は一対のシフトレジスタ７２，
７３に入る一対のベースバンド直角成分であり、出力Ｉ
0 はシフトレジスタ７２に供給され、出力Ｑ0 はシフト
レジスタ７３に供給される。このモードの動作におい
て、シフトレジスタは、図４に関して前述した如く２つ
の信号の櫛形ろ波を実行するのに必要とされる遅延を提
供する。一対の加算器６２及び６３は各シフトレジスタ
７２及び７３の出力を加算する。次に、２つの櫛形ろ波
された信号は各２つの経路にそれぞれ分離され、同相信
号からの第１の経路は遅延器４０に供給され、直角信号
からの第１の経路は遅延器４１に供給される。遅延器４
０及び４１は１つのデータビットの長さに等しい期間を
有する。同相チャンネルでの櫛形フィルタの遅延した出
力は指数逓倍器４６のＳ端子に供給され、櫛形フィルタ
の遅延しない出力は端子Ｉ1 に供給される。同様に、直
角チャンネルでの櫛形フィルタの遅延した出力は指数逓
倍器４６の端子Ｃに供給され、遅延しない出力は端子Ｑ
1 に供給される。指数逓倍器４６の出力Ｉ0 及びＱ0 は
コントローラ５０に供給される前に各低域フィルタ４４
及び４５によりろ波される。コントローラ５０は、衛星
信号が生じる周波数帯が十分に小さい周波数ステップ、
例えば５０Ｈｚ毎にサーチされるよう局部発振器３２の
周波数を決定する。次に、コントローラは、受信機によ
り知覚される如く各衛星信号の最新のドップラー周波数
オフセットと同様に全ての可視衛星から暦データを蓄積
しうる。
【００２８】前述の受信機は、いくつかの衛星の範囲を
決定できないし、同様、そのままでは受信器位置の測定
も行なえない。これを容易にする受信機の拡張は信号送
信時間測定を行うのに必要な別な回路を示す図７に関し
て説明される。図６及び７に共通な受信機のそれらの部
分は同じ参照番号を用いて識別される。
【００２９】指数逓倍器３８の入力Ｉ1 及びＱ1 は、も
はやアナログディジタル変換器２９及び３０により供給
されず、シフトレジスタ７２及び７３の出力から夫々供
給される。指数逓倍器３８の出力Ｉ0 及びＱ0 は前記の
如くシフトレジスタ７２及び７３の入力に供給される。
ＥＭ３８の入力Ｃ及びＳは、前記の如く局部発振器３２
及び局部発振器３２に接続される９０°移相器３３によ
り供給される。ＥＭ３８のＩ1 及びＱ1 入力に供給され
るのに加えて、シフトレジスタ７２及び７３の出力は夫
々一対の逓倍器７４及び７５の１つの入力に供給され
る。低域フィルタ４４及び４５はもはやＥＭ４６からは
供給されず、それらは逓倍器７４及び７５の出力から夫
々供給される。低域フィルタ４４及び４５の出力は前記
の如くコントローラ５０に接続される。コントローラ５
０は衛星用Ｃ／Ａコードの発生をつかさどり、２つの別
なＣ／Ａコード発生器７６及び７７を、実際にはたった
１つだけが必要とされるが、明確化の為ここに示す。Ｃ
／Ａコード発生器の出力は逓倍器７４及び７５の他の入
力に夫々供給される。
【００３０】シフトレジスタ７２及び７３の衛星データ
の一部を蓄積した後の受信機の動作を同相チャンネルだ
けに関して便宜上ここで説明する。直角Ｑチャンネルは
完全に同様の方法で動作する。図６に示す受信機の動作
から、シフトレジスタ７２に２０msの衛星データが保持
される。このデータは全ての可視衛星からの信号を含む
が、データは依然ドップラー周波数オフセットを有し、
Ｃ／Ａコードにより依然と暗号化される。各衛星からの
使用者の擬似範囲を決定するのに、シフトレジスタ７２
に保持されるデータは指数逓倍器３８を介して循環さ
れ、問題の衛星の信号からドップラー周波数オフセット
を除去するようシフトレジスタに戻される。一度これが
行なわれると、周波数変換は実行されないけれど、デー
タは循環を続ける。シフトレジスタ及び指数逓倍器を介
して循環するベースバンド信号はその第２の入力がＣ／
Ａコード発生器７６から供給される逓倍器７４に供給さ
れる。コントローラ５０は、入力が逓倍器７４の出力に
より供給される低域フィルタ４４の出力をモニターす
る。コントローラは常にＣ／Ａコード発生器７６により
発生したコードの位相を調整し、ピークが混合器７４の
出力で検出された時、相関の点が見つけられる。相関の
観点から、コントローラはその衛星からの受信機擬似範
囲のサブミリ秒部分を計算する。この処理は各衛星に対
し繰返され、適当な数の擬似範囲が既知である時、使用
者位置は計算されうる。
【００３１】この受信機は従来の設計に関して多少の利
点を有し、即ちそれは更に素速く衛星信号を獲得し、そ
れは第１の局部発振器に必要とされる安定性の緩和を可
能にするよう全ての衛星信号を同時に記録し、オフライ
ン信号処理は少ない電力の処理器が受信機を制御するの
を可能にしなければならない。その結果、受信機は、従
来の技術より更に短かい期間の衛星可視性の後、正確な
位置決めを行ないうる。
【００３２】本説明から、他の変更は当業者にとって明
らかである。かかる変更は、直接拡散スペクトルシステ
ム及びその部品部分と使用される無線受信機の設計、製
造及び使用は既に公知であり、前記の特徴の代わりに又
はそれに加えて用いられる他の特徴を含んでもよい。請
求範囲はこの出願で特定の組合わせの特徴を形成する
が、本願の開示の範囲は、又ある請求範囲で現在請求さ
れているのと同じ発明にかかわるか否か、又それが本発
明のような同じ技術問題のいくらか又は全てを軽減する
か否かに拘らず、明示的に、暗示的に又はそのある一般
的にのいずれかでここに開示されたある新規的な特徴又
は新規な特徴の組合わせを含むことが理解されねばなら
ない。
【図面の簡単な説明】
【図１】移動する使用者が４つのＧＰＳ衛星からの信号
を受信するＧＰＳシステムを概略的に示す図である。
【図２】４つの衛星擬似範囲からの３つの次元位置決め
及び受信機時計バイアスを計算するのに用いられる４つ
の式を示す図である。
【図３】高速信号復号用に構成された完全ゼロＩＦに基
づいた受信機のブロック系統図である。
【図４】櫛形フィルタと、非コーヒーレント復調器と、
低域フィルタとからなり、受信機の１つのチャンネルに
適用可能な装置のブロック系統図である。
【図５】指数逓倍器と順次それを表わすのに用いられる
記号のブロック系統図である。
【図６】最後の周波数逓降変換及び非コーヒーレント復
調に影響するよう別々な指数逓倍器を用いる非コーヒー
レント復調器を有する受信機のブロック系統図である。
【図７】ナブスターＧＰＳにおいて信号送信時間測定を
行うのに用いられる図６の受信機のそれらの部分及び追
加ハードウェアのブロック系統図である。
【符号の説明】
１１，１２，１３，１４ 衛星 １５ 車両 １６ 受信機 ２０ 全方向性アンテナ ２１ 帯域フィルタ手段 ２２，３２ 発振器 ２３，３３ ９０°移相シフタ ２４，２５，３４，３５，４２，４３ 混合器 ２６，２７，４４，４５ 低域フィルタ ２９，３０ Ａ／Ｄ変換器 ３１ クロック ３６，３７ 櫛形フィルタ ３８，４６ 指数逓倍器 ４０，４１ 遅延 ５０ コントローラ ５２，５３，５４，５５，７４，７５ 逓倍器 ５８，６２，６３ 加算器 ５７ 減算器 ６０ 入力 ６１ 遅延段 ７２，７３ シフトレジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (73)特許権者 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔ ｈｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (56)参考文献 特開 平１−206748（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−51837（ＪＰ，Ａ) 特開 昭49−132912（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01S 5/00 - 5/14 H04B 7/14 - 7/216 H04J 1/00 - 1/20 H04J 4/00 - 15/00 H04L 5/00 - 5/12 ＷＰＩ（ＤＩＡＬＯＧ)

Claims (8)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 受信した直接シーケンス拡散スペクトル
    信号から一対の直角関係信号を生成する手段と、擬似ラ
    ンダム雑音（ＰＲＮ）シーケンスの繰返し周波数のｎ倍
    （ｎは整数）で直角関係信号を夫々ろ波する櫛形ろ波手
    段と、櫛形ろ波信号を非コーヒーレントに復調し非拡散
    とする手段とからなる、ＰＲＮシーケンスにより周波数
    的に拡散した直接シーケンス拡散信号を使用する無線受
    信機。
  2. 【請求項２】 受信した衛星送信から一対の直角関係信
    号を生成する手段と、粗／取得（Ｃ／Ａ）コードの繰返
    し周波数のｎ倍（ｎは整数）で直角関係信号を夫々ろ波
    する櫛形ろ波手段と、櫛形ろ波信号を非コーヒーレント
    に復調し非拡散とする手段とからなる、ナブスター（Ｎ
    ＡＶＳＴＡＲ）広域位置決めシステム（ＧＰＳ）と使用
    される無線受信機。
  3. 【請求項３】 直角関係信号がディジタル的に表わされ
    る請求項１又は２の無線受信機。
  4. 【請求項４】 該一対の直角関係信号を生成する手段は
    中間周波数（ＩＦ）で一対の直角関係信号を生成する第
    １の逓降変換段と、これらの信号から指数逓倍器により
    残留ＩＦを取除く第２の逓降変換段とを含む請求項１，
    ２又は３のうちのいずれか一項の無線受信機。
  5. 【請求項５】 データを非コーヒーレントに復調し各チ
    ャンネルのＰＲＮシーケンス又はＣ／Ａコードを非拡散
    とする手段は１データビットの期間だけ遅延した各チャ
    ンネルの信号のレプリカを生成する手段と、各チャンネ
    ルに存在する遅延した信号と遅延しない信号とを混合す
    る手段とを含む請求項１乃至４のうちいずれか一項の無
    線受信機。
  6. 【請求項６】 両方のチャンネルの遅延した信号と遅延
    しない信号とを混合する手段は指数逓倍器である請求項
    ５の無線受信機。
  7. 【請求項７】 直角関係ディジタル信号を櫛形ろ波する
    手段は複数の遅延段及びこれらの遅延段の出力を合算す
    る手段とを含む請求項１乃至６のうちいずれか一項の無
    線受信機。
  8. 【請求項８】 入来衛星信号を蓄積する手段と、存在す
    る種々のドップラーオフセット周波数をキャンセルする
    手段と、所定の割合でこれらの信号を、別々に一対の混
    合器に印加する手段と、粗／取得コードのレプリカを該
    ミキサーの他の入力に印加する手段と、特定のドップラ
    ー周波数オフセットを設定する制御手段と、その衛星擬
    似範囲のサブミリ秒部分を測定する手段とを更に有する
    請求項２の無線受信機。
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