JPH05188129A - ２チャンネル広域位置判定システム受信機およびその運用方法 - Google Patents

２チャンネル広域位置判定システム受信機およびその運用方法

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JPH05188129A
JPH05188129A JP4212444A JP21244492A JPH05188129A JP H05188129 A JPH05188129 A JP H05188129A JP 4212444 A JP4212444 A JP 4212444A JP 21244492 A JP21244492 A JP 21244492A JP H05188129 A JPH05188129 A JP H05188129A
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channel
signal
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satellites
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JP4212444A
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Thomas M King
トーマス・マイケル・キング
Howard L Kennedy
ハワード・エル・ケネディー
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Motorola Inc
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    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
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    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/35—Constructional details or hardware or software details of the signal processing chain
    • G01S19/37—Hardware or software details of the signal processing chain

Abstract

(57)【要約】 【目的】 複数の衛星のそれぞれからドップラー・シフ
トを示す符号化衛星信号を受信する２チャンネル・デジ
タル広域位置判定システム受信機を運用する方法および
装置を提供する。 【構成】 この方法は、受信機の一方のチャンネルによ
って衛星群のうち特定の一つの衛星を連続的に追尾し
て、符号化衛星信号に含まれる情報を受信する段階と、
受信機の他方のチャンネルによって前記特定の一つの衛
星を除く複数の衛星のそれぞれを連続的に追尾して、符
号化衛星信号に含まれる情報を受信する段階とによって
構成される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、広域位置判定システム
(global positioning system: ＧＰＳ) 受信機に関し、
さらに詳しくは、連続および順次追尾方式の広域位置判
定システムの受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】広域位置判定システムは、無線信号を介
してナビゲーション情報を伝送する衛星網を含む。時間
および位置は、これらの無線信号を受信し、処理する受
信機によって計算される。ＧＰＳ衛星網は、Ｌバンドで
２本のＢＰＳＫ(binary phaseshift keying) 変調信号
を送信する。
【０００３】第１信号であるＬ１は、１５７５．４２メ
ガヘルツであり、第２信号であるＬ２は１２２７．６メ
ガヘルツである。変調信号は、疑似ランダム雑音（Ｐ
Ｎ）コードおよびデータを含む。Ｌ１信号搬送波は、Ｃ
Ａ(clear acquisition) コードとＰ(precise) コードと
によって直交変調される。ＣＡコードのチッピング・レ
ート(chipping rate) は１．０２３メガヘルツであり、
Ｐコードのそれは１０．２３メガヘルツである。一般
に、Ｌ２周波数はＰコードのみによって変調される。Ｌ
１およびＬ２信号の変調は、１５００ビット長で、３０
秒の期間を有する一つのフレーム内に含まれる。
【０００４】ＧＰＳ受信機の３次元的位置および時間を
算出するためには、少なくとも４基のＧＰＳ衛星を追尾
する必要がある。連続追尾と呼ばれる一つの方法は、あ
る一つの衛星を追尾するため一本の受信チャンネルを割
り当てる。４本またはそれ以上のそのようなチャンネル
からなるグループが並列に動作して、少なくとも４基の
衛星からデータを与え、位置データの固有判定を可能に
する。
【０００５】４本より少ない受信チャンネルで４基の衛
星を追尾する別の方法では、衛星信号間で時分割受信チ
ャンネルを必要とする。主に２種類の時間多重化方式が
あり、衛星多重受信機および衛星シーケンシング受信機
という。
【０００６】一般に衛星多重受信機は、一本のハードウ
ェア・チャンネルを利用し、このチャンネルは４本以上
の衛星信号間で切り換えられ、極めて単純な受信機構造
となっている。これらの信号は、観測されるすべての衛
星からの信号が２０ミリ秒の一つの衛星信号データ・ビ
ット時間において観測されるようなレートで多重化され
る。この方式では、多重化レートはループ帯域幅よりも
高速になる。各衛星が受信機ループ整定時間よりも短い
間観測されるので、信号／雑音比は低減する。衛星シー
ケンシング受信機は、ループ帯域幅よりも実質的に遅い
が、５０ＢＰＳデータ・メッセージの復号を許さないレ
ートで複数の衛星信号間でゆっくりと切り換える。この
低速切り換えレートでは信号／雑音比の低下は生じず、
ハードウェアの複雑化という犠牲を払わずに明らかに有
利となる。
【０００７】従って、シーケンシングおよび多重化受信
機は２種類のモードの動作を採用しなければならず、測
距およびデータ収集は別々の時間で行なわれる。位置を
算出するために必要な複数の測距は、データ収集期間中
には可能ではない。シーケンシングおよび多重化受信機
は、位置データまたは衛星データのいずれかを連続的に
監視しなくても、一本のチャンネルで動作することがで
きる。
【０００８】シーケンシング処理中において特定衛星信
号へのルックアップまたは同期中にデータ損失が生じる
ことがある。そのため、このような動作では、時分割動
作により一方の衛星から別の衛星に切り換える場合に、
制御回路によって高速にセットアップできる受信回路を
必要とする。さらに、高ドップラー周波数では、情報を
より高速に処理する高速論理を必要とする。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】低コストで柔軟性の高
いＧＰＳ受信機を生産するためには、少ない受信チャン
ネルを利用するシーケンシング・モード動作が望まし
い。従来の受信機は連続的な追尾モードで動作して、４
本以上のチャンネルを必要とし、あるいはシーケンシン
グまたは多重化モードで動作して、現在の衛星データお
よび信号／雑音比が犠牲になった。従来のＧＰＳ受信機
は必要な柔軟性がなく、望ましい低コスト機能がなかっ
た。
【００１０】従来技術の別の欠点は、シーケンシングま
たは連続追尾モード動作について複数のチャンネルを処
理するために必要な速度の回路を具現する低コストの集
積回路チップ・セットを設けることができないことであ
る。一般に、このような回路は、信号遅延および移相に
ついて整合された複数の集積回路およびディスクリート
素子を必要とする。
【００１１】さらに、チャンネル数ができるだけ少な
く、高速動作およびスイッチングを有し、可能な限り高
い信号／雑音比を実現するためできるだけ少ない部品を
使用し、かつ低コストのチャンネルＧＰＳ受信機を提供
できることが極めて好ましい。
【課題を解決するための手段】本発明に従って、デジタ
ル技術を利用する新規な２チャンネルＧＰＳ受信機が示
される。これらの技術は、複数の衛星から一対の符号化
衛星信号を受信する２チャンネル・デジタル広域位置判
定システム受信機を運用する方法を含む。これらの信号
は、地球の周りの衛星の高速移動に起因するドップラー
・シフトを示す。
【００１２】この方法は、受信機の第１チャンネルによ
り衛星群の特定の一つの衛星を連続的に追尾し、符号化
衛星信号に含まれる情報を受信する段階と、受信機の第
２チャンネルにより、前記特定の一つの衛星以外の複数
の衛星のそれぞれを順次追尾し、符号化衛星信号に含ま
れる情報を受信する段階からなる。
【００１３】この装置は、選択された複数の衛星のそれ
ぞれから符号化衛星信号を受信する２チャンネル・デジ
タル広域位置判定システム受信機からなり、この受信機
はこの衛星群の特定の一つの衛星を連続的に追尾し、符
号化衛星信号を受信し、復号する第１受信チャンネル
と、前記特定の一つの衛星以外の衛星群の各衛星を順次
追尾して、前記特定の一つの衛星の符号化衛星信号以外
の複数の符号化衛星信号から情報を受信する第２受信チ
ャンネルとによって構成される。
【００１４】本発明の上記およびその他の特徴および利
点は、添付の図面と共に以下の詳細な説明からさらに良
く理解されよう。
【００１５】
【実施例】本明細書で用いられる記号「Ｉ」および
「Ｑ」は、複素信号の同相および直交成分の実数表示、
またはこれらの成分に作用する信号処理素子を表し、Ｉ
／Ｑはこの複素信号または信号処理素子の完全な実数表
示を表す。「チャンネル」および「デジタル・デシメー
タ相関機(digital decimator correlator)」という用語
は、本明細書では互いに置き換えることができ、信号認
識のためのデジタル信号処理回路網を表す。
【００１６】図１は、本発明に従って構成されるＧＰＳ
受信機１８の基本的機能ブロックを示す。図１には、ア
ンテナ２０，アンテナ入力リード２１，低雑音増幅器／
フィルタ／ダウンコンバータ２２，バス５３，２３，２
８，２６，２９，デジタル相関デシメータ２４，２５，
制御コンピュータ２７およびナビゲーション・コンピュ
ータ１５０が示されている。アンテナ２０は、ＧＰＳ衛
星が送信するＬバンド（Ｌ１）信号を受信するのに適し
ている。
【００１７】本実施例は、実質的に半球状のサービス区
域を担当し、右側の円偏波を有するマイクロストリップ
「パッチ」アンテナを利用している。アンテナ出力端子
２１は、低雑音増幅器／フィルタ／ダウンコンバータ２
２に接続されている。低雑音増幅器／フィルタ／ダウン
コンバータ２２の好適な実施例の詳細は図２に示されて
いる。図１において、低雑音増幅器／フィルタ／ダウン
コンバータ２２の出力はバス２３上の中間周波（ＩＦ）
信号であり、周波数変換された衛星信号を含む。
【００１８】バス２３上のＩＦ信号は、デジタル相関デ
シメータ２４，２５に接続される。デジタル相関デシメ
ータ２４，２５は、バス２６上にデシメートされた出力
を有する。一つのＡ／Ｄ変換器７１が用いられ、受信機
１８の構造を簡略にしている。
【００１９】相関されていない衛星信号のすべてはバス
２３上のＩＦ信号に現われ、そのためこれらの信号はす
べて同時に標本化され、図１の受信機１８はチャンネル
間バイアスがなくなり、Ａ／Ｄ回路７１を重複する必要
がなくなる。
【００２０】バス２６上のデシメートされた出力は、デ
ジタル信号処理回路の相関された濾波出力を含む。バス
２６上に現われる濾波信号は、１キロヘルツの公称出力
レートを有し、これは制御コンピュータ２７によってさ
らに処理するうえで十分低速である。
【００２１】制御コンピュータ２７はバス２６上の信号
をさらに処理し、バス２８上で出力された制御信号を取
り出し、疑似測距および積分搬送位相データを算出す
る。放送衛星データも制御コンピュータ２７によって復
元され、これらすべてのデータはバス２９上で出力され
る。出力レートが低いため、制御コンピュータ２７は、
関連メモリを有するモトロ−ラ社製マイクロコンピュ−
タMC68HC11など低コストのマイクロプロセッサでもよ
い。制御コンピュータ２７は、バス２８上でデジタル相
関デシメータ２４，２５に制御信号を与える。また、制
御コンピュータ２７は別の入力／出力バス２９を有し、
このバスは受信機の被測定データをナビゲーション・コ
ンピュータ（図示せず）に転送する。
【００２２】図２は、図１のＧＰＳ受信機１８の詳細ブ
ロック図であり、アンテナ２０，アンテナ出力端子２
１，プリフィルタ３１，バス２３，３２，３４，３６，
３９，４２，４３，４５，４７，４９，５１，５３，５
６，５７，６６，帯域通過フィルタ３５，Ｌバンド増幅
器３７，第１ミキサ６３，第１ＩＦフィルタ４４，第１
ＩＦ増幅器６４，第２ミキサ６５，第２ＩＦ増幅器６
７，第２ＩＦフィルタ５２，電圧レギュレータ６２，レ
ベル変換器６８および位相同期ループ６９によって構成
される。
【００２３】位相同期ループ６９はさらに、ＬバンドＶ
ＣＯ７０，第１デジタル分周器５０，第２デジタル分周
器５４，位相／周波検波器（ＰＦＤ）５８，ループ・フ
ィルタ５９，フィルタ・コンデンサ６１および安定発振
器５５によって構成される。ＬバンドＶＣＯ７０はさら
に、Ｌバンド発振器４１および同調素子６０によって構
成される。
【００２４】図２は、プリフィルタ３１に接続されたア
ンテナ出力端子２１を示す。この構成では、プリフィル
タ３１は、アンテナ２０によって受信された信号に対し
て帯域外除波を行なう帯域通過フィルタである。この構
成では、プリフィルタ３１は小型化され、５０メガヘル
ツの公称帯域幅を有する。プリフィルタ３１の出力端子
３２は、低雑音増幅器３３に接続される。
【００２５】好適な構成では、増幅器３３はモノリシッ
ク・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）であり、２２ｄＢ
の最小利得を有し、第２小型フィルタ３５に接続された
出力３４を有しており、別の帯域外除波および第１画像
周波数信号除波を行なう。本実施例では、フィルタ３５
はＲＦ集積回路（ＲＦＩＣ）３８に接続された出力３６
を有する。Ｌバンド入力３６は、増幅器３７に接続され
る。
【００２６】本実施例では、増幅器３７は受信衛星信号
に対して公称２３ｄＢの利得を与える。増幅器出力３９
は第１ＩＦブロック４０に接続され、このブロックは第
１ミキサ６３および中間周波（ＩＦ）増幅器６４を含
み、これらは共に最大３２ｄＢの利得を与える。
【００２７】第１局部発振（ＬＯ）注入周波数は、Ｌバ
ンド電圧制御発振器（ＶＣＯ）７０によってリード４２
上で第１ミキサ６３に与えられる。ミキサ出力４３は、
第１ＩＦフィルタ４４に接続される。第１ＩＦフィルタ
４４は、第１ＩＦ増幅器６４に接続された出力４５を有
する。増幅器６４の利得は、ＧＡＩＮ ＡＤＪリードを
介して調整することができる。第１ＩＦ増幅器６４は、
４７．７６メガヘルツの公称周波数で動作し、出力４７
は第２ＩＦブロック４８に接続され、このブロックは第
２ミキサ６５および第２ＩＦ増幅器６７を含む。第２Ｌ
Ｏ注入周波数は、リード４９を介して第１デジタル分周
器５０によって第２ミキサ６５に与えられる。
【００２８】本発明のこの実施例では、この第２ＬＯ周
波数は公称３８．１９１５メガヘルツである。第２ミキ
サ６５の出力６６上の信号の周波数は、リード４７，４
９上の信号周波数の間の差である。リード６６上の信号
は第２ＩＦ増幅器６７によって増幅され、リード５１を
介して第２ＩＦフィルタ５２に接続される。フィルタ５
２はアンチエリアス(anti-aliasing) フィルタであり、
図１のデジタル相関デシメータ２４，２５によるデジタ
ル化の前に帯域外信号をさらに除波する。図２の第２Ｉ
Ｆ増幅器６７の公称出力周波数は、リード５３上に現わ
れる標本化周波数の約１／４であり、先に説明したＩお
よびＱ信号を得るための簡単な手段を提供することに留
意されたい。
【００２９】すべてのＬＯ注入周波数は、Ｌバンド電圧
制御発振器（ＶＣＯ）７０から取り出される。リード４
２上の信号は、Ｌバンド発振器４１の出力である。出力
４２の周波数は、高速デジタル分周器である第１デジタ
ル分周器５０によって４０分の１に分周され、リード４
９上に第２ミキサＬＯ信号を与える。変換器６８は、リ
ード４９上の信号をバッファして、レベル・シフトを行
ない、図１のデジタル相関デシメータ２４，２５のタイ
ミング回路を駆動するのに適した論理レベルをＴＴＬ出
力リード４９上に設定する。また、図２のリード４９上
の信号は第２デジタル分周器５４を駆動するためにも用
いられ、リード４９上の信号の周波数の２分の１の信号
をリード５６上に与える。
【００３０】通常の動作中には、リード５６上の位相お
よび周波数は安定発振器５５のそれに等しい。第２デジ
タル分周器５４の出力５６および安定発振器５５の出力
５７は、ＰＦＤ５８に接続される。ＰＦＤ５８は、モト
ローラ社製集積回路MC12540のものに類似した一体型デ
ジタルＰＦＤによって構成される。ＰＦＤ５８の出力は
ループ・フィルタ５９と共に、ＶＣＯ７０に周波数／位
相補正制御電圧を与え、第１および第２デジタル分周器
５０，５４によって分周されたその周波数および位相を
安定発振器のそれに同期して、Ｌバンド発振器に安定発
振器５５の周波数の厳密に８０倍の周波数を発生させ
る。
【００３１】ＶＣＯ７０，第１および第２デジタル分周
器５０，５４，ＰＦＤ５８，ループ・フィルタ５９（オ
フチップ・フィルタ・コンデンサ６１を含む）および安
定発振器５５の組み合わせは、単純であり、かつ、シリ
コン集積回路技術で作製される素子を用いる位相同期ル
ープ６９を形成することが当業者に理解される。ＶＣＯ
の設計の知識を有するものには、ＶＣＯ７０に印加され
る電圧を調整し、濾波するために用いられる電圧レギュ
レータ６２を含むことが理解される。位相同期ループ６
９は固定周波数であり、リード４２に第１ＬＯ周波数
と、リード４９上に第２ＬＯ周波数と、リード５６上に
安定発振器５５の周波数に等しい周波数とを発生するだ
けでよい。
【００３２】デジタル相関デシメータ２４，２５によっ
て用いられる他のすべての周波数は、デジタル分周によ
って変換器６８の出力５３から取り出され、高密度集積
ＧＰＳ受信機に内蔵するのに適した簡単で低コストの周
波数合成器構成が得られる。図３は、デジタル相関デシ
メータ２４，２５内の単一衛星信号チャンネル回路１１
６の図であり、第２ＩＦフィルタ出力バス２３，１ビッ
ト・アナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）７１，リード
５３，７２，７４，７５，８３，８６，８８，８９，９
２，９３，９４，１０１，１０３，１０４，１０５，１
０６，１１０，１１１，１１３，１１４，１１５，１１
７，バス２６，２８，２９，Ｉ／Ｑセレクタ７３，排他
的論理和（ＸＯＲ）ゲート７７，７８，９０，９１，１
／２分周回路７９，８１，第１および第２複素位相検波
器８４，８５，積分およびダンプ回路９５，９６，１１
２，ＮＣＯ１１３，制御コンピュータ２７，周波数発生
器１０７，ＰＮコード発生器１０２，コード・クロック
発生器１００およびコード弁別器１１８によって構成さ
れる。コード弁別器１１８はさらに、ＡＮＤゲート１０
８およびＸＯＲゲート１０９によって構成される。
【００３３】図２の第２ＩＦフィルタ５２は、図３のＡ
／Ｄ７１に進むＩＦ信号をバス２３上に出力する。Ａ／
Ｄ７１は、バス２３上の信号極性に応じて、バス２３上
の信号を「１」または「０」に量子化する。
【００３４】図１のＧＰＳ受信機１８は、２本の受信チ
ャンネル２４，２５となる波形率(form factor) の小さ
い一つの集積回路を含み、この２本のチャンネルはバス
２３上でＡ／Ｄ変換器７１から信号を受信する。量子化
は、レベル変換器６８から現われるリード５３上の信号
周波数によって決まる標本レートで行なわれる。
【００３５】本構成では、この周波数は公称３８．１９
１５メガヘルツである。量子化信号は、リード７２上で
Ｉ／Ｑセレクタ７３に出力される。Ｉ／Ｑセレクタ７３
は、ＸＯＲゲート７７，７８と共に、直交ミキサとして
機能し、リード７２から標本化信号を取り出し、Ｉおよ
びＱ信号を発生し、これらの信号を近ゼロ周波数にダウ
ンコンバートする。バス２３上の信号はリード５２上の
標本化周波数の約４分の１であることを想起すると、直
交信号を発生するために一般に行なわれることを検討す
ることによって回路動作は簡単に説明できる。
【００３６】数学的には、信号は局部発振器信号の正弦
および余弦によって別々に乗算される。デジタル構成で
は離散的な標本時間を利用するので、標本時間はＬＯ信
号の９０°点、例えば、正弦波および余弦波のピークお
よびゼロ交差点に現われるとみなすことができる。そう
すると、必要な乗算は１ビットのみが必要なように簡略
化される。さらに、余弦波が正または負のピークにある
場合、正弦波はゼロであり、また正弦波が正または負の
ピークにある場合、余弦波はゼロであることを想起する
と、必要な乗算シーケンスは余弦波の場合は＋１，０，
−１，０であり、正弦波の場合は０，＋１，０，−１で
ある。Ｉ／Ｑセレクタ７３とＸＯＲゲート７７，７８に
よって示されるデジタル処理は、この手順の一つの構成
であり、以下で説明される。
【００３７】Ｉ／Ｑセレクタ７３は、リード７２上で２
つの着信標本を取り、標本レートに同期してリード７
４，７５の間でこれらの標本を交互に切り換える。この
手順により、Ｉ標本はＱ標本を１クロック期間だけ先行
する。ＩおよびＱ信号標本の選択のほかに、Ｉ／Ｑセレ
クタ７３はＩ信号を遅延することによりＩおよびＱ出力
を時間的に整合して、Ｉ信号がＱ信号と一致するように
し、その後、これらはＸＯＲゲート７７，７８の入力に
それぞれ印加される。リード７４，７５上の出力レート
は公称１９．０９５７５メガヘルツであり、標本レート
の半分である。
【００３８】チャンネル・セルのクロック信号は、リー
ド５３上のレベル変換されたクロック信号から取り出さ
れる。これは、Ａ／Ｄ変換器７１をクロックするために
直接用いられ、デジタル分周器７９によって１／２に分
周され、リード８０上に公称周波数１９．０９５７５メ
ガヘルツの信号を得て、この信号はＩ／Ｑセレクタ７３
および第２デジタル分周器８１を駆動するために用いら
れる。
【００３９】第２デジタル分周器８１は、リード５３上
の周波数Ｆs の４分の１であるタイミング信号を出力す
る。リード７６は、第２デジタル分周器８１の出力であ
り、ＸＯＲゲート７７，７８に印加され、リード７４，
７５上の信号を出力８２，８３上で交互に反転させ、そ
れから非反転させて、リード７４，７５上の信号＋１ま
たは−１で実質的に乗ずる。
【００４０】バス２３上の入力信号は公称周波数９．５
６８５メガヘルツであり、リード７６上の公称周波数は
９．５４７８７５メガヘルツであることを想起すると、
これらの信号は公称２０．６２５キロヘルツである近ゼ
ロ差周波数にデジタル的に変換されることが当業者に理
解され、さらに、リード８２上の信号はリード８３上の
信号と９０°位相がずれていることが理解される。Ｉ／
Ｑセレクタ７３は、「Ｄ」型フリップフロップおよびイ
ンバータなどの容易に入手可能な論理ブロックから作る
ことができる。
【００４１】リード８２，８３上の信号は、第１複素位
相検波器８４に結合される。第１複素位相検波器８４
は、単一の側波帯位相比較器の１ビット・デジタル構成
である。複素信号入力はリード８２，８３上にあり、複
素基準周波入力はリード８６，８７上、すなわち、数値
制御発振器（ＮＣＯ）１１３からの１ビット余弦および
正弦出力上にある。第１複素位相検波器８４の出力は、
複素入力の周波数の間の差の余弦である。アナログ構成
では、一つの出力しかない。しかし、「１」と「０」の
出力しかないデジタル構成では、極性を示す第２出力を
必要とする。大きさ(magnitude) はリード８８上に現わ
れ、極性符号(sign)はリード８９に現われる。
【００４２】第２複素位相検波器８５は、第１複素位相
検波器８４と同じ機能を果たすが、ただし、接続８６，
８７は周波数差の正弦を生ずるように構成され、大きさ
はリード９４に現われ、極性符号はリード１１７に現わ
れる点が異なる。通常動作では、衛星信号を追尾する際
に、リード８２，８３上の信号周波数と、ＮＣＯ１１３
のそれとは同じであり、第１複素位相検波器８４からの
平均出力はダウンコンバートされた衛星信号とＮＣＯ１
１３との間の位相角差の余弦を表す。また、第２複素位
相検波器８５の平均出力は、この位相角の正弦を表す。
この種の位相検波器はＸＯＲゲートやインバータなどの
一般的な論理ブロックから作ることができることが当業
者に理解される。
【００４３】これまで説明してきた処理は、受信信号か
らの疑似ランダム雑音（ＰＮ）コードを復調していな
い。ＰＮコード変調は、一つの衛星信号を別の衛星信号
から分離することを可能にするＧＰＳシステムの特徴で
あり、符号分割多元接続(codedivision multiple acces
s: ＣＤＭＡ）ともいう。
【００４４】さらに、これは疑似測距を行う手段を提供
する。復調処理は、衛星によって用いられる変調処理の
逆の処理である。衛星では、変調ＰＮコード発生器の出
力状態に応じて、搬送波に正または負の１を乗じること
により搬送波に変調が行なわれる。復調処理は、衛星に
よって用いられるものと同一のコードを発生し、制御ル
ープを介して受信クロックに対してその位置を変える方
法を設けることによって、図１のＧＰＳ受信機内で行わ
れる。
【００４５】本構成では、コードは図３のＰＮコード発
生器１０２によって発生される。追尾すべき衛星のコー
ドに一致するコードは、ＰＮコード発生器１０２に接続
されたコード制御バス２８を介して選択され、この発生
器１０２はリード１０１を介してクロックされる。コー
ド・クロック発生器１００は、１．０２３メガヘルツの
ＣＡコード・クロックを得るため３／１１２で分周す
る。
【００４６】選択された衛星信号上のコードを相関する
ため、リード１０１上のコード・クロック位相は調整可
能であり、受信コードと時間的に同期／整合可能にする
必要があり、この受信コードの着信時間は可変であり、
コードはＰＮコード発生器１０２によって発生される。
本構成では、コード位相は制御バス２８を介して制御コ
ンピュータ２７によって調整される。
【００４７】ＰＮコード発生器１０２は、以下で説明す
るように４つの出力、リード１０３，１０４，１０５，
１０６を有する。リード１０３上の信号は、「プロンプ
ト(prompt)」（時間内(on time) ）コードという。リー
ド１０４上の信号は、「遅延(late)」コードという。こ
れは、リード１０１上のコード・クロック期間の１／２
だけ遅延されている点を除けば、リード１０３上のプロ
ンプト・コードと同一である。ＰＮコード発生器１０２
に対して内部の「早期(early) 」コードは、コード・ク
ロック・サイクルの１／２だけ早く現われる点を除け
ば、プロンプト・コードと同一である。
【００４８】すなわち、早期コードと遅延コードとは１
コード・クロック・サイクル（「１チップ(chip)」）離
れており、プロンプト・コードはその間の中間にあるこ
とが理想的である。早期および遅延コードは、リード１
０５に現われる差の大きさで区別される。差符号はリー
ド１０４上に現われる。遅延コードはこの符号を求める
ために利用できる。大きさ出力１０５および符号出力１
０４は、コード弁別器１１８に印加される。
【００４９】衛星を追尾する場合、リード１０３上のプ
ロンプト・コードは、リード８８，８９，９４，１１７
上に現われる選択された衛星信号と時間的に整合してい
る。プロンプト信号出力１０３は、ＸＯＲゲート９０，
９１のコード入力に接続される。位相検波器８４、８５
からの極性ビットは、リード８９，１１７を介してＸＯ
Ｒゲート９０，９１の信号入力に接続される。
【００５０】ＸＯＲゲート９０，９１は、リード１０３
上のプロンプト・コードによって決まる正または負の１
で信号８９，１１７を乗ずる簡単な手段を提供すること
が当業者に理解される。プロンプト・コードと、受信信
号上で変調されたプロンプト・コードとが時間的に整合
されると、コード相関が行われ、搬送スペクトル拡散お
よび信号からＰＮコードを復調する。リード９２，９３
上の相関された出力は、リード８８，９４上の信号大き
さの極性（符号）を決定する。
【００５１】コード整合を維持することは、時間のずれ
の程度を判定する方法を必要とする。これは、コード弁
別器１１８のゲート１０８，１０９と共にリード１１
７，９４，１０４，１０５上の信号を利用することによ
って行われる。ＡＮＤゲート１０８の出力はコード位置
エラーの大きさとなり、ＸＯＲゲート１０９の出力はそ
の極性となる。
【００５２】コード弁別相関の前に早期および遅延コー
ドを減ずる方法については、"IEEETransactions on Com
munications," Vol. COM-30, No. 5, May 1982 におい
てR.A.Yost and R.W. Boydによって説明されている。こ
の方法を利用することによって、別々の搬送波位相検波
器の必要がなくなり、かつ、コード弁別器機能を行うた
めに早期コードと遅延コードの両方に対する個別の積分
およびダンプ回路の必要がなくなる。
【００５３】コード状態がすべて論理「１」の場合に現
われるコード・エポック・パルスは、リード１０６上に
現われる。ＧＰＳ衛星によって利用されるＰＮコード
は、"Navstar GPS Space Segment/Navigation User Int
erface," ICD-GPS-200などのDepartment of Defense Gl
obal Positioning System interface control document
s において定義されている。
【００５４】信号は近ゼロ周波数に変換され、信号は上
記の位相検波および相関処理によって収縮(despread)さ
れるが、雑音から信号を弁別することはさらに濾波また
は積分を必要とする。
【００５５】本構成では、これは、積分およびダンプ回
路９５，９６によってプロンプトＩおよびＱ信号とコー
ド弁別器とについて行われる。リード９２，９３，１１
１上の極性ビットは、大きさが「１」の場合にそれぞれ
の積分器が繰り上げられるか繰り下げられるかを決定す
る。積分処理は一つのコード期間、すなわち公称１ミリ
秒の間継続し、この時点で各積分器内の数値は制御コン
ピュータ２７によって読み取られる。次に、積分器９
５、９６，１１２は、リード１０６上のコード・エポッ
ク・パルスによって０にリセットされる。
【００５６】信号入力８８，９３，１１０はまだ１ビッ
ト幅であるので、集積およびダンプ回路はアップ／ダウ
ン・カウンタで構成することができる。積分器９５，９
６，１１２に対する入力データ・レートは、リード５３
上の周波数Ｆs の１／２であり、出力レートは公称１キ
ロヘルツで、制御コンピュータ２７によってさらに処理
されるのに十分に低い周波数である。
【００５７】周波数発生器１０７は、リード７６上のタ
イミング信号をさらに分周し、ＮＣＯ１１３用にクロッ
ク信号と、制御コンピュータ２７用にリード１１４上の
タイミング／割込み信号とを与える。本構成では、リー
ド１１５，１１４上の信号の公称周波数はそれぞれ２１
７キロヘルツおよび１キロヘルツである。
【００５８】ＮＣＯ１１３は、バス２６，２８を介して
与えられる制御コンピュータ２７からのデジタル周波数
ワードによって設定される出力周波数を与える。ＮＣＯ
の動作については、"IEEE Transactions On Audio and
Electroacoustics," Vol. AU-19, No.1, March 1971 に
おいてJ. Tierney, et al.によって説明されている。Ｎ
ＣＯ１１３は、引例の論文で説明されている多重ビット
のデジタル／アナログ変換ではなく、正弦および余弦関
数の１ビット近似を用いている。これらの１ビット出力
は、リード８６，８７上に現われる。
【００５９】１ビット出力を用いることによりＮＣＯ設
計と、第１および第２複素位相検波器８４，８５で説明
した乗算処理とを大幅に簡略化することが当業者に理解
される。また、２１７キロヘルツでクロックされる２４
ビットＮＣＯ１１３を用いることにより、０．０１３ヘ
ルツの周波数分解能が得られる。
【００６０】ＮＣＯ１１３を本明細書で説明するように
構成することは、利用可能な集積回路技術を用いて容易
に実現できる。別のデジタルインタフェースを設けて、
ＮＣＯ１１３の周波数を制御し、バス２６，２８を介し
てＮＣＯ１１３の位相をプリセットし、また１サイクル
の分数で位相を読み取る。制御コンピュータ２７とイン
タフェースを行うブロックはすべて、与えられたインタ
フェースに必要なアドレス・デコーダ，機能選択および
データ・ラッチを含む。
【００６１】図４，は、本発明により２本のチャンネル
しかないＧＰＳ受信機において連続およびシーケンス動
作を実現するため特定の衛星構成で用いられる切り換え
を示すタイミング図である。
【００６２】図４（１）は、本発明に従って連続および
シーケンス動作を実現するために用いられるチャンネル
間切り換えを示すタイミング図である。図４（１）の左
側で示される最初の３０秒間（またはそれ以上）におい
て、チャンネル、例えば、図１の第１ＧＰＳ受信チャン
ネル２４は、特定衛星からの信号、例えば、図４（１）
の衛星信号Ａを連続的に復号すべく動作するように示さ
れている。また、図１の第１ＧＰＳ受信チャンネル２４
は、衛星Ａからの５０ＢＰＳデータ・メッセージを復号
し、クロック補正パラメータである天体暦(ephemeris)
データを記述し、また衛星網内の他の衛星に関する情報
も与える。また、第１ＧＰＳ受信チャンネル２４は衛星
Ａに対して測距を行い、位置を算出する際に用いられる
疑似測距データを与える。第２ＧＰＳ受信チャンネル２
５は、この特定の衛星群の他の５本の衛星信号Ｂ〜Ｆを
順次進み、これらの５本のすべての信号に対して測距を
行う。
【００６３】衛星Ａからのデータ・メッセージを復号し
た後、図１の第１ＧＰＳ受信チャンネル２４はシーケン
シング・モードに切り換えられ、第２受信チャンネル２
５は連続モードに切り換えられて、衛星Ｂから信号を受
信し、衛星Ｂのデータ・メッセージを復号し、同時に疑
似測距を行う。第１ＧＰＳ受信チャンネル２４は、この
期間において衛星Ａ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆと進み、これら５
本の信号に対して測距を行う。
【００６４】衛星Ｂのデータ・メッセージの復号を終了
した時点で、第１および第２ＧＰＳ受信チャンネル２
４，２５は再び受信モードを切り換えて、第１ＧＰＳ受
信チャンネル２４は連続モードで動作して衛星Ｃのデー
タ・メッセージを復号し、疑似測距を行い、一方第２Ｇ
ＰＳ受信チャンネル２５は衛星Ａ，Ｂ，Ｄ，Ｅ，Ｆを進
んで、５つの他の疑似測距を得る。
【００６５】図４（２）は、本発明に従って１本のチャ
ンネルのシーケンス動作を実現するために用いられるチ
ャンネル内切り換えを示すタイミング図である。衛星デ
ータ・メッセージを復号するために必要な期間は３０秒
よりも短いことはなく、６０秒を越えることはありえ
ず、他のチャンネルの連続動作の各サイクル中に、６本
の衛星信号のそれぞれに対して３０から６０の疑似測距
（一方のチャンネルによる５つのシーケンス測定および
他方のチャンネルによる１つの連続測定）を行うことを
可能にする。
【００６６】図４（３）は、本発明に従って１本のチャ
ンネルのシーケンス動作を実現するために用いられるチ
ャンネル内切り換えを詳細に示すタイミング図である。
本構成では、シーケンシング・チャンネルは２００ミリ
秒間、各衛星信号に現われるように示されている。
【００６７】ｔ＝０からｔ＝２００ミリ秒までに現われ
る（衛星Ｂからの）第１シーケンス信号がｔ＝１秒にお
いて再度捕捉されると、図１の受信機１８の周波数不安
定性は計算され、これを用いて受信機１８を補償して、
同期を維持することができる。これは、０ミリ秒から２
００ミリ秒の観測期間中に測定される受信機１８と衛星
との間の相対的移動に起因するドップラー・シフトを図
４（３）の次の２００ミリ秒の観測期間のドップラー・
シフトの最初の推定として利用することにより行なわれ
る。この推定により、この推定で推定信号周波数がルー
プ帯域幅内にあると判定した場合には、図１の第２ＧＰ
Ｓ受信チャンネル２５は衛星Ｂからの信号に再同期する
ことができる。
【００６８】受信機の局部発振器が８００ミリ秒の「オ
フ」時間中に追尾ループ帯域幅以上にシフトしない限
り、この方法はうまくいく。この構成は、連続追尾チャ
ンネルから標本化されたドップラー情報を利用すること
により、シーケンシング・オフ時間に発声する局部発振
器の周波数シフトを補償する手段を提供する。
【００６９】これが作用する一例として、図４（３）に
示すように衛星Ｂからの信号の現われるタイミングを検
討する。この構成では、衛星Ｂからの信号上に現われる
ドップラー周波数シフトは、ｔ＝２００ミリ秒
（ＦB200）において図３の制御コンピュータによってメ
モリに保存され、衛星Ｂからの信号はｔ＝１０００ミリ
秒において再捕捉できるようになる。また、この構成は
連続的に追尾されている衛星Ａからの信号のドップラー
周波数シフトをｔ＝２００ミリ秒（ＦA200）において保
存する。ｔ＝１０００ミリ秒において、制御コンピュー
タ２７は衛星Ａ（ＦA1000 ）からの信号のドップラー周
波数シフトを再び標本化する。従って、制御コンピュー
タ２７は、次式を利用してｔ＝１０００ミリ秒において
衛星Ｂからの信号のドップラー周波数シフトをよりよく
推定することができる。
【００７０】 ＦB1000(EST)＝ＦB200＋（ＦA1000 −ＦA200） ただし、下つき文字「ＥＳＴ」は推定を表す。受信機の
局部発振周波数がｔ＝２００ミリ秒とｔ＝１０００ミリ
秒との間でシフトする場合、周波数シフト量は差（Ｆ
A1000 −ＦA200）内になる。従って、この差は制御コン
ピュータによって用いられ、すべてのオフ時間追尾期間
中に局部発振周波数シフトを補償する。そのため、この
周波数シフト推定方法は与えられた衛星信号の再捕捉に
役立つ。
【００７１】図５において、地球の周りのＧＰＳ衛星網
の図を示す。ユーザ２００は、本発明による図５の２チ
ャンネルＧＰＳ受信機１８を有する。２チャンネルＧＰ
Ｓ受信機１８は、例えば６基のＧＰＳ衛星Ａ〜Ｆを追尾
する。これらの衛星はすべて、ユーザ２００の見通し線
(line of sight) 内になければならない。衛星Ａ〜Ｆを
追尾するために図１の２つのチャンネル２４，２５のみ
しかないので、チャンネル２４，２５は６本の衛星信号
間で時分割しなければならない。
【００７２】本発明では、チャンネル２４，２５の一方
は３０秒間特定の衛星信号を追尾する。チャンネル２
４，２５の他方は、時間シーケンス方式で残りの５基の
衛星を追尾する。
【００７３】３０秒間チャンネル２４，２５の一方で衛
星Ａを連続的に追尾し、他方のシーケンス・チャンネル
で衛星Ｂ〜Ｆを追尾した後、チャンネル２４，２５の第
２のチャンネルは次の３０秒において衛星Ｂを連続的に
追尾し、チャンネル２４，２５の第１のチャンネルはシ
ーケンス方式で衛星Ａおよび衛星Ｃ〜Ｆを追尾する。次
の３０秒の追尾サイクルにおいて、チャンネル２４，２
５の一方は衛星Ｃを連続的に追尾し、チャンネル２４，
２５の他方は衛星Ａ，Ｂ，Ｄ〜Ｆをシーケンス方式で追
尾し、以下同様である。
【００７４】従って、チャンネル２４，２５の一方は２
００ミリ秒の間５基の衛星のそれぞれを追尾し、チャン
ネル２４，２５の他方は１基の衛星を連続的に追尾し
て、その後チャンネル２４，２５の間で役割を交換す
る。あるシーケンス衛星信号の測定終了から、同一衛星
信号が再捕捉されるまで８００ミリ秒ある。さらに、追
尾情報が正確になるにつれて、ユーザ２００の位置はよ
り正確に判定される。
【００７５】衛星Ａは、図１の第１ＧＰＳ受信チャンネ
ル２４によって追尾される。衛星Ｂ〜Ｆは、第２ＧＰＳ
受信チャンネル２５によって順次追尾される。衛星Ｂ
は、第２ＧＰＳ受信チャンネル２５が時間シーケンス方
式で追尾する５基の衛星のうちの最初の衛星である。図
５に示すように、衛星Ｂは一つの追尾サイクルにおいて
ユーザ２００から距離２０７にある。衛星Ｃ〜Ｆが８０
０ミリ秒で追尾されるにつてれ、衛星Ｂは経路２０８に
沿ってユーザ２００に対して移動する。
【００７６】図１の第１ＧＰＳ受信チャンネル２４が図
５の衛星Ｂを連続的に追尾するように設定されると、衛
星Ｂはユーザ２００に対して距離２１０の位置を有す
る。図１の第１ＧＰＳ受信チャンネル２４は、疑似測距
情報を得るためには図５の衛星Ｂからの信号に対して高
速に同期しなければならない。そのため、新たな衛星Ｂ
の位置およびドップラー効果を推定して、図１の第１Ｇ
ＰＳ受信チャンネル２４の高速同期を可能にし、正確な
位置情報を受信して、ユーザ２００（図５）の位置を正
確に判定できるようにしなければならない。
【００７７】図６は、本発明の方法を示すフローチャー
トである。まず、図６のステップ６０１に表されるよう
に、図５の６基の適切な衛星Ａ〜Ｆがユーザ２００の水
平線上にある衛星群の中から識別される。
【００７８】図１のチャンネル２４，２５の一方は、ス
テップ６０３に示すように最初に連続モードで動作して
６基の衛星の１基からのメッセージを復号するように指
定され、チャンネル２４，２５の他方のは残りの５本の
衛星信号を進んで、疑似測距データを得る（ステップ６
０５）。ステップ６０７において、受信機は連続的に受
信しているチャンネルが衛星データ・メッセージを完全
に復号したことを判断して、受信機はステップ６０９に
進む。ステップ６０９において、これらのチャンネルは
役割を交換する。次に、ステップ６１１において、別の
衛星信号が選ばれ、連続的に受信される。
【００７９】次に、受信機はステップ６０１に戻り、６
基の適切な衛星がまだ有効であることを判定する。これ
が正しい場合、受信機はステップ６０３に進み、シーケ
ンス・モードで受信された信号群の中の一つの信号から
メッセージ復号を開始する。その後、ステップ６０５に
おいて残りの５本の信号はシーケンス・モードで疑似測
距データを与える。ステップ６０１において前に識別さ
れた６基の適切なすべての衛星が有効でないと判断され
ると、受信機はステップ６１３に進み、適切な衛星群を
選択する。
【００８０】この処理は繰り返され、連続受信モードに
おいて６本の衛星信号のすべてをサイクルし、残りの衛
星信号から疑似測距データを順次受信し、それにより６
本のすべての衛星信号から疑似測距およびデータを同時
に与える。図６のステップによって説明される処理全体
は反復的に繰り返される。
【００８１】この方法および装置の利点には、多重化受
信機に伴う信号／雑音比の劣化が無く、多重化およびシ
ーケンシング受信機の受信機構造の簡略化が含まれる。
さらにこの利点には、衛星メッセージおよび疑似測距デ
ータの連続的な受信が含まれる。
【００８２】これは、シーケンシングおよび多重化受信
機で一般的な衛星放送および疑似測距データの断続的受
信とは対称的である。４本以上のチャンネルを用いる連
続受信受信機のハードウェアの複雑化は、本発明では避
けられる。
【００８３】実質的な小型化および軽量化の利点は、２
本の受信チャンネルを一つのチップに内蔵することによ
って実現される。
【００８４】上記の説明からわかるように、このＧＰＳ
デジタル受信機は安価な部品で構成することができ、高
精度な発振器を必要としない。従って、この方法は極め
て広範囲のユーザ用途向けの低コスト・量産型ＧＰＳ受
信機に適している。
【００８５】本発明の好適な実施例について図示し、詳
細に説明してきたが、本発明の精神から、あるいは特許
請求の範囲から逸脱せずにさまざまな修正が可能である
ことは当業者に明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理によるＧＰＳ受信機の概略ブロッ
ク図である。
【図２】図１のＧＰＳ受信機の詳細ブロック図である。
【図３】本発明によるデジタル相関器の１本の衛星信号
チャンネルのブロック図である。
【図４】本発明により２本のチャンネルしかないＧＰＳ
受信機において連続およびシーケンス動作を実現するた
め特定の衛星構成で用いられる切り換えを示すタイミン
グ図である。
【図５】本発明によるユーザに対する広域位置判定シス
テム（ＧＰＳ）の図である。
【図６】本発明の方法を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１８ ＧＰＳ受信機 ２０ アンテナ ２１ アンテナ入力リード ２２ フィルタおよびダウンコンバータ ２３，２６，２８，２９，５３ バス ２４，２５ デジタル相関デシメータ（受信チャンネ
ル） ２６，２８，２９ バス ２７ 制御コンピュータ ３１ プリフィルタ ３２，３４，３６，３９，４２，４３，４５，４７，４
９，５１，５３，５６，５７，６６ バス ３５ 帯域通過フィルタ ３６ Ｌバンド入力 ３７ Ｌバンド増幅器 ３８ ＲＦ集積回路 ４１ Ｌバンド発振器 ４４ 第１ＩＦフィルタ ５０ 第１デジタル分周器 ５２ 第２ＩＦフィルタ ５４ 第２デジタル分周器 ５５ 安定発振器 ５８ 位相周波検波器（ＰＦＤ） ５９ ループ・フィルタ ６０ 同調素子 ６１ フィルタ・コンデンサ ６２ 電圧レギュレータ ６３ 第１ミキサ ６４ 第１ＩＦ増幅器 ６５ 第２ミキサ ６７ 第２ＩＦ増幅器 ６８ レベル変換器 ６９ 位相同期ループ ７０ ＬバンドＶＣＯ ７１ １ビットアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ） ５３，７２，７４，７５，８３，８６，８８，８９，９
２，９３．９４．１０１，１０３，１０４，１０５，１
０６，１１０，１１１，１１３，１１４，１１５，１１
７ リード ７３ Ｉ／Ｑセレクタ ７７，７８，９０，９１ ＸＯＲゲート ７９，８１ １／２分周回路 ８４，８５ 第１および第２複素位相検波器 ９５，９６，１１２ 積分およびダンプ回路 １００ コード・クロック発生器 １０２ ＰＮコード発生器 １０７ 周波数発生器 １０８ ＡＮＤゲート １０９ ＸＯＲゲート １１３ ＮＣＯ １１８ コード弁別器 １５０ ナビゲーション・コンピュータ ２００ ユーザ Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ 衛星

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複数の衛星（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ）
    のそれぞれからドップラー・シフトを示す符号化衛星信
    号を受信する２チャンネル・デジタル広域位置判定シス
    テム受信機（１８）を運用する方法であって：前記受信
    機（１８）の第１チャンネル（２４）によって、前記衛
    星群（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ）のうち特定の一つの衛
    星を連続的に追尾（６０３）して、前記符号化衛星信号
    に含まれる情報を受信する段階；および前記受信機（１
    ８）の第２チャンネルによって、前記特定の一つの衛星
    を除く前記衛星群（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ）のそれぞ
    れの衛星を順次追尾（６０５）して、前記符号化衛星信
    号に含まれる情報を受信する段階；によって構成される
    ことを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】 複数の衛星（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ）
    のそれぞれからドップラー・シフトを示す符号化衛星信
    号を受信する２チャンネル・デジタル広域位置判定シス
    テム受信機（１８）であって：前記複数の衛星（Ａ，
    Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ）のうち特定の一つの衛星（Ａ，
    Ｂ，Ｃ，Ｄ，ＥまたはＦ）を連続的に追尾（６０３）し
    て、前記符号化衛星信号を受信し、復号する第１受信チ
    ャンネル手段（２４）；および前記特定の一つの衛星
    （Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，ＥまたはＦ）を除く前記複数の衛星
    （Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ）のそれぞれの衛星を順次追
    尾（６０５）して、前記特定の一つの衛星（Ａ，Ｂ，
    Ｃ，Ｄ，ＥまたはＦ）の前記符号化衛星信号を除く前記
    複数の符号化衛星信号から情報を受信する第２受信チャ
    ンネル手段（２５）；によって構成されることを特徴と
    する２チャンネル・デジタル広域位置判定システム受信
    機（１８）。
  3. 【請求項３】 複数の衛星のそれぞれ衛星からドップラ
    ー・シフトを示す符号化衛星信号を受信する２チャンネ
    ル・デジタル広域位置判定システム受信機（１８）を運
    用する方法であって：前記受信機（１８）の第１チャン
    ネルによって、前記衛星群（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ）
    の特定の一つの衛星を連続的に追尾（６０３）して、前
    記符号化衛星信号に含まれる情報を受信する段階；前記
    受信機（１８）の第２チャンネルによって、前記特定の
    一つの衛星を除く前記複数の衛星（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，
    Ｅ，Ｆ）のそれぞれの衛星を順次追尾（６０５）して、
    前記符号化衛星信号に含まれる情報を受信する段階；連
    続追尾（６０３）を行なう前記チャンネル（２４）を切
    り換える段階（６０９）；順次追尾（６０５）を行なう
    前記チャンネル（２５）を切り換える段階（６０９）；
    前記第２チャンネル（２５）によって連続的に追尾する
    段階（６０５）；前記第１チャンネル（２４）によって
    順次追尾する段階（６０５）連続追尾（６０３）を行な
    う前記チャンネル（２５）を切り換える段階（６０
    ９）；順次追尾（６０５）を行なう前記チャンネル（２
    ４）を切り換える段階（６０９）；前記第１チャンネル
    （２４）によって連続的に追尾する段階（６０３）；前
    記第２チャンネル（２５）によって逐次追尾する段階
    （６０５）；および連続追尾（６０３）を行なう前記チ
    ャンネル（２４）を切り換える段階（６０９）と、 順次追尾（６０５）を行なう前記チャンネル（２５）を
    切り換える段階（６０９）と、 前記第２チャンネル（２５）によって連続的に追尾する
    段階（６０３）と、 前記第１チャンネル（２４）によって逐次追尾する段階
    （６０５）と、 連続追尾（６０３）を行なう前記チャンネル（２５）を
    切り換える段階（６０９）と、 逐次追尾（６０５）を行なう前記チャンネル（２４）を
    切り換える段階（６０９）と、 前記第１チャンネル（２４）によって連続的に追尾する
    段階（６０３）と、 前記第２チャンネル（２５）によって逐次追尾する段階
    （６０５）とを３０秒から６０秒の連続する間隔で繰り
    返す段階；によって構成されることを特徴とする方法。
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