JP5234858B2 - リーク電流低減回路 - Google Patents

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Description

本発明は、間欠動作する論理回路の低消費電力化技術に係わり、特に論理回路の動作停止時(待機時)のリーク電流を低減して平均消費電力を削減するリーク電流低減回路に関する。なお、間欠動作する論理回路とは、例えば無線タグ(RFID)や携帯型無線端末に使用される高周波アナログ回路を想定しているが、一般に集積回路における論理回路や演算回路も含むものとする。
動作停止時(待機時)のCMOS回路(論理回路)のリーク電流を低減する方法として、従来はMT−CMOS(Muiti-Threshold CMOS) 技術が用いられている(特許文献1)。これは、高閾値電圧トランジスタであるパワースイッチにより、低閾値電圧トランジスタで構成された論理回路の待機時のリーク電流を低減する技術である。
図16は、MT−CMOS技術を用いたリーク電流低減回路の構成を示す。図において、低閾値電圧トランジスタで構成された論理回路91と電源電位(Vdd)との間に、高閾値電圧トランジスタでパワースイッチとなるpMOSトランジスタ92を挿入し、pMOSトランジスタ92のゲート端子に制御端子1を接続する。制御端子1は、pMOSトランジスタ92のゲート電圧を制御する端子であり、図17に示すように論理回路91の動作時に接地電位(0V)になり、論理回路91の動作停止時(待機時)に電源電位(Vdd)になる。pMOSトランジスタ92のゲート電圧を電源電位(ソース電位)Vddとすることにより、pMOSトランジスタ92がオフになってリーク電流を低減することができる。
また、パワースイッチのゲート電圧をオーバーシュートした電圧に設定することによりリーク電流を低減し、MT−CMOS回路の更なる低消費電力化を実現する方法も提案されている(特許文献2)。
一方、MT−CMOS技術の応用として、図18に示すように、論理回路91と電源電位(Vdd)との間にpMOSトランジスタ92を接続し、さらに論理回路91と接地電位(0V)との間にnMOSトランジスタ93を接続し、論理回路91のオン/オフに合わせて各トランジスタを相補的にオン/オフする構成がある。
図18(a) に示す論理回路91が動作停止時(オフ時)には、スイッチ94,97がオフ、スイッチ95,96がオンとなり、nMOSトランジスタ93のゲート電位が接地電位(0V)に制御され、pMOSトランジスタ92のゲート電位が正の電源電位(Vdd)に制御され、両トランジスタは非導通となる。
一方、図18(b) に示す論理回路91が動作時(オン時)には、スイッチ94,97がオン、スイッチ95,96がオフとなり、nMOSトランジスタ93のゲート電位が正の電源電位(Vdd)に制御され、pMOSトランジスタ92のゲート電位が接地電位(0V)に制御され、両トランジスタは導通して論理回路91に電流が供給される。
特許第2631335号公報 特許第3314185号公報
図16,図18に示すMT−CMOS回路では、パワースイッチ(92,93)は論理回路91の動作時に数十mAから数百mAの電流を供給しなければならない。このため、ゲート幅が数十mm程度と巨大になる。また、待機時のゲート/ソース間電圧は0Vであり、リーク電流は最小ではない。これらにより、待機時のリーク電流は数十μA程度流れてしまう問題がある。
また、特許文献2では、電圧変換器(DC/DCコンバータ)などを用いてパワースイッチのゲート電圧を電源電圧よりも高くする方法、すなわちゲート/ソース間を逆バイアスにすることで待機時リーク電流を低減する方法もある。しかし、この方法ではチャージポンプ回路などを動かすため、待機時に消費電力が大きく、平均消費電力を小さくできない問題がある。
さらに、特許文献1,2のMT−CMOS技術では、パワースイッチが正の電源側または接地側の片方のみに接続されているため、論理回路内の電位は動作時と待機時で大幅に変わってしまう。このため、回路中に容量等による大きなRC時定数を含む論理回路では、待機モードから動作モードに変わる立ち上げ時間が長くなる問題があった。
本発明は、以上の問題点を考慮し、間欠動作する論理回路の動作停止時(待機時)のリーク電流を低減するとともに、さらに論理回路の動作時の駆動電流を十分に供給可能なリーク電流低減回路を提供することを目的とする。
第1の発明は、論理回路と正の電源電位との間および論理回路と接地電位との間にそれぞれ接続される2つのパワースイッチを論理回路の間欠動作に合わせて制御し、パワースイッチを導通して論理回路への電源供給を行うとともに、パワースイッチを非導通にして論理回路への電源供給を停止したときのリーク電流を低減するリーク電流低減回路において、2つのパワースイッチは、論理回路と正の電源電位との間にnMOSトランジスタを接続し、論理回路と接地電位との間にpMOSトランジスタを接続した構成とし、論理回路の動作停止時にpMOSトランジスタのゲート端子を正の電源電位に接続して非導通とし、論理回路の動作時にpMOSトランジスタのゲート電位を接地電位に接続して導通させるスイッチを備え、論理回路の動作停止時にnMOSトランジスタのゲート端子を接地電位に設定して非導通とし、論理回路の動作時にnMOSトランジスタのゲート端子を正の電源電位以上の電位に設定して導通させる電圧変換器を備える。
第2の発明は、論理回路と正の電源電位との間および論理回路と接地電位との間にそれぞれ接続される2つのパワースイッチを論理回路の間欠動作に合わせて制御し、パワースイッチを導通して論理回路への電源供給を行うとともに、パワースイッチを非導通にして論理回路への電源供給を停止したときのリーク電流を低減するリーク電流低減回路において、2つのパワースイッチは、論理回路と正の電源電位との間にnMOSトランジスタを接続し、論理回路と接地電位との間にpMOSトランジスタを接続した構成とし、論理回路の動作停止時にnMOSトランジスタのゲート端子を接地電位に接続して非導通とし、論理回路の動作時にnMOSトランジスタのゲート端子を正の電源電位に接続して導通させるスイッチを備え、論理回路の動作停止時にpMOSトランジスタのゲート端子を正の電源電位に設定して非導通とし、論理回路の動作時にpMOSトランジスタのゲート端子を接地電位以下の電位に設定して導通させる電圧変換器を備える。
第3の発明は、論理回路と正の電源電位との間および論理回路と接地電位との間にそれぞれ接続される2つのパワースイッチを論理回路の間欠動作に合わせて制御し、パワースイッチを導通して論理回路への電源供給を行うとともに、パワースイッチを非導通にして論理回路への電源供給を停止したときのリーク電流を低減するリーク電流低減回路において、2つのパワースイッチは、論理回路と正の電源電位との間にnMOSトランジスタを接続し、論理回路と接地電位との間にpMOSトランジスタを接続した構成とし、論理回路の動作停止時にnMOSトランジスタのゲート端子を接地電位に設定して非導通とし、論理回路の動作時にnMOSトランジスタのゲート端子を正の電源電位以上の電位に設定して導通させる第1の電圧変換器を備え、論理回路の動作停止時にpMOSトランジスタのゲート端子を正の電源電位に設定して非導通とし、論理回路の動作時にpMOSトランジスタのゲート端子を接地電位以下の電位に設定して導通させる第2の電圧変換器を備える。
第1〜第3の発明のリーク電流低減回路では、論理回路と正の電源電位間をnMOSトランジスタで接続し、論理回路と接地電位間をpMOSトランジスタで接続し、論理回路の動作停止時にパワースイッチとしての2つのトランジスタのゲート/ソース間が逆バイアス状態に設定することにより、リーク電流を大幅に低減することができる。これにより、論理回路を含む装置の動作停止時(待機時)の消費電力を大幅に抑制することができ、特に電池を電源としかつ間欠動作する装置(例えば無線タグ)において電池の長寿命化を図ることができる。
また、論理回路内の電位を正の電源電位と接地電位の中間電位に保持することができるので、待機モードから動作モードに変わる立ち上げ時間を短くすることができる。
さらに、論理回路の動作停止時のリーク電流低減効果に加えて、論理回路の動作時にnMOSトランジスタのゲート電位を電源電位よりも高くする電圧変換器を用いることにより、電源電位が低い場合でも論理回路に十分な電流を供給することができる。また、論理回路の動作時にpMOSトランジスタのゲート電位を電源電位よりも低くする電圧変換器を用いることにより、電源電位が低い場合でも論理回路に十分な電流を供給することができる。
また、電圧変換器は、ゲートへの電位供給のみに用いられるため非常に低電力で動作し、また論理回路の動作時にのみ動作するため、間欠比率の大きなアプリケーションでは平均消費電力を増加させることはない。
本発明の第1の基本構成を示す図。 本発明の第2の基本構成を示す図。 本発明の第1の実施形態の第1の構成例を示す図。 本発明の第1の実施形態の第2の構成例を示す図。 本発明の第2の実施形態の第1の構成例を示す図。 本発明の第2の実施形態の第2の構成例を示す図。 本発明の第3の実施形態の第1の構成例を示す図。 本発明の第3の実施形態の第2の構成例を示す図。 本発明の第4の実施形態の第1の構成例を示す図。 本発明の第4の実施形態の第2の構成例を示す図。 本発明の第5の実施形態を示す図。 論理回路11の一例を示す図。 本発明の第6の実施形態の第1の構成例を示す図。 本発明の第6の実施形態の第2の構成例を示す図。 本発明の第6の実施形態の第3の構成例を示す図。 従来のリーク電流低減回路の構成例を示す図。 従来構成における制御端子の制御信号波形を示すタイムチャート。 MT−CMOS技術の他の構成例を示す図。
(本発明の第1の基本構成:参考例)
図1は、本発明のリーク電流低減回路の第1の基本構成を示す。
図1(a) は論理回路11と正の電源電位(Vdd) との間に、パワースイッチを構成するnMOSトランジスタ12とpMOSトランジスタ13がそれぞれ高電位側および低電位側になるように縦属に接続し、ゲート電位制御回路10が各トランジスタのゲート電位を制御する構成である。ゲート電位制御回路10は、論理回路11の動作停止時(オフ時)にnMOSトランジスタ12のゲート端子を接地電位(0V) とし、pMOSトランジスタ13のゲート端子を正の電源電位(Vdd) としてそれぞれ非導通とする制御を行い、論理回路11の動作時(オン時)にnMOSトランジスタ12のゲート端子を正の電源電位以上(≧Vdd)とし、pMOSトランジスタ13のゲート電位を接地電位(0V) としてそれぞれ導通させる制御を行う。本基本構成は、以下に示す図3,5,7,9の各実施形態の第1の構成例に対応する。
図1(b) は論理回路11と接地電位(0V) との間に、パワースイッチを構成するnMOSトランジスタ12とpMOSトランジスタ13がそれぞれ高電位側および低電位側になるように縦属に接続し、ゲート電位制御回路10が各トランジスタのゲート電位を制御する構成である。ゲート電位制御回路10は、論理回路11の動作停止時(オフ時)にnMOSトランジスタ12のゲート端子を接地電位(0V) とし、pMOSトランジスタ13のゲート端子を正の電源電位(Vdd) としてそれぞれ非導通とする制御を行い、論理回路11の動作時(オン時)にnMOSトランジスタ12のゲート端子を正の電源電位(Vdd) とし、pMOSトランジスタ13のゲート電位を接地電位以下(≦0V)としてそれぞれ導通させる制御を行う。本基本構成は、以下に示す図4,6,8,10の各実施形態の第2の構成例に対応する。
なお、論理回路11は間欠動作する装置に搭載される低閾値電圧トランジスタ回路であるが、上記のように無線タグ(RFID)や携帯型無線端末に使用される高周波アナログ回路に限らず、一般に集積回路における論理回路や演算回路であってもよい。また、図示しないタイミング制御部により、論理回路11の間欠動作のタイミングが制御されるとともに、ゲート電位制御回路10が設定するゲート電位も同期して制御されるものとする。以下に示す各実施形態の構成においても同様である。
(本発明の第2の基本構成)
図2は、本発明のリーク電流低減回路の第2の基本構成を示す。
本構成は論理回路11と正の電源電位(Vdd) との間に、パワースイッチを構成するnMOSトランジスタ12を接続し、論理回路11と接地電位(0V) との間に、パワースイッチを構成するpMOSトランジスタ13を接続し、ゲート電位制御回路40が各トランジスタのゲート電位を制御する構成である。ゲート電位制御回路40は、論理回路11の動作停止時(オフ時)にnMOSトランジスタ12のゲート端子を接地電位(0V) とし、pMOSトランジスタ13のゲート端子を正の電源電位(Vdd) としてそれぞれ非導通とする制御を行う。また、論理回路11の動作時(オン時)に、nMOSトランジスタ12のゲート端子を正の電源電位以上(≧Vdd)とし、pMOSトランジスタ13のゲート電位を接地電位以下(≦0V)としてそれぞれ導通させる制御を行う。本基本構成は、以下に示す図11〜図15の各実施形態の構成例に対応する。
(第1の実施形態)
図3は、本発明のリーク電流低減回路の第1の実施形態の第1の構成例を示す。図3(a) は論理回路11が動作停止時(オフ時)の接続状態を示し、図3(b) は論理回路11が動作時(オン時)の接続状態を示す。
図において、論理回路11と正の電源電位(Vdd)との間に、パワースイッチを構成するnMOSトランジスタ12とpMOSトランジスタ13がそれぞれ高電位側および低電位側になるように縦属に接続する。すなわち、nMOSトランジスタ12のドレインと正の電源電位(Vdd)が接続され、nMOSトランジスタ12のソースとpMOSトランジスタ13のソースが接続され、pMOSトランジスタ13のドレインと論理回路11の第1の電源端子が接続される。論理回路11の第2の電源端子には接地電位(0V)が接続される。また、nMOSトランジスタ12のゲートには、相補的にオンオフするスイッチ14,15を介して正の電源電位(Vdd)または接地電位(0V)が接続される。pMOSトランジスタ13のゲートには、相補的にオンオフするスイッチ16,17を介して正の電源電位(Vdd)または接地電位(0V)が接続される。なお、スイッチ14,16、スイッチ15,17もそれぞれ相補的にオンオフする。
図3(a) に示す論理回路11が動作停止時(オフ時)には、スイッチ14,17がオフ、スイッチ15,16がオンとなり、nMOSトランジスタ12のゲート電位が接地電位(0V)に制御され、pMOSトランジスタ13のゲート電位が正の電源電位(Vdd)に制御され、両トランジスタは非導通となる。このとき、両トランジスタのソース電位は中間電位(〜Vdd/2)になる。このため、両トランジスタともにゲート/ソース間は逆バイアス状態になり、リーク電流が大幅に低減する。
一方、図3(b) に示す論理回路11が動作時(オン時)には、スイッチ14,17がオン、スイッチ15,16がオフとなり、nMOSトランジスタ12のゲート電位が正の電源電位(Vdd)に制御され、pMOSトランジスタ13のゲート電位が接地電位(0V)に制御され、両トランジスタは導通して論理回路11に電流が供給される。
本実施形態のリーク電流低減回路では、パワースイッチ(nMOSトランジスタ12とpMOSトランジスタ13)のゲート電位切替に、別のスイッチ14〜17を用いている。これら4個のスイッチには、本実施形態でパワースイッチと同様のトランジスタを用いることができるが、ゲート電位保持のみに用いるので、小ゲートサイズ(ゲート幅1μm以下)のトランジスタで十分である。このため、スイッチ14〜17におけるリーク電流は非常に小さい。
図4は、本発明のリーク電流低減回路の第1の実施形態の第2の構成例を示す。図4(a) は論理回路11が動作停止時(オフ時)の接続状態を示し、図4(b) は論理回路11が動作時(オン時)の接続状態を示す。
本構成例では、論理回路11の第1の電源端子に正の電源電位(Vdd) を接続し、第2の電源端子と接地電位(0V)との間に、パワースイッチを構成するnMOSトランジスタ12とpMOSトランジスタ13がそれぞれ高電位側および低電位側になるように縦属に接続しているが、各トランジスタのゲートに接続されるスイッチ14〜17の動作メカニズムは図3に示す第1の構成例と同じである。
(第2の実施形態)
図5は、本発明のリーク電流低減回路の第2の実施形態の第1の構成例を示す。図5(a) は論理回路11が動作停止時(オフ時)の接続状態を示し、図5(b) は論理回路11が動作時(オン時)の接続状態を示す。
本構成例は、図3に示す第1の実施形態の第1の構成例におけるnMOSトランジスタ12のゲートへの電位供給に電圧変換器(DC/DCコンバータ)21を用いることを特徴とする。電圧変換器21は、電源端子の一方にスイッチ14を介して正の電源電位(Vdd)を接続し、他方に接地電位(0V)を接続し、スイッチ14がオフのときには動作を停止して接地電位(0V)を出力し、スイッチ14がオンのときには昇圧動作により電源電位(Vdd)より高い電位を出力する。
図5(b) に示す論理回路11が動作時(オン時)には、スイッチ14,17がオン、スイッチ16がオフとなり、nMOSトランジスタ12のゲート電位は電圧変換器21の昇圧動作により正の電源電位(Vdd)よりも高くなるように制御され、pMOSトランジスタ13のゲート電位が接地電位(0V)に制御され、両トランジスタは導通して論理回路11に電流が供給される。このとき、nMOSトランジスタ12のゲート電位が電源電位(Vdd)よりも高くなるので、電源電位(Vdd)が低い場合でも論理回路11に十分な電流を供給することができる。
一方、図5(a) に示す論理回路11が動作停止時(オフ時)には、スイッチ14,17がオフ、スイッチ16がオンとなり、電圧変換器21の動作が停止してnMOSトランジスタ12のゲート電位が接地電位(0V)になり、pMOSトランジスタ13のゲート電位が正の電源電位(Vdd)に制御され、両トランジスタは非導通となる。このとき、両トランジスタのソース電位は中間電位(〜Vdd/2)になる。このため、両トランジスタともにゲート/ソース間は逆バイアス状態になり、リーク電流が大幅に低減する。
本実施形態における電圧変換器(DC/DCコンバータ)21は、nMOSトランジスタ12のゲートへの電位供給のみに用いられるので非常に低電力で動作する。また、電圧変換器21は、論理回路11の動作時にのみ動作する設定である。このため、RFIDのように間欠比率の大きい用途では、電圧変換器21による平均消費電力のアップはわずかである。
図6は、本発明のリーク電流低減回路の第2の実施形態の第2の構成例を示す。図6(a) は論理回路11が動作停止時(オフ時)の接続状態を示し、図6(b) は論理回路11が動作時(オン時)の接続状態を示す。
本構成例は、図4に示す第1の実施形態の第2の構成例におけるpMOSトランジスタ13のゲートへの電位供給に電圧変換器(DC/DCコンバータ)22を用いることを特徴とする。電圧変換器22は、電源端子の一方に正の電源電位(Vdd)を接続し、他方にスイッチ17を介して接地電位(0V)を接続し、スイッチ17がオフのときには動作を停止して電源電位(Vdd)を出力し、スイッチ17がオンのときには降圧動作により接地電位(0V)より低い電位を出力する。
図6(b) に示す論理回路11が動作時(オン時)には、スイッチ14,17がオン、スイッチ15がオフとなり、pMOSトランジスタ13のゲート電位は電圧変換器22の降圧動作により接地電位(0V)よりも低くなるように制御され、nMOSトランジスタ12のゲート電位が正の電源電位(Vdd)に制御され、両トランジスタは導通して論理回路11に電流が供給される。このとき、pMOSトランジスタ13のゲート電位が接地電位(0V)より低くなるので、電源電位(Vdd)が低い場合でも論理回路11に十分な電流を供給することができる。なお、電圧変換器22における平均消費電力のアップは、本実施形態の第1の構成例と同様にわずかである。
一方、図6(a) に示す論理回路11が動作停止時(オフ時)には、スイッチ14,17がオフ、スイッチ15がオンとなり、電圧変換器22が動作を停止してpMOSトランジスタ13のゲート電位が正の電源電位(Vdd)になり、nMOSトランジスタ12のゲート電位が接地電位(0V)に制御され、両トランジスタは非導通となる。このとき、両トランジスタのソース電位は中間電位(〜Vdd/2)になる。このため、両トランジスタともにゲート/ソース間は逆バイアス状態になり、リーク電流が大幅に低減する。
(第3の実施形態)
図7は、本発明のリーク電流低減回路の第3の実施形態の第1の構成例を示す。図7(a) は論理回路11が動作停止時(オフ時)の接続状態を示し、図7(b) は論理回路11が動作時(オン時)の接続状態を示す。
本構成例は、図3に示す第1の実施形態の第1の構成例におけるnMOSトランジスタ12のゲートへの電位供給に電圧制御回路31を用いることを特徴とする。電圧制御回路31は、電源端子の一方にスイッチ14を介して正の電源電位(Vdd)を接続し、他方に接地電位(0V)を接続し、スイッチ14がオフのときには動作を停止して接地電位(0V)を出力し、スイッチ14がオンのときには、論理回路11の第1の電源端子(pMOSトランジスタ13のドレイン)の電位をモニタし、この電位が論理回路11の最適動作電位になるように、nMOSトランジスタ12のゲート電位を制御する。すなわち、図7(b) に示す論理回路11の動作時(オン時)には、スイッチ14がオンになるので、電圧制御回路31は論理回路11への電圧レギュレータとして機能する。
一方、図7(a) に示す論理回路11が動作停止時(オフ時)には、スイッチ14,17がオフ、スイッチ16がオンとなり、電圧制御回路31の動作が停止してnMOSトランジスタ12のゲート電位が接地電位(0V)になり、pMOSトランジスタ13のゲート電位が正の電源電位(Vdd)に制御され、両トランジスタは非導通となる。このとき、両トランジスタのソース電位は中間電位(〜Vdd/2)になる。このため、両トランジスタともにゲート/ソース間は逆バイアス状態になり、リーク電流が大幅に低減する。
図8は、本発明のリーク電流低減回路の第3の実施形態の第2の構成例を示す。図8(a) は論理回路11が動作停止時(オフ時)の接続状態を示し、図8(b) は論理回路11が動作時(オン時)の接続状態を示す。
本構成例は、図4に示す第1の実施形態の第2の構成例におけるpMOSトランジスタ13のゲートへの電位供給に電圧制御回路32を用いることを特徴とする。電圧制御回路32は、電源端子の一方に正の電源電位(Vdd)を接続し、他方にスイッチ17を介して接地電位(0V)を接続し、スイッチ17がオフのときには動作を停止して電源電位(Vdd)を出力し、スイッチ17がオンのときには、論理回路11の第2の電源端子(nMOSトランジスタ12のドレイン)の電位をモニタし、この電位が論理回路11の最適動作電位になるように、pMOSトランジスタ13のゲート電位を制御する。すなわち、図8(b) に示す論理回路11の動作時(オン時)には、スイッチ17がオンになるので、電圧制御回路32は論理回路11への電圧レギュレータとして機能する。
一方、図8(a) に示す論理回路11が動作停止時(オフ時)には、スイッチ14,17がオフ、スイッチ15がオンとなり、pMOSトランジスタ13のゲート電位が電源電位(Vdd)になり、nMOSトランジスタ12のゲート電位が接地電位(0V)に制御され、両トランジスタは非導通となる。このとき、両トランジスタのソース電位は中間電位(〜Vdd/2)になる。このため、両トランジスタともにゲート/ソース間は逆バイアス状態になり、リーク電流が大幅に低減する。
(第4の実施形態)
図9は、本発明のリーク電流低減回路の第4の実施形態の第1の構成例を示す。図9(a) は論理回路11が動作停止時(オフ時)の接続状態を示し、図9(b) は論理回路11が動作時(オン時)の接続状態を示す。
本構成例は、図7に示す第3の実施形態の第1の構成例における電圧制御回路31への電源供給に電圧変換器(DC/DCコンバータ)21を用いることを特徴とする。電圧変換器21は、電源端子の一方にスイッチ14を介して正の電源電位(Vdd)を接続し、他方に接地電位(0V)を接続し、スイッチ14がオフのときには動作を停止して接地電位(0V)を出力し、スイッチ14がオンのときには昇圧動作により電源電位(Vdd)より高い電位を出力する。
図9(b) に示す論理回路11が動作時(オン時)には、スイッチ14,17がオン、スイッチ16がオフとなり、電圧制御回路31の電源電位は電圧変換器21の昇圧動作により正の電源電位(Vdd)よりも高くなるように制御される。このとき、電圧制御回路31は、論理回路11の第1の電源端子(pMOSトランジスタ13のドレイン)の電位をモニタし、この電位が論理回路11の最適動作電位になるように、nMOSトランジスタ12のゲート電位を制御する。このように、論理回路11の動作時(オン時)には、電圧制御回路31に電源電位(Vdd)よりも高い電源電位が供給されるので、電源電位(Vdd)が低い場合でも電圧レギュレータとして機能する。
一方、図9(a) に示す論理回路11が動作停止時(オフ時)には、スイッチ14,17がオフ、スイッチ16がオンとなり、電圧変換器21および電圧制御回路31がともに停止してnMOSトランジスタ12のゲート電位が接地電位(0V)になり、pMOSトランジスタ13のゲート電位が正の電源電位(Vdd)に制御され、両トランジスタは非導通となる。このとき、両トランジスタのソース電位は中間電位(〜Vdd/2)になる。このため、両トランジスタともにゲート/ソース間は逆バイアス状態になり、リーク電流が大幅に低減する。
図10は、本発明のリーク電流低減回路の第4の実施形態の第2の構成例を示す。図10(a) は論理回路11が動作停止時(オフ時)の接続状態を示し、図10(b) は論理回路11が動作時(オン時)の接続状態を示す。
本構成例は、図8に示す第3の実施形態の第2の構成例における電圧制御回路32への電源供給に電圧変換器(DC/DCコンバータ)22を用いることを特徴とする。電圧変換器22は、電源端子の一方に正の電源電位(Vdd)を接続し、他方にスイッチ17を介して接地電位(0V)を接続し、スイッチ17がオフのときには動作を停止して電源電位(Vdd)を出力し、スイッチ17がオンのときには降圧動作により接地電位(0V)より低い電位を出力する。
図10(b) に示す論理回路11が動作時(オン時)には、スイッチ14,17がオン、スイッチ15がオフとなり、電圧制御回路32の電源電位は電圧変換器22の降圧動作により接地電位(0V)よりも低くなるように制御される。このとき、電圧制御回路32は、論理回路11の第1の電源端子(pMOSトランジスタ13のドレイン)の電位をモニタし、この電位が論理回路11の最適動作電位になるように、nMOSトランジスタ12のゲート電位を制御する。このように、論理回路11の動作時(オン時)には、電圧制御回路32に接地電位(0V)よりも低い電源電位が供給されるので、電源電位(Vdd)が低い場合でも電圧レギュレータとして機能する。
一方、図10(a) に示す論理回路11が動作停止時(オフ時)には、スイッチ14,17がオフ、スイッチ15がオンとなり、電圧変換器22および電圧制御回路32がともに停止してpMOSトランジスタ13のゲート電位が電源電位(Vdd)になり、nMOSトランジスタ12のゲート電位が接地電位(0V)に制御され、両トランジスタは非導通となる。このとき、両トランジスタのソース電位は中間電位(〜Vdd/2)になる。このため、両トランジスタともにゲート/ソース間は逆バイアス状態になり、リーク電流が大幅に低減する。
本実施形態における電圧変換器(DC/DCコンバータ)22は、電圧制御回路32への電位供給のみに用いられるので非常に低電力で動作する。また、電圧変換器22は、論理回路11の動作時にのみ動作する設定である。このため、RFIDのように間欠比率の大きい用途では、電圧変換器22による平均消費電力のアップはわずかである。
(第5の実施形態)
図11は、本発明のリーク電流低減回路の第5の実施形態を示す。図11(a) は論理回路11が動作停止時(オフ時)の接続状態を示し、図11(b) は論理回路11が動作時(オン時)の接続状態を示す。
本実施形態は、論理回路11と正の電源電位(Vdd)との間に、パワースイッチを構成するnMOSトランジスタ12を接続し、論理回路11と接地電位(0V) との間に、パワースイッチを構成するpMOSトランジスタ13を接続する。すなわち、nMOSトランジスタ12のドレインと正の電源電位(Vdd)が接続され、nMOSトランジスタ12のソースと論理回路11の第1の電源端子が接続され、pMOSトランジスタ13のドレインと接地電位(0V)が接続され、pMOSトランジスタ13のソースと論理回路11の第2の電源端子が接続される。論理回路11は、例えば後述するLCフィルタを想定しており、このような容量Cを含むものとする。本構成は、図18に示す従来構成に対して、nMOSトランジスタ12とpMOSトランジスタ13の配置が逆になっている。
また、nMOSトランジスタ12のゲートには、相補的にオンオフするスイッチ14,15を介して正の電源電位(Vdd)または接地電位(0V)が接続される。pMOSトランジスタ13のゲートには、相補的にオンオフするスイッチ16,17を介して正の電源電位(Vdd)または接地電位(0V)が接続される。なお、スイッチ14,16、スイッチ15,17もそれぞれ相補的にオンオフする。
図11(b) に示す論理回路11が動作時(オン時)には、スイッチ14,17がオン、スイッチ15,16がオフとなり、nMOSトランジスタ12のゲート電位が正の電源電位(Vdd)に制御され、pMOSトランジスタ13のゲート電位が接地電位(0V)に制御され、両トランジスタは導通して論理回路11に電流が供給される。このとき、論理回路11内の容量Cの電位は、正の電源電位と接地電位の中間電位Va (〜Vdd/2)になりうる。
図11(a) に示す論理回路11が動作停止時(オフ時)には、スイッチ14,17がオフ、スイッチ15,16がオンとなり、nMOSトランジスタ12のゲート電位が接地電位(0V)に制御され、pMOSトランジスタ13のゲート電位が正の電源電位(Vdd)に制御され、両トランジスタは非導通となる。このとき、両トランジスタのソース電位および論理回路11内の容量Cの電位は、正の電源電位と接地電位のほぼ中間電位(〜Va )に保持される。このため、両トランジスタともにゲート/ソース間は逆バイアス状態になり、リーク電流が大幅に低減する。
本実施形態のリーク電流低減回路では、パワースイッチ(nMOSトランジスタ12とpMOSトランジスタ13)のゲート電位切替に、別のスイッチ14〜17を用いている。これら4個のスイッチには、本実施形態でパワースイッチと同様のトランジスタを用いることができるが、ゲート電位保持のみに用いるので、小ゲートサイズ(ゲート幅1μm以下)のトランジスタで十分である。このため、スイッチ14〜17におけるリーク電流は非常に小さい。
図12は、論理回路11の一例を示す。ここでは、LCフィルタと同じ特性を有し、オンチップに形成されるgm-Cフィルタを示す。入力端子と出力端子との間に、ブリッジ接続された4つgm-Cell の各接続点と接地間に容量C1,C2,C3を接続する構成であり、4つのgm-Cell と2つの容量C2がインダクタLとして機能する。これらの容量は、論理回路特性として例えばバンドパスフィルタの通過帯域を調整する電位を保持する。
このような論理回路11を図11のリーク電流低減回路に適用した場合、論理回路11の動作時(オン時)に、容量C1〜C3の電位も中間電位Va となる。また、論理回路11の動作停止時(オフ時)には、nMOSトランジスタ12のゲート電位は0V、pMOSトランジスタ13のゲート電位はVddになり、両トランジスタのソース電位および容量C1〜C3の電位は動作時とほぼ同じ中間電位(〜Va )に保持される。これにより、論理回路11は動作時と動作停止時(待機時)の内部電位(容量電位)の変化が小さくなるので、待機モードから動作モードに変わる立ち上げ時間を短くすることができる。
(第6の実施形態)
図13は、本発明のリーク電流低減回路の第6の実施形態の第1の構成例を示す。図13(a) は論理回路11が動作停止時(オフ時)の接続状態を示し、図13(b) は論理回路11が動作時(オン時)の接続状態を示す。
本構成例は、図11に示す第5の実施形態におけるnMOSトランジスタ12のゲートへの電位供給に電圧変換器(DC/DCコンバータ)21を用いることを特徴とする。電圧変換器21は、電源端子の一方にスイッチ14を介して正の電源電位(Vdd)を接続し、他方に接地電位(0V)を接続し、スイッチ14がオフのときには動作を停止して接地電位(0V)を出力し、スイッチ14がオンのときには昇圧動作により電源電位(Vdd)より高い電位を出力する。
図13(b) に示す論理回路11が動作時(オン時)には、スイッチ14,17がオン、スイッチ16がオフとなり、nMOSトランジスタ12のゲート電位は電圧変換器21の昇圧動作により正の電源電位(Vdd)よりも高くなるように制御され、pMOSトランジスタ13のゲート電位が接地電位(0V)に制御され、両トランジスタは導通して論理回路11に電流が供給される。このとき、nMOSトランジスタ12のゲート電位が電源電位(Vdd)よりも高くなるので、電源電位(Vdd)が低い場合でも論理回路11に十分な電流を供給することができる。
一方、図13(a) に示す論理回路11が動作停止時(オフ時)には、スイッチ14,17がオフ、スイッチ16がオンとなり、電圧変換器21の動作が停止してnMOSトランジスタ12のゲート電位が接地電位(0V)になり、pMOSトランジスタ13のゲート電位が正の電源電位(Vdd)に制御され、両トランジスタは非導通となる。このとき、両トランジスタのソース電位は中間電位Vaになる。このため、両トランジスタともにゲート/ソース間は逆バイアス状態になり、リーク電流が大幅に低減する。
図14は、本発明のリーク電流低減回路の第6の実施形態の第2の構成例を示す。図14(a) は論理回路11が動作停止時(オフ時)の接続状態を示し、図14(b) は論理回路11が動作時(オン時)の接続状態を示す。
本構成例は、図11に示す第5の実施形態におけるpMOSトランジスタ13のゲートへの電位供給に電圧変換器(DC/DCコンバータ)22を用いることを特徴とする。電圧変換器22は、電源端子の一方に正の電源電位(Vdd)を接続し、他方にスイッチ17を介して接地電位(0V)を接続し、スイッチ17がオフのときには動作を停止して電源電位(Vdd)を出力し、スイッチ17がオンのときには降圧動作により接地電位(0V)より低い電位を出力する。
図14(b) に示す論理回路11が動作時(オン時)には、スイッチ14,17がオン、スイッチ15がオフとなり、pMOSトランジスタ13のゲート電位は電圧変換器22の降圧動作により接地電位(0V)よりも低くなるように制御され、nMOSトランジスタ12のゲート電位が正の電源電位(Vdd)に制御され、両トランジスタは導通して論理回路11に電流が供給される。このとき、pMOSトランジスタ13のゲート電位が接地電位(0V)より低くなるので、電源電位(Vdd)が低い場合でも論理回路11に十分な電流を供給することができる。
一方、図14(a) に示す論理回路11が動作停止時(オフ時)には、スイッチ14,17がオフ、スイッチ15がオンとなり、電圧変換器22が動作を停止してpMOSトランジスタ13のゲート電位が正の電源電位(Vdd)になり、nMOSトランジスタ12のゲート電位が接地電位(0V)に制御され、両トランジスタは非導通となる。このとき、両トランジスタのソース電位は中間電位Vaになる。このため、両トランジスタともにゲート/ソース間は逆バイアス状態になり、リーク電流が大幅に低減する。
図15は、本発明のリーク電流低減回路の第6の実施形態の第3の構成例を示す。図15(a) は論理回路11が動作停止時(オフ時)の接続状態を示し、図15(b) は論理回路11が動作時(オン時)の接続状態を示す。
本構成例は、図11に示す第5の実施形態におけるnMOSトランジスタ12およびpMOSトランジスタ13の各ゲートへの電位供給に電圧変換器(DC/DCコンバータ)21,22を用いることを特徴とする。電圧変換器21は、電源端子の一方にスイッチ14を介して正の電源電位(Vdd)を接続し、他方に接地電位(0V)を接続し、スイッチ14がオフのときには動作を停止して接地電位(0V)を出力し、スイッチ14がオンのときには昇圧動作により電源電位(Vdd)より高い電位を出力する。また、電圧変換器22は、電源端子の一方に正の電源電位(Vdd)を接続し、他方にスイッチ17を介して接地電位(0V)を接続し、スイッチ17がオフのときには動作を停止して電源電位(Vdd)を出力し、スイッチ17がオンのときには降圧動作により接地電位(0V)より低い電位を出力する。
これにより、論理回路11の動作時(オン時)にはnMOSトランジスタ12のゲート電位が電源電位(Vdd)よりも高くなり、かつpMOSトランジスタ13のゲート電位が接地電位(0V)より低くなるので、電源電位(Vdd)が低い場合でも論理回路11に十分な電流を供給することができる。
本実施形態における電圧変換器(DC/DCコンバータ)21,22は、nMOSトランジスタ12およびpMOSトランジスタ13の各ゲートへの電位供給のみに用いられるので非常に低電力で動作する。また、電圧変換器21,22は、論理回路11の動作時にのみ動作する設定である。このため、RFIDのように間欠比率の大きい用途では、電圧変換器21,22による平均消費電力のアップはわずかである。
10 ゲート電位制御回路
11 論理回路
12 nMOSトランジスタ
13 pMOSトランジスタ
14,15,16,17 スイッチ
21,22 電圧変換器(DC/DCコンバータ)
31,32 電圧制御回路
91 論理回路
92 pMOSトランジスタ
93 nMOSトランジスタ
94,95,96,97 スイッチ

Claims (3)

  1. 論理回路と正の電源電位との間および論理回路と接地電位との間にそれぞれ接続される2つのパワースイッチを論理回路の間欠動作に合わせて制御し、パワースイッチを導通して論理回路への電源供給を行うとともに、パワースイッチを非導通にして論理回路への電源供給を停止したときのリーク電流を低減するリーク電流低減回路において、
    前記2つのパワースイッチは、前記論理回路と正の電源電位との間にnMOSトランジスタを接続し、前記論理回路と接地電位との間にpMOSトランジスタを接続した構成とし、
    前記論理回路の動作停止時に前記pMOSトランジスタのゲート端子を正の電源電位に接続して非導通とし、前記論理回路の動作時に前記pMOSトランジスタのゲート電位を接地電位に接続して導通させるスイッチを備え、
    前記論理回路の動作停止時に前記nMOSトランジスタのゲート端子を前記接地電位に設定して非導通とし、前記論理回路の動作時に前記nMOSトランジスタのゲート端子を前記正の電源電位以上の電位に設定して導通させる電圧変換器を備えた
    ことを特徴とするリーク電流低減回路。
  2. 論理回路と正の電源電位との間および論理回路と接地電位との間にそれぞれ接続される2つのパワースイッチを論理回路の間欠動作に合わせて制御し、パワースイッチを導通して論理回路への電源供給を行うとともに、パワースイッチを非導通にして論理回路への電源供給を停止したときのリーク電流を低減するリーク電流低減回路において、
    前記2つのパワースイッチは、前記論理回路と正の電源電位との間にnMOSトランジスタを接続し、前記論理回路と接地電位との間にpMOSトランジスタを接続した構成とし、
    前記論理回路の動作停止時に前記nMOSトランジスタのゲート端子を接地電位に接続して非導通とし、前記論理回路の動作時に前記nMOSトランジスタのゲート端子を正の電源電位に接続して導通させるスイッチを備え、
    前記論理回路の動作停止時に前記pMOSトランジスタのゲート端子を前記正の電源電位に設定して非導通とし、前記論理回路の動作時に前記pMOSトランジスタのゲート端子を前記接地電位以下の電位に設定して導通させる電圧変換器を備えた
    ことを特徴とするリーク電流低減回路。
  3. 論理回路と正の電源電位との間および論理回路と接地電位との間にそれぞれ接続される2つのパワースイッチを論理回路の間欠動作に合わせて制御し、パワースイッチを導通して論理回路への電源供給を行うとともに、パワースイッチを非導通にして論理回路への電源供給を停止したときのリーク電流を低減するリーク電流低減回路において、
    前記2つのパワースイッチは、前記論理回路と正の電源電位との間にnMOSトランジスタを接続し、前記論理回路と接地電位との間にpMOSトランジスタを接続した構成とし、
    前記論理回路の動作停止時に前記nMOSトランジスタのゲート端子を前記接地電位に設定して非導通とし、前記論理回路の動作時に前記nMOSトランジスタのゲート端子を前記正の電源電位以上の電位に設定して導通させる第1の電圧変換器を備え、
    前記論理回路の動作停止時に前記pMOSトランジスタのゲート端子を前記正の電源電位に設定して非導通とし、前記論理回路の動作時に前記pMOSトランジスタのゲート端子を前記接地電位以下の電位に設定して導通させる第2の電圧変換器を備えた
    ことを特徴とするリーク電流低減回路。
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