JP5161737B2 - 煙感知器 - Google Patents

Description

本発明は、火災時に発生する煙を感知し発報する煙感知器に関するものである。

従来から、この種の煙感知器Ａとして、図１２に示すようにハウジング２０内に検知空間を有し、この検知空間に向けて間欠的に光を出力するＬＥＤ（発光部）７と、ＬＥＤ７からの直接光が入射しない位置に配置され受光した光を電流に変換するフォトダイオード（受光部）ＰＤとを備えたものが知られている（たとえば特許文献１参照）。この煙感知器Ａでは、検知空間内に煙が流入すると、ＬＥＤ７からの光が検知空間内の煙で拡散反射されることによりフォトダイオードＰＤでのＬＥＤ７からの光の受光量が増加し、フォトダイオードＰＤから出力される電流量が増加する。

ＬＥＤ７およびフォトダイオードＰＤは、ＬＥＤ７の前方に配置された投光レンズ２１およびフォトダイオードＰＤの前方に配置された受光レンズ２２と共に光学ブロック２３を構成する。ハウジング２０は、下面に開口部が形成され当該開口部に向けてＬＥＤ７からの光が出射されるように光学ブロック２３を収納したボディ２４と、上面開口の有底円筒状であってボディ２４の開口部を覆うようにボディ２４に結合されるカバー２５とを備えている。カバー２５の周壁には煙を取り込むための開口窓が形成されており、カバー２５内に前記検知空間が形成される。ここでカバー２５内には、検知空間への虫の侵入を防止する防虫網２６、および検知空間への外乱光の入射を防止するラビリンス２７が検知空間を包囲するように配置される。ラビリンス２７は、蛍光灯や白熱灯などからの様々な外乱光の入射を防止するために入り組んだ光路を持つ複雑な構造を採用している。

この種の煙感知器Ａにおいては、図１３に示すように、ハウジング２０内に収納された検知回路１に、フォトダイオードＰＤからの入力電流を電圧に変換して出力する電流電圧変換回路（ＩＶ変換回路）４が設けられている。さらに、電流電圧変換回路４の出力電圧を増幅回路６’とフィルタ回路５’とを通して出力信号とし、当該出力信号を発報判定回路１０’に入力して、当該出力信号の瞬時値が所定の火災判定レベルに達すると発報回路（ブザー等）２８で発報するように構成されている。なお、検知回路１には、ＬＥＤ７を周期的にパルス発光させるＬＥＤ駆動回路２９と各回路に電源供給する電源回路３０と、他の発報手段等を連動させる連動回路３１とが設けられている。

しかして、図１４（ａ）に示すように煙感知器Ａを間欠駆動させ、図１４（ｂ）のようにＬＥＤ７からパルス状の光が出力される場合において、検知空間に煙が流入してフォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からの光を受光すると、図１４（ｃ）に実線で示すように出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値が、基準となる動作点から大きく変動し図中の火災判定レベルに達することとなる。一方、検知空間に煙がなければ、図１４（ｃ）に破線で示すように出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値が火災判定レベルに達することはない。

ところで、蛍光灯や白熱灯などからの外乱光は、通常、ＬＥＤ７からのパルス状の光に比べて時間経過に伴う変動量が小さいため、この種の外乱光がフォトダイオードＰＤに入射すると、フォトダイオードＰＤからは時間的変動の小さい電流（以下、「外乱光成分」という）が出力され、出力信号Ｖｏｕｔの動作点が変動することがある。そして、外乱光成分の影響で出力信号Ｖｏｕｔの動作点自体が変動すると、フォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からの光を受光しているにもかかわらず出力信号Ｖｏｕｔが火災判定レベルに達することなく失報となったり、フォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からの光を受光していないにもかかわらず出力信号Ｖｏｕｔが火災判定レベルに達して非火災報となったりする可能性がある。

ただし、上記煙感知器Ａでは、ラビリンス２７によって検知空間に蛍光灯や白熱灯などからの様々な外乱光が入射することを防止しているので、外乱光の影響による出力信号Ｖｏｕｔの動作点の変動が抑制されることとなり、上述したような失報や非火災報は生じにくい。
特許第２７８３９４５号公報（第１−２頁）

上述した煙感知器Ａにおいては、検知空間への外乱光の入射を防止するためのラビリンス２７の構造が複雑であり、ラビリンス２７の製造にかかるコストが煙感知器Ａ全体の低コスト化の妨げとなっているので、ラビリンス２７の構造を極力簡素化、あるいはラビリンス２７自体を省略することで、煙感知器Ａの低コスト化を図ることが要望されている。しかしながら、ラビリンス２７を簡素化あるいは省略すると、フォトダイオードＰＤでの外乱光の受光量が増大し、入力電流Ｉｉｎに含まれる外乱光成分が大きくなって出力信号Ｖｏｕｔの動作点が変動するため、失報や非火災報を生じやすくなるという問題がある。

本発明は上記事由に鑑みて為されたものであって、ラビリンスを簡素化あるいは省略しながらも、失報や非火災報が生じにくい煙感知器を提供することを目的とする。

請求項１の発明では、検知空間に向けてパルス状の光を間欠的に出力する発光部と、発光部からの直接光は入射せず検知空間内に流入した煙により拡散反射された発光部からの光が入射する位置に配置され、光を受光して電流に変換する受光部と、受光部から入力される入力電流を電圧信号からなる出力信号に変換するセンサ出力処理部と、前記出力信号に基づいて検知空間内の煙の有無を判定する演算処理部とを備え、センサ出力処理部は、入力電流が変動すると当該変動量に応じて出力信号の瞬時値を過渡的に変化させ、演算処理部は、入力電流に対する出力信号の過渡応答期間に設定されている第１および第２のサンプリングタイミングで、前記出力信号の瞬時値をそれぞれ計測値として検出する検出手段と、検出手段で検出された両計測値間の差分値を所定のしきい値と比較することにより検知空間内の煙の有無を判定する判定手段とを有し、第１および第２のサンプリングタイミングは両計測値間に差を生じるように設定されていることを特徴とする。

この構成によれば、演算処理部は、入力電流に対する出力信号の過渡応答期間に設定されている第１および第２のサンプリングタイミングで出力信号の瞬時値をそれぞれ計測値として検出し、両計測値間の差分値を所定のしきい値と比較することにより検知空間内の煙の有無を判定するので、たとえ入力電流に含まれる外乱光成分が大きくなって出力信号の動作点が変動することがあっても、当該外乱光成分が前記差分値に影響することは殆どなく、したがって、外乱光成分の影響を受けずに検知空間内の煙の有無を判定することができる。その結果、ラビリンスを簡素化あるいは省略しながらも、失報や非火災報を生じにくいという利点がある。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記センサ出力処理部が、前記発光部からの光のパルス幅に応じて決定された周波数帯域に利得のピークを生じさせるバンドパス手段を有し、前記出力信号を前記受光部が発光部からの光を受光していない状態での瞬時値である動作点から正負両側に振れる信号として出力し、前記検出手段が、前記動作点の両側で前記計測値をそれぞれ検出することを特徴とする。

この構成によれば、検出手段は、出力信号の動作点の両側でそれぞれ計測値を検出するので、動作点の片側で両計測値を検出する場合に比べて両計測値間の差分値を大きくとることができ、ＳＮ比が向上するという利点がある。

請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記バンドパス手段が、前記入力電流を積分する積分回路と、当該積分回路の出力を微分する微分回路とを有することを特徴とする。

この構成によれば、積分回路と微分回路とを用いた比較的簡単な構成で、出力信号を動作点から正負両側に振れる信号とすることができる。

請求項４の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記発光部からの光のパルス幅と、前記第１および第２のサンプリングタイミングとが、同一のクロックに基づいて決定されることを特徴とする。

この構成によれば、発光部の駆動回路の温度特性などにより発光部からの光のパルス幅がばらつくことがあっても、当該パルス幅のばらつきに伴って第１および第２のサンプリングタイミングも変化することになるので、発光部からの光のパルス幅のばらつきに起因した計測値のばらつきを抑制することができる。

請求項５の発明は、請求項２ないし請求項４のいずれかの発明において、前記第１および第２のサンプリングタイミングが、前記出力信号の瞬時値のピークの手前にそれぞれ設定されることを特徴とする。

この構成によれば、センサ出力処理部の温度特性などによりセンサ出力処理部の利得がばらつくことがあっても、出力信号の瞬時値のピークでそれぞれ計測値を検出する場合に比べると、前記利得ばらつきに起因した計測値のばらつきを小さく抑えることができる。

請求項６の発明は、請求項１ないし請求項５のいずれかの発明において、前記演算処理部が、前記発光部が光を出力する前の予備期間に前記出力信号の瞬時値を予備値として読み出し、当該予備値が予め決められている正常範囲内になければ前記判定手段による判定を行わないことを特徴とする。

この構成によれば、外乱光成分の影響で出力信号の動作点自体が変動して正常範囲を外れているような状態では判定手段による判定を行わないので、外乱光成分の影響で出力信号が飽和し発光部からの光を受光部が受光することに起因した出力信号の変動量を正確に検出できないことによる失報を防止できる。

請求項７の発明は、請求項１ないし請求項６のいずれかの発明において、前記センサ出力処理部が間欠的に駆動され、前記発光部がセンサ出力処理部の駆動中に光を出力することを特徴とする。

この構成によれば、センサ出力処理部を常時駆動する場合に比べて、平均消費電力を低く抑えることができる。なお、センサ出力処理部の起動時に出力信号の瞬時値が変動することがあっても、請求項１の構成により、センサ出力処理部の起動時における出力信号の変動の影響を受けずに検知空間内の煙の有無を判定することができる。

請求項８の発明は、請求項１ないし請求項７のいずれかの発明において、前記検出手段が、前記瞬時値を量子化してデジタル値からなる前記計測値を得るＡＤ変換器からなることを特徴とする。

この構成によれば、検出手段がＡＤ変換器からなるので、演算処理部の回路構成を比較的簡単にすることができる。

本発明は、演算処理部が、入力電流に対する出力信号の過渡応答期間に設定されている第１および第２のサンプリングタイミングで出力信号の瞬時値をそれぞれ計測値として検出し、両計測値間の差分値を所定のしきい値と比較することにより検知空間内の煙の有無を判定するので、ラビリンスを簡素化あるいは省略しながらも、失報や非火災報が生じにくいという利点がある。

（実施形態１）
本実施形態の煙感知器Ａは、図１２に示した従来構成と同様にハウジング２０内に検知空間を有し、この検知空間に向けて間欠的にパルス状の光を出力する発光部と、発光部からの直接光が入射しない位置に配置され受光した光を電流に変換する受光部と、受光部からの入力電流に基づいて検知空間内の煙を検知する検知回路１とを備えている。この煙感知器Ａでは、検知空間内に煙が流入すると、発光部からの光が検知空間内の煙で拡散反射されることにより受光部での発光部からの光の受光量が増加し、受光部から出力される電流量が増加する。ここで例示する煙感知器Ａは電池を電源としており、平均消費電力を抑えて電池の長寿命化を図るために間欠駆動する。

本実施形態の検知回路１は、図１に示すように、受光部から入力される入力電流Ｉｉｎを当該入力電流Ｉｉｎの変動に応じて電圧値が変動する出力信号Ｖｏｕｔに変換して出力するセンサ出力処理部２と、センサ出力処理部２の後段に設けられ前記出力信号Ｖｏｕｔに基づいて検知空間内の煙の有無を判定する演算処理部３とを備えている。

センサ出力処理部２は、図１に示すように、入力端子Ｔｉｎから入力される入力電流Ｉｉｎを当該入力電流Ｉｉｎの変動に応じて電圧値が変動する出力電圧に変換して出力する電流電圧変換回路４と、電流電圧変換回路４の出力に接続されたハイパスフィルタ５と、ハイパスフィルタ５を通過した前記出力電圧を増幅する電圧増幅回路６とを有する。

電流電圧変換回路４は、入力端子Ｔｉｎとなる演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子と出力端子との間に変換抵抗Ｒ１が接続され、演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子に基準電圧Ｖｓ１が印加された構成を有する。電流電圧変換回路４の入力端子Ｔｉｎには、受光部としてのフォトダイオードＰＤ（図１２参照）が接続されており、フォトダイオードＰＤから入力電流Ｉｉｎが入力される。

ここに、本実施形態の電流電圧変換回路４は、変換抵抗Ｒ１に並列接続されたコンデンサＣ１を有しローパスフィルタとしても機能しており、所定のカットオフ周波数ｆｃ０以下の入力電流Ｉｉｎを通すように変換抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との回路定数が設定される。このカットオフ周波数ｆｃ０は、変換抵抗Ｒ１の抵抗値ｒ１とコンデンサＣ１の定数ｃ１とを用いてｆｃ０＝１／（２π×ｒ１×ｃ１）で表され、少なくともフォトダイオードＰＤが発光部としてのＬＥＤ７（図１２参照）からの光を受光したときに生じるパルス状の入力電流Ｉｉｎを通すように設定される。

また、電流電圧変換回路４は上記構成により積分回路としても機能するため、その出力電圧は、入力電流Ｉｉｎが変動すると所定の時間遅れをもって変動するように入力電流Ｉｉｎの変化時点から時間経過に伴って電圧値を変化させることとなる。

ハイパスフィルタ５は、演算増幅器ＯＰ１の出力端子に接続されたコンデンサＣ２と抵抗Ｒ２との直列回路からなり、当該直列回路における演算増幅器ＯＰ１との反対側の端部（抵抗Ｒ２の一端部）には基準電圧Ｖｓ２が印加されている。ハイパスフィルタ５の出力は、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２との接続点から出力される。ハイパスフィルタ５のカットオフ周波数ｆｃ１は、変換抵抗Ｒ２の抵抗値ｒ２とコンデンサＣ２の定数ｃ２とを用いてｆｃ１＝１／（２π×ｒ２×ｃ２）で表され、少なくともフォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からの光を受光したときに生じるパルス状の出力電圧を通すように設定される。

電圧増幅回路６は、ハイパスフィルタ５の出力端（コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２との接続点）に演算増幅器ＯＰ２の非反転入力端子を接続し、この演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子に抵抗Ｒ３を介して基準電圧Ｖｓ２を加えるとともに、反転入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ３の並列回路を接続して構成される。電圧増幅回路６で増幅された電圧は、出力信号Ｖｏｕｔとして後段の演算処理部３に出力される。

センサ出力処理部２は、上記構成により、フォトダイオードＰＤからの入力電流Ｉｉｎがゼロの状態での出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値を動作点として、入力電流Ｉｉｎの変動に応じて動作点を基準に出力信号Ｖｏｕｔを変動させることとなる。このとき、出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値は、入力電流Ｉｉｎの変動量に応じて過渡的に変動する。

演算処理部３は、センサ出力処理部２から入力される出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値を保持するサンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ回路）８と、センサ出力処理部２から入力される出力信号Ｖｏｕｔをデジタル値に変換する検出手段としてのＡＤ変換器９と、ＡＤ変換器９の出力（デジタル値）に基づいて検知空間内の煙の有無を判定する判定手段としての判定回路１０とを有する。

ＡＤ変換器９は、出力信号Ｖｏｕｔをサンプリング（標本化）し、量子化することによって、サンプリングタイミングにおける出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値をデジタル値として検出する。ここで、サンプリングはＬＥＤ７が１回発光するごとに２回ずつ行われ、これによりフォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からの光を受光することに起因した出力信号Ｖｏｕｔの変動成分を取り出すことが可能になる。

すなわち、ＡＤ変換器９では、ＬＥＤ７が発光した直後に設定されている第１のサンプリングタイミングで１回目のサンプリングを行い、この時点での出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値を第１の計測値として量子化する。そして、第１のサンプリングタイミングから所定時間後に設定されている第２のサンプリングタイミングにおいて、サンプルホールド回路８で出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値を保持し、この状態で２回目のサンプリングを行い、第２のサンプリングタイミングの時点での出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値を第２の計測値として量子化する。

ここにおいて、ＬＥＤ７からのパルス状の光をフォトダイオードＰＤが受光すると出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値が所定の時間遅れをもって変化するので、第１および第２のサンプリングタイミングは、少なくとも当該瞬時値の変化が第１の計測値と第２の計測値との間に反映されるように、入力電流Ｉｉｎに対する出力信号Ｖｏｕｔの過渡応答期間に設定される。

しかして、図２（ａ）に示すようにＬＥＤ７をパルス発光させた場合に、検知空間内に所定量を超える煙が流入していると、出力信号Ｖｏｕｔは図２（ｂ）に示すように第１のサンプリングタイミングから第２のサンプリングタイミングにかけて比較的大きく変動するため、ＡＤ変換部９で得られる第１の計測値ＡＤ１と第２の計測値ＡＤ２との間には比較的大きな差が生じることとなる。一方、検知空間内に所定量を超える煙が流入していなければ、出力信号Ｖｏｕｔは図２（ｃ）に示すように第１のサンプリングタイミングから第２のサンプリングタイミングにかけて大きく変動することはなく、ＡＤ変換部９で得られる第１の計測値ＡＤ１と第２の計測値ＡＤ２との間に図２（ｂ）のときほど大きな差は生じない。

判定回路１０は、ＡＤ変換器９で得られた第１および第２の計測値をそれぞれ記憶する記憶部（図示せず）と、記憶部に記憶された第１の計測値と第２の計測値との差分を求め、当該差分値を所定のしきい値（以下、火災判定レベルという）と比較することにより検知空間内の煙の有無を判定する演算部（図示せず）とを具備している。演算部では、上述した図２（ｂ）のように第１および第２の計測値ＡＤ１，ＡＤ２間の差分が火災判定レベル以上の場合に煙有り（火災と判断できる煙濃度に達している）と判定し、図２（ｃ）のように第１および第２の計測値ＡＤ１，ＡＤ２間の差分が火災判定レベルより小さい場合には煙なし（火災と判断できる煙濃度に達していない）と判定する。

判定回路１０での判定結果は発報回路２８（図１３参照）に送られ、火災発生時（つまり、煙有りとの判定時）には適宜の方法で報知される。なお、煙感知器Ａは上記判定結果を住宅情報盤などの外部装置に送るように構成されていてもよい。

以上説明した構成によれば、第１のサンプリングタイミングにおける出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値と第２のサンプリングタイミングにおける出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値との差分に基づいて煙の有無の判定がなされることとなり、たとえ検知空間に蛍光灯や白熱灯などからの様々な外乱光が入射し、外乱光の影響により出力信号Ｖｏｕｔの動作点が変動することがあっても、失報や非火災報を生じにくいという利点がある。すなわち、本実施形態ではＬＥＤ７がパルス発光した際の出力信号Ｖｏｕｔの変化量に基づいて煙の有無の判定がなされるので、フォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からの光を受光しているにもかかわらず火災発生と判断されずに失報となったり、フォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からの光を受光していないにもかかわらず火災発生と判断されて非火災報となったりすることを回避できる。

たとえば、銅鉄形安定器を用いて商用電源（６０Ｈｚの交流電源とする）で点灯する蛍光灯からの光が検知空間に入射した場合、図３に示すように、出力信号Ｖｏｕｔが前記蛍光灯の光の点滅の影響を受けて１２０Ｈｚの周波数で正弦波状に変動する。このとき、出力信号Ｖｏｕｔの変動周期は８．３３ｍｓとなるので、出力信号Ｖｏｕｔの振幅をピークトゥーピーク（peak to peak）で「２」と仮定すれば、１２０μｓの間に前記蛍光灯の影響で生じ得る出力信号Ｖｏｕｔの最大変動量は、３６０°×（１２０μｓ／８．３ｍｓ）＝５．１８４°、ｓｉｎ（５．１８４°）＝０．０９０３５より、「０．０９０３５」と求まる。この値（０．０９０３５）は元々の振幅（２）の約４．５％である（０．０９０３５／２＝０．０４５１７５）から、１２０μｓの間隔で第１および第２のサンプリングタイミングを設定すれば、前記蛍光灯の影響で生じる出力信号Ｖｏｕｔの変動量を４．５％程度にまで減衰（−２６．９ｄＢ）することができる。

そのため、ラビリンスの構造を極力簡素化、あるいはラビリンス自体を省略して、煙感知器Ａの低コスト化を図った場合に、フォトダイオードＰＤでの外乱光の受光量が増大し、入力電流Ｉｉｎに含まれる外乱光成分が大きくなって出力信号Ｖｏｕｔの動作点が変動したとしても、失報や非火災報を生じにくくなる。

また、本実施形態では検知回路１を間欠駆動することを想定しているため、図４に示すように、センサ出力処理部２の起動直後において出力信号Ｖｏｕｔが比較的大きく変動することがあるが、上述のようにＬＥＤ７がパルス発光した際の出力信号Ｖｏｕｔの変化量に基づいて煙の有無を判定することで、センサ出力処理部２の起動直後における出力信号Ｖｏｕｔの変動の影響で失報や非火災報を生じることも回避可能となる。

ところで、図５に示すように、外乱光の影響で入力電流Ｉｉｎに含まれる外乱光成分がある大きさ以上になると、出力信号Ｖｏｕｔが飽和する可能性がある。特に、本実施形態のように電池を煙感知器の電源とする場合、演算増幅器の電源電圧が低く演算増幅器のダイナミックレンジが比較的狭いため、出力信号Ｖｏｕｔが比較的飽和しやすくなる。入力電流Ｉｉｎが増加した場合に出力信号Ｖｏｕｔが途中で飽和してしまうと、入力電流Ｉｉｎの変動を出力信号Ｖｏｕｔが追従できなくなるため、フォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からの光を受光してパルス状の入力電流Ｉｉｎが生じても、出力信号Ｖｏｕｔの変化量が火災判定レベルに達することなく失報となる可能性がある（図５（ｂ）では飽和しなかった場合の出力信号Ｖｏｕｔを２点鎖線で示す）。

そこで、本実施形態では、図５（ｂ）に示すようにＬＥＤ７が発光する前の予備期間に出力信号Ｖｏｕｔの瞬時値を予備値ＡＤ０として読み出し、当該予備値ＡＤ０が予め定められている正常範囲内になければ判定回路１０による判定を行わないようにする予備判定手段（図示せず）を演算処理部３に備えている。すなわち、予備判定手段は、ＬＥＤ７のパルス発光を受けて出力信号Ｖｏｕｔが変動する前に、外乱光の影響による出力信号Ｖｏｕｔの動作点からの変化量を予備値ＡＤ０として検出し、当該変化量が正常範囲を超えていれば、出力信号Ｖｏｕｔが飽和する可能性があると判断して、判定回路１０に煙の有無の判定を行わせないようにする。これにより、外乱光の影響で出力信号Ｖｏｕｔが飽和しＬＥＤ７のパルス発光に起因した出力信号Ｖｏｕｔの変動量を正確に検出できないことによる失報をなくすことができる。

（実施形態２）
本実施形態の煙感知器Ａは、図６に示すように、電流電圧変換回路４の出力する出力電圧のうち所定の第１カットオフ周波数ｆｃ１以下の低周波成分の大きさに応じた電圧を出力する第１の帰還回路１１と、第１の帰還回路１１の出力と電流電圧変換回路４の入力端子Ｔｉｎとの間に挿入された分流用抵抗Ｒ５とをセンサ出力処理部２に備えている。さらに、本実施形態では、電流電圧変換回路４の出力電圧のうち所定の第２カットオフ周波数ｆｃ２以下の低周波成分の大きさに応じた電圧を出力する第２の帰還回路１２と、第２の帰還回路１２の出力の大きさに応じた電流を入力電流Ｉｉｎから引き抜く分流用トランジスタＱ１とがセンサ出力処理部２に設けられている。

第１の帰還回路１１は、電流電圧変換回路４の出力電圧を反転増幅する反転増幅回路１３と、反転増幅回路１３で反転増幅された出力電圧を積分し出力電圧の積分値成分に相当する積分電圧を出力する第１の積分回路１４とを有する。

第１の積分回路１４は、反転増幅回路１３の出力に抵抗Ｒ６を介して演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子を接続し、この演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子と出力端子との間にコンデンサＣ４を接続して構成され、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ４とで決まる時定数を有するローパスフィルタとして機能する。この積分回路１４は、少なくともフォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からの光を受光したときに生じる入力電流Ｉｉｎに対応する出力電圧を遮る第１カットオフ周波数ｆｃ１を有するように時定数が設定される。

反転増幅回路１３は、積分回路１４の出力を電流電圧変換回路４の出力電圧に対して同相とするためのものであって、電流電圧変換回路４の出力端子に抵抗Ｒ７を介して演算増幅器ＯＰ４の反転入力端子を接続し、この演算増幅器ＯＰ４の反転入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒ８を接続して構成される。なお、両演算増幅器ＯＰ３，ＯＰ４の非反転入力端子は回路グランドに対して基準電圧Ｖｓ１と同電位にされている。

しかして、フォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からのパルス光を受光したときに生じるパルス成分と外乱光成分とが入力電流Ｉｉｎに含まれている場合に、第１の積分回路１４から出力される積分電圧は前記外乱光成分に相当する電圧となる。このとき、入力電流Ｉｉｎは電流電圧変換回路４にて一旦位相が反転され、さらに反転増幅回路１３および積分回路１４でもそれぞれ１回ずつ位相が反転されるため、積分回路１４の出力には入力電流Ｉｉｎと逆位相の積分電圧が現れる。ここで、電流電圧変換回路４の入力端子Ｔｉｎは回路グランドに対して基準電圧Ｖｓ１と同電位になっているので、分流用抵抗Ｒ５の両端間には、基準電圧Ｖｓから積分電圧を減算した電位差が生じることになる。すなわち、積分電圧の大きさに応じた電流を分流用抵抗Ｒ５に流すことにより入力電流Ｉｉｎから引き抜くことができるので、入力電流Ｉｉｎに外乱光成分が含まれている場合には、この外乱光成分が入力電流Ｉｉｎから減算されることによって出力電圧から取り除かれる。

ところで、本実施形態の検知回路１においては、第２の帰還回路１２は、電流電圧変換回路４の出力電圧を積分する第２の積分回路１５と、第２の積分回路１５の出力をサンプルホールドするサンプルホールド回路１６とを有している。

第２の積分回路１５は、電流電圧変換回路４の出力端子Ｔｏｕｔに抵抗Ｒ９を介して演算増幅器ＯＰ５の反転入力端子を接続し、この演算増幅器ＯＰ５の反転入力端子と出力端子との間にコンデンサＣ５を接続して構成され、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ５とで決まる時定数を有するローパスフィルタとして機能する。第２の積分回路１５は、上述した第１の積分回路１４の第１カットオフ周波数ｆｃ１よりも高い第２カットオフ周波数ｆｃ２（つまりｆｃ１＜ｆｃ２）を有するように時定数が設定される。なお、演算増幅器ＯＰ５の非反転入力端子は回路グランドに対して基準電圧Ｖｓ１と同電位にされている。

分流用トランジスタＱ１は、電流電圧変換回路４の入力端子Ｔｉｎと回路グランドとの間に挿入され、第２の積分回路１５の出力に応じた電流を入力端子Ｔｉｎから回路グランドに流すものであって、ここではＮチャネルのＭＯＳＦＥＴで構成されている。この分流用トランジスタＱ１は、ドレインを電流電圧変換回路４の入力端子Ｔｉｎに接続するとともにソースを回路グランドに接続し、ゲートがサンプルホールド回路１６を介して第２の積分回路１５の出力（演算増幅器ＯＰ５の出力端子）に接続された形で設けられている。

サンプルホールド回路１６は、第２の積分回路１５の出力と分流用トランジスタＱ１のゲートとの間に挿入された常閉形の第１のスイッチＳＷ１と、分流用トランジスタＱ１のゲートと回路グランドとの間に接続されたコンデンサＣ６とを有し、第１のスイッチＳＷ１を所定のタイミングでオフすることにより、当該所定のタイミングでの積分回路１５の出力をコンデンサＣ６の出力電圧として維持する。

上述の構成により、第２の積分回路１５が電流電圧変換回路４の出力電圧を積分することで、当該出力電圧のうち第２カットオフ周波数ｆｃ２以下の低周波成分が第２の積分回路１５の出力に現れることとなる。このとき、入力電流Ｉｉｎは電流電圧変換回路４にて一旦位相が反転され、さらに第２の積分回路１５でも位相が反転されるため、積分回路１５の出力には入力電流Ｉｉｎと同相の低周波成分が現れる。ここで、積分回路１５の出力はサンプルホールド回路１６を介して分流用トランジスタＱ１のゲートに印加されるから、サンプルホールド回路１６のスイッチＳＷ１がオンの状態では、分流用トランジスタＱ１のドレイン−ソース間には積分回路１５の出力の大きさに応じた電流が流れることとなる。したがって、入力電流Ｉｉｎに含まれる第２カットオフ周波数ｆｃ２以下の低周波成分を分流用トランジスタＱ１に引き抜くことができ、センサ出力処理部２全体としては前記低周波成分の利得を下げることができる。

ここにおいて、サンプルホールド回路１６のスイッチＳＷ１をオフにすると、積分回路１５の出力と分流用トランジスタＱ１のゲートとの間は遮断されるものの、積分回路１５の出力はコンデンサＣ６の両端電圧として維持されるから、分流用トランジスタＱ１のドレイン−ソース間には、スイッチＳＷ１がオフする直前の積分回路１５の出力の大きさに応じた電流を流し続けることができる。言い換えれば、サンプルホールド回路１６のスイッチＳＷ１がオフすることによりサンプルホールド回路１６が作動すると、分流用トランジスタＱ１のドレイン−ソース間に流すことができる電流の周波数の上限値（第２カットオフ周波数ｆｃ２）は低下するが、直流成分については引き続き分流用トランジスタＱ１に引き抜くことで出力電圧から取り除くことができる。

本実施形態においては、サンプルホールド回路１６のスイッチＳＷ１をオフするタイミングを、煙感知器のＬＥＤ７がパルス状の光を出力し検知空間内に流入した煙の有無を検出する期間（以下、センシング期間という）に合わせて設定してある。すなわち、本実施形態のセンサ出力処理部２は、上記センシング期間中にフォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からの光を受光したときに生じるパルス状の入力電流Ｉｉｎを電圧信号に変換し、出力信号Ｖｏｕｔとして出力するためのものであるから、上記センシング期間における前記入力電流Ｉｉｎが分流用トランジスタＱ１に引き抜かれてしまうことがないように、センシング期間にはスイッチＳＷ１をオフとする。

さらに詳しく説明すると、第２の積分回路１５の第２カットオフ周波数ｆｃ２は、第１の積分回路１４の第１カットオフ周波数ｆｃ１に比べると前記パルス状の入力電流Ｉｉｎの周波数の近くに設定されているから、スイッチＳＷ１がオンの状態では、前記入力電流Ｉｉｎが分流用トランジスタＱ１に引き抜かれ、センサ出力処理部２全体として前記入力電流Ｉｉｎの利得が低減する可能性がある。そこで、本実施形態では上記センシング期間にスイッチＳＷ１をオフしてサンプルホールド回路１６を作動させることで、前記入力電流Ｉｉｎが分流用トランジスタＱ１に引き抜かれることを回避し、センサ出力処理部２全体として前記入力電流Ｉｉｎの利得を高く確保する。

しかして、スイッチＳＷ１がオフされるセンシング期間には、第２の帰還回路１２の出力はスイッチＳＷ１がオフする直前の値に固定されるので、入力電流Ｉｉｎに含まれる揺らぎのない直流成分に関しては分流用トランジスタＱ１に継続して引き抜くことができるが、入力電流Ｉｉｎに含まれる揺らぎのある低周波成分に関しては、当該低周波成分が第２カットオフ周波数ｆｃ２以下の低周波成分であっても、分流用トランジスタＱ１に引き抜くことはできない。ただし、センシング期間においても、第１カットオフ周波数ｆｃ１以下の低周波成分に関しては、第１の帰還回路１１の出力として取り出すことにより分流用抵抗Ｒ５に引き抜くことを可能としている。

以上説明した構成の検知回路１によれば、入力電流Ｉｉｎの低周波成分を引き抜く手段として分流用抵抗Ｒ５と分流用トランジスタＱ１とを用いたことにより、分流用抵抗Ｒ５のみで低周波成分を引き抜く場合に比べて、より大きな電流成分の引き抜きに対応することができる。

また、図６の例では、電流電圧変換回路４の変換抵抗Ｒ１に並列接続された第２のスイッチＳＷ２が設けられている。このスイッチＳＷ２は、第１のスイッチＳＷ１と同一のタイミングでオフする常閉形のスイッチであって、以下に説明する機能を有する。

すなわち、仮に第１のスイッチＳＷ１のみが設けられていると、第１のスイッチＳＷ１がオンしたときに、第２の帰還回路１２のカットオフ周波数ｆｃ２が高周波側にシフトするので、センサ出力処理部２全体における利得の周波数特性に関しては、第１のスイッチＳＷ１がオンしたときに低周波側の利得がつぶれ、電流電圧変換回路４のカットオフ周波数ｆｃ０と第２の帰還回路１２の第２カットオフ周波数ｆｃ２との間に利得のピークが生じ、系が発振しやすい状態となる。つまり、出力信号Ｖｏｕｔが発振しやすい状態にあるので、出力信号Ｖｏｕｔが低いときに第１のスイッチＳＷ１がオフされてしまうと、結果的に出力信号Ｖｏｕｔの立ち上がりが遅れるという問題がある。

これに対して、変換抵抗Ｒ１と並列に接続される第２のスイッチＳＷ２を設けた本実施形態では、第２のスイッチＳＷ２を第１のスイッチＳＷ１と共にオンすることで、第１のスイッチＳＷ１がオンしている間には変換抵抗Ｒ１の両端が接続されてセンサ出力処理部２の利得がつぶされ、上述した利得のピークをなくすことができる。これにより、第１のスイッチＳＷ１がオンすることによる系の発振を抑制することができる。

ところで、本実施形態では、センサ出力処理部２における利得の周波数特性について、図７（ａ）に示すように所定の周波数（ここでは２ｋＨｚ）を基準周波数として、当該基準周波数よりも高周波側および低周波側の利得をつぶすことにより、基準周波数に利得のピークが生じるようにしてある。すなわち、実施形態１では、図７（ｂ）に示すように、比較的広い周波数帯域（ここでは０．１Ｈｚ〜８ｋＨｚ）に亘って平坦な利得を有するようにセンサ出力処理部２の利得の周波数特性が設定されていたのに対し、本実施形態では基準周波数を中心とする比較的狭い周波数帯域に利得を持たせてある。

具体的には、ハイパスフィルタ５の時定数を調節してハイパスフィルタ５を微分回路として機能させ、電流電圧変換回路４に設けられている積分回路（抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１）で積分された信号が後段のハイパスフィルタ５にて微分されるようにしてある。要するに、積分回路としての電流電圧変換回路４のローパスフィルタ機能と微分回路としてのハイパスフィルタ５とが、所定の周波数帯域（基準周波数を中心とする周波数帯域）に利得のピークを生じさせるバンドパス手段として機能する。

ここにおいて、上述の基準周波数は、入力電流Ｉｉｎに対して出力信号Ｖｏｕｔの振幅が最大となるように、ＬＥＤ７をパルス発光させる際のパルス幅に応じて決定される。たとえば、パルス発光のパルス幅を９０μｓとする場合には、基準数波数は２ｋＨｚとすることが望ましい。このように入力電流Ｉｉｎのパルス幅に応じて決まる基準周波数を中心とした狭周波数帯域に利得を持たせることにより、入力電流Ｉｉｎに対して出力信号Ｖｏｕｔの振幅を大きくすることが可能になる。

しかして、実施形態１の構成では、フォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からの光を受光して図８（ａ）のようにパルス状の入力電流Ｉｉｎが流れると、出力信号Ｖｏｕｔは図８（ｂ）に示すように入力電流Ｉｉｎの立ち上がりに合わせて動作点から低下し始め、入力電流Ｉｉｎの立ち下がりに合わせて動作点に向けて上昇し始める。このように、出力信号は動作点の片側（ここでは電圧が小さくなる側）にのみ振れることとなる。

これに対して、本実施形態では、フォトダイオードＰＤがＬＥＤ７からの光を受光して図９（ａ）のようにパルス状の入力電流Ｉｉｎが流れると、出力信号Ｖｏｕｔは図９（ｂ）に示すように入力電流Ｉｉｎの立ち上がりに合わせて動作点から低下し始め、入力電流Ｉｉｎの立ち下がりに合わせて上昇し始め、その後、動作点を超えてピークに達してから、動作点に向けて下降し始める。つまり、電流電圧変換回路４の積分回路で積分されたパルス信号が、後段のハイパスフィルタ５にて微分されることにより、動作点の両側に振れる出力信号Ｖｏｕｔとなる。このように、出力信号Ｖｏｕｔは動作点の両側に振れることとなる。

したがって、本実施形態では、たとえば出力信号Ｖｏｕｔにおける上下の各ピークでそれぞれサンプリングを行うことにより、実施形態１の構成に比べて第１および第２の両計測値間の差分（ΔＶ）を大きくとることができ、ＳＮ比が向上するという利点がある。要するに、実施形態１のように出力信号Ｖｏｕｔが動作点の片側にのみ振れる場合には、第１および第２の両計測値間の差分は、出力信号Ｖｏｕｔの動作点との差分としてしかとることはできないが、本実施形態のように出力信号Ｖｏｕｔが動作点の両側に振れる場合には、動作点から一方のピークまでの約２倍の大きさとして第１および第２の両計測値間の差分をとることができる。その結果、出力信号Ｖｏｕｔから取り出される信号成分が大きくなり、ＳＮ比が向上する。

なお、具体的な構成としては、変換抵抗Ｒ１＝５ＭΩ、コンデンサＣ１＝１４ｐＦ、抵抗Ｒ２＝２ＭΩ、コンデンサＣ２＝５０ｐＦ、抵抗Ｒ３＝３９ｋΩ、抵抗Ｒ４＝７４０ｋΩ、コンデンサＣ３＝３０ｐＦ、分流用抵抗Ｒ５＝４００ｋΩ、抵抗Ｒ６＝５００ｋΩ、コンデンサＣ４＝２００ｐＦ、抵抗Ｒ７＝５００ｋΩ、抵抗Ｒ８＝４０ｋΩ、抵抗Ｒ９＝２５０ｋΩ、コンデンサＣ５＝３０ｐＦ、コンデンサＣ６＝６０ｐＦと設定すれば、図７（ａ）に示すように２ｋＨｚを基準周波数とする利得のピークが生じることとなる。

また、本実施形態の構成では、実施形態１のように第２の計測値を検出するためにサンプルホールドする必要がないため、演算処理部３におけるサンプルホールド回路８が不要になるという利点もある。

ところで、第１および第２の各サンプリングタイミングは、第１および第２の両計測値間の差分を大きくするという観点では、出力信号Ｖｏｕｔのピーク（下限値および上限値）付近にそれぞれ設定されることが望ましい。ただし、出力信号Ｖｏｕｔのピークの大きさは、センサ出力処理部２の利得の周波数特性に依存しているため、センサ出力処理部２の構成部品の温度特性などによってセンサ出力処理部２の利得の周波数特性が変化すると、これに伴い出力信号Ｖｏｕｔのピークも変化することがある。出力信号Ｖｏｕｔのピークが変化すれば当然ながら第１および第２の両計測値間の差分の大きさも変化することとなるので、本実施形態では、センサ出力処理部２の利得の周波数特性ばらつきによる第１および第２の両計測値間の差分のばらつきを極力小さく抑えるために、第１および第２の各サンプリングタイミングを、それぞれ時間軸方向における出力信号Ｖｏｕｔのピークの手前に設定している。

すなわち、図１０に示すように、センサ出力処理部２の利得の周波数特性が定常状態にあるときの出力信号Ｖｏｕｔのピークの手前に第１および第２の各サンプリングタイミングを設定することで、定常状態での出力信号Ｖｏｕｔのピークに第１および第２の各サンプリングタイミングを設定する場合に比べて、センサ出力処理部２の利得ばらつきによる計測値のばらつきを小さく抑えることができる。第１および第２の各サンプリングタイミングの定常状態での出力信号Ｖｏｕｔのピークからのシフト量は、各計測値のばらつきが規定の目標精度内に収まるように決定される。図示例では、ＬＥＤ７をパルス発光させるパルス幅を９０μｓとして、発光開始時点から８０μｓの時点と２００μｓの時点とをそれぞれ第１および第２のサンプリングタイミングとしている。

また、入力電流Ｉｉｎのパルス幅は、図１１（ａ）に示すように（図中、定常状態を「ｔｙｐ」、最大値を「ｍａｘ」、最小値を「ｍｉｎ」で示す）、ＬＥＤ駆動回路２９（図１３参照）の温度特性などによりある程度の範囲でばらつくことがある。入力電流Ｉｉｎのパルス幅が変化すると、それに伴い図１１（ｂ）に２点鎖線で示すように、時間軸方向における出力信号Ｖｏｕｔのピーク位置も変化するので、サンプリングタイミングを固定的に設定していては、第１および第２の計測値の値にばらつきを生じることとなる。そこで、本実施形態では、入力電流Ｉｉｎのパルス幅を規定するＬＥＤ駆動回路２９内のクロックを、サンプリングタイミングを決定するためのクロックに共用する。

これにより、ＬＥＤ駆動回路２９の温度特性などに起因して、入力電流Ｉｉｎのパルス幅が変化したとしても、変化後のパルス幅に合わせてサンプリングタイミングが決定されるので、入力電流Ｉｉｎのパルス幅のばらつきによる第１および第２の各計測値のばらつきを抑えることができる。

なお、本実施形態では、フォトダイオードＰＤが光を受光したときに電流電圧変換回路４の入力端子Ｔｉｎに対して入力電流Ｉｉｎが流れ込む構成を前提として説明したが、入力端子Ｔｉｎに対する入力電流Ｉｉｎの向きを逆向きとし、フォトダイオードＰＤが光を受光したときに入力端子Ｔｉｎから入力電流Ｉｉｎが流れ出す構成を前提としてもよい。この場合、分流用抵抗Ｒ５および分流用トランジスタＱ１は入力端子Ｔｉｎから入力電流Ｉｉｎを引き抜くように機能するのではなく、入力端子Ｔｉｎに対して入力電流Ｉｉｎを加算するように機能する。具体的には、分流用トランジスタＱ１は、入力端子Ｔｉｎと基準電源との間に接続されたＰチャネルのＭＯＳＦＥＴからなり、第２の積分回路１５の出力に応じた電流を基準電源から入力端子Ｔｉｎに流すように構成される。

その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

本発明の実施形態１の検知回路を示す概略回路図である。 同上の動作を示すタイムチャートである。 同上の動作を示す波形図である。 同上の動作を示すタイムチャートである。 同上の動作を示すタイムチャートである。 本発明の実施形態２の検知回路を示す概略回路図である。 （ａ）は同上のセンサ出力処理部の利得を示す特性図、（ｂ）は実施形態１のセンサ出力処理部の利得を示す特性図である。 実施形態１の検知回路の動作を示すタイムチャートである。 実施形態２の検知回路の動作を示すタイムチャートである。 同上の動作を示すタイムチャートである。 同上の動作を示すタイムチャートである。 従来の煙感知器を示す概略構成図である。 同上の構成を示す概略ブロックである。 同上の動作を示すタイミングチャートである。

符号の説明

２ センサ出力処理部
３ 演算処理部
７ ＬＥＤ（発光部）
９ ＡＤ変換器（検出手段）
１０ 判定回路（判定手段）
Ａ 煙感知器
Ｉｉｎ 入力電流
ＰＤ フォトダイオード（受光部）
Ｖｏｕｔ 出力信号

Claims (8)

1. 検知空間に向けてパルス状の光を間欠的に出力する発光部と、発光部からの直接光は入射せず検知空間内に流入した煙により拡散反射された発光部からの光が入射する位置に配置され、光を受光して電流に変換する受光部と、受光部から入力される入力電流を電圧信号からなる出力信号に変換するセンサ出力処理部と、前記出力信号に基づいて検知空間内の煙の有無を判定する演算処理部とを備え、センサ出力処理部は、入力電流が変動すると当該変動量に応じて出力信号の瞬時値を過渡的に変化させ、演算処理部は、入力電流に対する出力信号の過渡応答期間に設定されている第１および第２のサンプリングタイミングで、前記出力信号の瞬時値をそれぞれ計測値として検出する検出手段と、検出手段で検出された両計測値間の差分値を所定のしきい値と比較することにより検知空間内の煙の有無を判定する判定手段とを有し、第１および第２のサンプリングタイミングは両計測値間に差を生じるように設定されていることを特徴とする煙感知器。
2. 前記センサ出力処理部は、前記発光部からの光のパルス幅に応じて決定された周波数帯域に利得のピークを生じさせるバンドパス手段を有し、前記出力信号を前記受光部が発光部からの光を受光していない状態での瞬時値である動作点から正負両側に振れる信号として出力し、前記検出手段は、前記動作点の両側で前記計測値をそれぞれ検出することを特徴とする請求項１記載の煙感知器。
3. 前記バンドパス手段は、前記入力電流を積分する積分回路と、当該積分回路の出力を微分する微分回路とを有することを特徴とする請求項２記載の煙感知器。
4. 前記発光部からの光のパルス幅と、前記第１および第２のサンプリングタイミングとは、同一のクロックに基づいて決定されることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の煙感知器。
5. 前記第１および第２のサンプリングタイミングは、前記出力信号の瞬時値のピークの手前にそれぞれ設定されることを特徴とする請求項２ないし請求項４のいずれか１項に記載の煙感知器。
6. 前記演算処理部は、前記発光部が光を出力する前の予備期間に前記出力信号の瞬時値を予備値として読み出し、当該予備値が予め決められている正常範囲内になければ前記判定手段による判定を行わないことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の煙感知器。
7. 前記センサ出力処理部は間欠的に駆動され、前記発光部はセンサ出力処理部の駆動中に光を出力することを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の煙感知器。
8. 前記検出手段は、前記瞬時値を量子化してデジタル値からなる前記計測値を得るＡＤ変換器からなることを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の煙感知器。
   

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