JP5227061B2

JP5227061B2 - 流量計測装置

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Publication number: JP5227061B2
Application number: JP2008100277A
Authority: JP
Inventors: 修木村; 佳充金岡; 隆博荘田
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2008-04-08
Filing date: 2008-04-08
Publication date: 2013-07-03
Anticipated expiration: 2028-04-08
Also published as: JP2009250826A

Description

本発明は、流量計測装置に関し、特にフローセンサを用いた流量計測装置に関するものである。

フローセンサを用いた流量計測装置として、例えば特開２００１−１４１５３９号公報に開示されているもの等がある。

図１１は、従来のフローセンサを用いた流量計測装置の構成ブロック図である。この流量計測装置は、ヒータ駆動回路１１、フローセンサ１３、アンプ１５ａ、アンプ１５ｂ、差動アンプ１５ｃ、第１のＡ／Ｄ変換器１７ａ、第２のＡ／Ｄ変換器１７ｂ、温度モニタ１８、演算器１９から構成されている。

フローセンサ１３は、ヒータ抵抗と、ヒータ抵抗の近傍に配置された温度測定用の測温素子としての下流側サーモパイルおよび上流側サーモパイルとを有し、ヒータ抵抗の加熱によるガス等の流体の温度変化を下流側サーモパイル及び上流側サーモパイルにより検出し、第１及び第２の温度検出信号を出力するものである。温度モニタ１８は、フローセンサ１３に白金等で構成された測温抵抗体等の温度センサを有している。演算器１９は、マイコン等からなり、関係式算出部２０及び温度補正部２１を有している。

上記構成において、フローセンサ１３のヒータ抵抗をヒータ駆動回路１１で駆動する。ヒータ駆動回路には、図１２に示す定電圧制御ヒータ駆動回路や図１３に示す定温度制御ヒータ駆動回路がある。上流側サーモパイルと下流側サーモパイルの出力電圧は、各々アンプ１５ａ、１５ｂで増幅される。差動アンプ１５ｃにより、下流側サーモパイルの出力を増幅した信号と、上流側サーモパイルの出力を増幅した信号の差分をとる。差動アンプ１５ｃの出力信号を第１のＡ／Ｄ変換器１７ａにより量子化する。フローセンサ１３の測温抵抗体によりガス温度をモニタし、温度モニタ１８の電圧信号を第２のＡ／Ｄ変換器１７ｂにより量子化する。

量子化されたサーモパイルからの信号を、マイコン等からなる演算器１９により演算して流量を算出する。算出した流量値と温度モニタ１８からのガス温度値とで、演算器１９で温度補正して、流量値を出力する。
特開２００１−１４１５３９号公報

しかしながら、上述の流量計測装置は、次のような不具合がある。
（１）サーモパイルからの流量情報は電圧値で伝達されるため、ノイズ等の影響により、流量値の誤差が大きくなる。
（２）流量情報は電圧値であるため、アンプ１５ａ、１５ｂ、差動アンプ１５ｃ、第１のＡ／Ｄ変換器１７ａ等をコストの高い高精度の部品で構成する必要がある。
（３）ヒータ駆動回路からヒータ抵抗に印加する電圧は、高精度に制御する必要があるため、ヒータ駆動回路のオペアンプ、基準電源等をコストの高い高精度の部品で構成する必要がある。
（４）アナログ回路の部品点数が多くなり、回路の実装面積が大きくなる。
（５）アナログ回路の部品点数が多くなり、コストが高くなる。
（６）ヒータ抵抗の発熱温度は、ガスの流速が速くなると、ガスにより冷却されるため下がる。そのため、ガスの流速が速くなると、下流側サーモパイルの出力も減少する。そのため、流量計測レンジが狭い。

そこで本発明は、上述した課題に鑑み、高精度、高分解能な流量計測が可能でコストの安い流量計測装置を提供することを目的としている。

上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明の流量計測装置は、被測定対象の流体の流路上に配置したヒータ（３３）と前記流路における流体の流れ方向に前記ヒータ（３３）から間隔をおいて下流側に配置された温度センサ（３５）とを有するフローセンサ（３）を移相回路として含み、前記温度センサ（３５）の出力を増幅手段（１）で反転増幅して前記ヒータ（３３）にフィードバックすることにより発振する移相発振回路（１，３）と、前記移相発振回路（１，３）より出力される発振出力の周波数を計測する周波数計測手段（５）と、前記周波数計測手段（５）で計測された前記周波数に基づいて前記流体の流量に算出する流量算出手段（５）と、を備え、前記増幅手段（１）は、前記ヒータ（３３）にフィードバックされる信号を直流シフトさせた正電位または負電位の信号とするシフト手段（Ｖｒｅｆ）を有すると共に、前記ヒータにフィードバックされる信号が前記流体の流速によらず電源電圧まで飽和するようにそのゲインが設定されることを特徴とする。

上記課題を解決するためになされた請求項２記載の発明は、請求項１記載の流量計測装置において、前記周波数計測手段（５）及び前記流量算出手段（５）は、マイクロコンピュータまたはフィールドプログラマブルゲートアレイで構成されていることを特徴とする。

なお、上述の課題を解決するための手段の説明におけるかっこ書きは、以下の発明の実施の形態の説明における構成要素および参照符号に対応しているが、これらは、特許請求の範囲の解釈を限定するものではない。

本発明によれば、次のような利点を有する。
（１）ノイズ等の影響を受けず、高精度、高分解能の流量計測を行うことができる。
（２）流量値をフローセンサの位相周波数特性を利用して検出しているため、流量検出範囲の広帯域化が可能である。
（３）流量値をパルス周波数で検出しているため、従来のような高性能なアンプ、Ａ／Ｄ変換器等を必要としない。流量計測装置は、非常に単純で安価な部品で構成されているアナログ回路（増幅手段としての発振制御回路）と、フローセンサと、周波数計測手段及び流量算出手段としてのマイコンとで構成されている。そのため、部品コストを大きく下げることができる。
（４）流量計測装置は、単純なアナログ回路（発振制御回路）と、フローセンサと、マイコンで構成されている。そのため部品点数が少なく、装置の小型化が可能である。
（５）アナログ回路（発振制御回路）とマイコン間の情報伝達は、パルス周波数である。そのため、フローセンサ近傍に小型なアナログ回路（発振制御回路）を配置し、離れた場所にマイコンを配置しても計測精度に影響を与えない。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

図１及び図２は、本発明の流量計測装置で用いられるフローセンサの概略構成を示す説明図及び断面図である。フローセンサ３は、例えば特開平９−２５７８２１号公報において図１を参照して説明されているような構成を有する。フローセンサ３は、図２に示すように、絶縁性膜３２を上面に積層したＳｉ（シリコン）基板３１の中央部を異方性エッチングにより除去することで、絶縁性膜３２の中央部にダイヤフラム領域３２ａを形成し、このダイヤフラム領域３２ａ上にマイクロマシニング加工によって、マイクロヒータ３３と、温度センサとして働くサーモパイル３５とを形成して構成されたものである。図１に示すように、フローセンサ３は、ガスの流路Ｓ中に、マイクロヒータ３３が流体の流れ方向における上流側に、サーモパイル３５が下流側に位置するように配置されている。

このフローセンサ３では、マイクロヒータ３３を駆動信号により通電駆動することでマイクロヒータ３３が熱を放出し、マイクロヒータ３３から伝達された熱の温度に応じた起電力がサーモパイル３５に発生し、この起電力がサーモパイル３５から、流路Ｓを流れるガスの流量に応じた流速信号として出力されるように構成されている。

また、このフローセンサ３は、ダイヤフラム領域３２ａの熱容量がそれ以外の絶縁被膜３２部分の熱容量に比べて非常に小さくなっていて、これにより、マイクロヒータ３３が発する熱が流路Ｓを流れるガス以外の媒体を介してサーモパイル３５に伝達されないようになっており、その一方で、ダイヤフラム領域３２ａを除く絶縁被膜３２部分がダイヤフラム領域３２ａに比べて遙かに熱を伝達しやすいＳｉ（シリコン）基板３１によって、周囲の環境と同程度の温度となるように構成されていることから、ダイヤフラム領域３２ａ内の熱分布は周囲から熱的に絶縁されるようになっている。

次に、図３は、上述の構成を有するフローセンサ３のマイクロヒータ３３に、直流オフセット電圧に乗った正弦波駆動信号（すなわち、正弦波信号を直流シフトさせた正電位または負電位の極性を有する正弦波信号）を周波数スイープさせて印加した時の、サーモパイル３５の出力電圧の位相周波数特性を示す図である。曲線Ａ〜Ｅは、それぞれ、流量ゼロ、５０Ｌ（リットル）／ｍｉｎ（分）、１００Ｌ／ｍｉｎ、１５０Ｌ／ｍｉｎ、２００Ｌ／ｍｉｎの場合の位相周波数特性を示す。図３から、位相が−１８０度ずれる時の周波数は、流量の変化によって異なる値になることが確認できる。

フローセンサ３の熱的等価回路は、図４に示すように、抵抗Ｒ１〜Ｒ４とコンデンサＣ１〜Ｃ４の積分回路で構成される多段回路でモデル化できる。

移相発振回路は、図５に示すように、入力信号に対し、３６０度位相をずらし、ゲイン１以上でフィードバックをかけると発振現象を起こすことを利用した発振回路である。そこで、図６に示すように、熱的等価回路が図４に示すＲＣ多段回路となるフローセンサ３を移相回路として用いて、フローセンサ３のサーモパイル３５の出力に対して、１８０度位相をずらし、全体のゲインを１以上にして、マイクロヒータ３３にフィードバックをかけると、移相発振を起こす。

図６に示す発振回路は、フローセンサ３を含む移相発振回路であり、その発周波数ｆ０は、下記式（１）で表される。
ｆ０＝√６／２πＣＲ・・・（１）

フローセンサ３を移相回路として含む移相発振回路の発振周波数ｆ０は、流量が大きくなると高くなる。すなわち、流量が大きくなると、フローセンサ３の熱的等価回路のＣＲの値が小さくなる。各コンデンサの値を下記式（２）に示すように、
Ｃ１＝Ｃ２×５＝Ｃ３×５²＝Ｃ４×５³・・・（２）
として固定し、各抵抗の値に下記式（３）の関係を持たせた場合、
Ｒ１×３³＝Ｒ２×３²＝Ｒ３×３＝Ｒ４・・・（３）
流速に対する抵抗Ｒ１の値は、図７のグラフに示すように、流速（流量）が増加すると、小さくなる。したがって、流量が大きくなると、発振周波数ｆ０は高くなる。この時の発振周波数は、図３の位相周波数特性図において縦軸の位相が−１８０度になる線と、各流量の位相周波数特性曲線とが交わる点の横軸の周波数となる。

本発明は、上述のように、フローセンサ３を含む移相発振回路の発振周波数は、流量に応じて変化することから、フローセンサ３を含む移相発振回路を構成し、その発振周波数を計測して流量値を算出するものである。

図８は、本発明の流量計測装置の構成例を示す図である。図８において、フローセンサ３と、発振制御回路１（請求項における増幅手段に相当）とで移相発振回路を構成する。発振制御回路１は、オペアンプＯＰ１及びＯＰ２と、抵抗Ｒ３１〜Ｒ４０と、コンデンサＣ３１及びＣ３２と、可変抵抗ＶＲと、電圧リファレンスＩＣＶＲｅｆとから構成されている。

オペアンプ１は、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４と共に逆相アンプを構成し、オペアンプＯＰ２は、抵抗Ｒ３５〜Ｒ３９と共に正相アンプを構成している。フローセンサ３のサーモパイル３５（請求項における温度センサに相当）の出力はカップリングコンデンサＣ３１を介して逆相アンプに入力され、逆相アンプの出力はカップリングコンデンサＣ３２を介して正相アンプに入力されている。正相アンプの出力は、フローセンサ３のマイクロヒータ３３（請求項におけるヒータに相当）に入力されている。可変抵抗ＶＲは、直流電源Ｖｃｃと接地間に接続され、その摺動子は抵抗Ｒ３３の一端に接続されている。電圧リファレンスＩＣＶＲｅｆは、一端が抵抗Ｒ４０を介して直流電源Ｖｃｃに接続されると共に抵抗Ｒ３６の一端に接続され、他端が接地されている。

このような構成において、フローセンサ３のサーモパイル３５の出力をカップリングコンデンサＣ３１を通すことによりＡＣ電圧に変換して、オペアンプＯＰ１で増幅する。オペアンプＯＰ１の出力は、可変抵抗ＶＲで決定される直流オフセット電圧に乗った正電位のＡＣ信号電圧となる。オペアンプＯＰ１から出力された、直流オフセット付きの正電位のＡＣ信号電圧を、カップリングコンデンサＣ３２で再度直流オフセットをカットしたＡＣ電圧に変換した後、オペアンプＯＰ２で増幅する。オペアンプＯＰ２の出力は、電圧リファレンスＩＣＶＲｅｆで正確な直流オフセット電圧をバイアスして直流シフトし、直流オフセット電圧に乗った正電位のＡＣ信号電圧を、フローセンサ３のマイクロヒータ３３にフィードバックして駆動信号として印加する。マイクロヒータ３３にフィードバックされる信号の直流オフセット成分の精度は、発振周波数の精度に影響を与える。

発振時、サーモパイル３５からの出力の振幅は、流量に応じて変動する。そのため、マイクロヒータ３３にフィードバックする信号が、流量によらず電源電圧まで飽和するように、オペアンプＯＰ２のゲインを設定する。なお、マイクロヒータ３３にフィードバックする信号の振幅、波形形状は、流量に対応する発振周波数に影響しない。

マイクロヒータ３３にフィードバックする方形波をマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）５に内蔵のカウンタ５ａに入力して、一定期間内のパルス数をカウントすることにより、発振周波数を計測する。得られた発振周波数を、マイコン５内のメモリ（記憶手段）に予め記憶されている発振周波数対流量値換算テーブルを参照して流量値に換算して出力する。マイコン５は、請求項における周波数計測手段及び流量算出手段に相当する。

図９は、実際に流量を流し、移相発振回路の発振周波数を実測した流量対発振周波数特性を示すグラフであるが、１００Ｌ／ｍｉｎ以下の流量計測を行うことができることを確認した。

図１０は、同じく実際に流量を流し、移相発振回路の発振周波数を実測した流量対発振周波数特性を示すグラフであるが、０．１Ｌ／ｍｉｎ以上の分解能で流量計測を行うことができることを確認した。

このように、本発明の流量計測装置によれば、フローセンサを含む移相発振回路を構成し、その発振周波数を流量に換算するようにしたので、次のような利点を有する。
（１）ノイズ等の影響を受けず、高精度、高分解能の流量計測を行うことができる。
（２）流量値をフローセンサ３の位相周波数特性を利用して検出しているため、流量検出範囲の広帯域化が可能である。
（３）流量値をパルス周波数で検出しているため、従来のような高性能なアンプ、Ａ／Ｄ変換器等を必要としない。流量計測装置は、非常に単純で安価な部品で構成されているアナログ回路（発振制御回路１）と、フローセンサ３と、マイコン５で構成されている。そのため、部品コストを大きく下げることができる。
（４）流量計測装置は、単純なアナログ回路（発振制御回路１）と、フローセンサ３と、マイコン５で構成されている。そのため部品点数が少なく、装置の小型化が可能である。（５）アナログ回路（発振制御回路１）とマイコン５間の情報伝達は、パルス周波数である。そのため、フローセンサ３近傍に小型なアナログ回路（発振制御回路１）を配置し、離れた場所にマイコン５を配置しても計測精度に影響を与えない。

以上の通り、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれに限らず、種々の変形、応用が可能である。

たとえば、上述の実施の形態では、発振制御回路１からマイクロヒータ３３に供給される駆動信号は、直流オフセット電圧に乗った正電位のみのＡＣ信号電圧としているが、これに代えて、駆動信号が、直流オフセット電圧に乗った負電位のみのＡＣ信号電圧となるように構成しても良い。

また、上述の実施の形態では、周波数計測手段及び流量算出手段をマイコン５で構成しているが、マイコンに代えてＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）を用いても良い。また、発振制御回路１は、ＡＳＩＣ化しても良い。発振制御回路１は、回路構成が単純で、高精度な部品を必要としないため、ＡＳＩＣ化に適している。

本発明の流量計測装置で用いられるフローセンサの概略構成を示す説明図である。フローセンサの断面図である。フローセンサにおけるサーモパイルの出力電圧の位相周波数特性を示す図である。フローセンサの熱的等価回路を示す図である。移相発振回路の原理図である。フローセンサを含む移相発振回路を示す図である。流速対フローセンサの抵抗特性を示すグラフである。本発明の流量計測装置の構成例を示す図である。流量対発振周波数特性を示すグラフである。流量対発振周波数特性を示すグラフである。従来のフローセンサを用いた流量計測装置の構成ブロック図である。定電圧制御ヒータ駆動回路を示す回路図である。定温度制御ヒータ駆動回路を示す回路図である。

符号の説明

１発振制御回路（増幅手段）
３フローセンサ
３３マイクロヒータ（ヒータ）
３５サーモパイル（温度センサ）
５マイコン（周波数計測手段、流量算出手段）
ＶＲｅｆ電圧リファレンスＩＣ（シフト手段）

Claims

被測定対象の流体の流路上に配置したヒータと前記流路における流体の流れ方向に前記ヒータから間隔をおいて下流側に配置された温度センサとを有するフローセンサを移相回路として含み、前記温度センサの出力を増幅手段で反転増幅して前記ヒータにフィードバックすることにより発振する移相発振回路と、
前記移相発振回路より出力される発振出力の周波数を計測する周波数計測手段と、
前記周波数計測手段で計測された前記周波数に基づいて前記流体の流量に算出する流量算出手段と、を備え、
前記増幅手段は、前記ヒータにフィードバックされる信号を直流シフトさせた正電位または負電位の信号とするシフト手段を有すると共に、前記ヒータにフィードバックされる信号が前記流体の流速によらず電源電圧まで飽和するようにそのゲインが設定されることを特徴とする流量計測装置。
請求項１記載の流量計測装置において、
前記周波数計測手段及び前記流量算出手段は、マイクロコンピュータまたはフィールドプログラマブルゲートアレイで構成されていることを特徴とする流量計測装置。