JP5062549B2

JP5062549B2 - ３相交流力率改善回路

Info

Publication number: JP5062549B2
Application number: JP2006320863A
Authority: JP
Inventors: 守男佐藤
Original assignee: 大平電子株式会社
Priority date: 2006-10-30
Filing date: 2006-10-30
Publication date: 2012-10-31
Anticipated expiration: 2026-10-30
Also published as: JP2008113537A

Description

本発明は、スイッチング電源に関し、特に３相交流の力率改善回路に関する。

３相交流電源から直流電圧を得る整流回路において、力率を改善する従来の手段としては、図５に示した回路例がある（特開平２−１０６１７１）。
図５において、スイッチ素子１０６は三角波発生器１４２の周波数によって固定した周期でスイッチングを行うが、３相交流電圧の位相のあるところで、または、負荷条件のあるところで電流の不連続期間または連続期間が発生し、その結果、電流が交流電圧に比例しなくなり、高調波を生み力率を低下させる。

本発明は、スイッチ素子を負荷に関係なく常に臨界電流でスイッチングさせることにより、従来の回路が持っていた短所を改善し、位相の０から３６０°まで、また、全負荷範囲で高い力率を保つことができる３相交流力率改善回路を提供することを目的としている。

本出願人は単相交流の高調波電流を低減する手段として、特許第３２３００２６号を提供している。この特許は、リンギングチョークコンバータが常に臨界電流でスイッチングを行う性質に着眼して考案されたものである。そして、スイッチング電流のピーク値の包絡線が交流入力電圧の正弦波を描くようにするため、スイッチ素子に直列に接続された電流検出抵抗両端の電圧と正帰還巻線に生じる電圧を適当に分圧した電圧をコンパレータの反転入力端子と非反転入力端子に各々入力し、コンパレータの出力をスイッチ素子の制御電極に加えた。本発明は上記考案を３相交流に応用するために新たに考案されたものである。

臨界電流とは図６に示したようにオフ期間に励磁エネルギーの放出による電流がゼロに達したときに間をおかず次のオン期間に入る状態をいい、平均電流はピーク電流の半分の値になる。臨界電流が成り立っていれば、ピーク電流の包絡線が正弦波になれば平均値も正弦波になる。しかし、０〜１８０°の位相の間で臨界電流が成り立たない箇所があれば平均電流はピーク電流の半分にはならないので、ピーク値の包絡線が正弦波であっても平均電流は正弦波にならない。リンギングチョークコンバータはその自励発振の原理から臨界電流が常に成り立っているのでピーク電流の包絡線を正弦波にすれば力率は改善されるのである。

そこで、請求項１記載の発明は、３相交流電源と、３相全波整流器と、３相交流電源と３相全波整流器を結ぶ各相の線のそれぞれに直列に挿入された３つのリアクトルと、スイッチ素子と、第１のダイオードと第１のコンデンサからなる直列回路と、負荷からなる３相交流力率改善回路において、３相全波整流器の出力端子とスイッチ素子の間に１次巻線を直列に挿入し、１次巻線と電磁的に結合している２次巻線と、２次巻線に生じる電圧をスイッチ素子の制御電極に加える正帰還回路を付加し、スイッチ素子と３相全波整流器の出力端子の間に電流検出抵抗を直列に挿入し、アノードが３相交流電源の各相の出力端子に接続されカソードが一点で結ばれている第２〜４の３つのダイオードと、第２〜４の３つのダイオードのカソードと電流検出抵抗の３相全波整流器側の端子との間に電圧を所定の比で分圧する中間端子を持ったインピーダンス回路を接続し、コンパレータを付加してその反転入力端子を電流検出抵抗のスイッチ素子側の端子に接続しその非反転入力端子を中間端子に接続しその出力端子をスイッチ素子の制御電極に接続した。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の３相交流力率改善回路に、負荷に供給される電圧を一定に制御するために基準電圧源と誤差増幅器を付加し、誤差増幅器の出力電圧とインピーダンス回路の中間端子の電圧を乗算器の２つの入力端子に入力してその出力をコンパレータの非反転入力端子に加えた。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の３相交流力率改善回路の正帰還回路を除いて、代りにＲＳフリップフロップと波形整形回路を付加し、波形整形回路によって２次巻線に生じる電圧を高いかまたは低いかによって１ビットの信号に変換してＲＳフリップフロップのＳ端子に入力し、コンパレータの出力をＲＳフリップフロップのＲ端子に入力し、フリップフロップのＱ端子の出力をスイッチ素子の制御電極に入力した。

３相交流の力率改善回路を１つのスイッチ素子で構成する場合、相ごとにリアクトルを入れておくことによって、オン期間が同じでもピーク電流が各相の電圧に比例するので、その結果どの相における力率も良くなる。一方、ピーク電流が相ごとに異なっているのでスイッチ素子のオフの間に各リアクトルの励磁エネルギーを放出する期間が異なる。全てのリアクトルの励磁エネルギーが放出しきってからスイッチ素子をターンオンさせるために、請求項１及び２記載の発明では自励発振用の１次巻線と２次巻線からなるトランスを付加し、１次巻線を、スイッチ素子がオンのときに流れるフォワード電流とスイッチ素子がオフのときに流れるフライバック電流の両方が流れるように３相全波整流器の出力端子とスイッチ素子の間に直列に挿入した。そして、２次巻線に生じる電圧を正帰還でスイッチ素子の制御電極に加えた。これによって、自励発振をおこし、スイッチ素子は励磁エネルギーが放出しきったときに再びターンオンする臨界電流を保ったスイッチングを行うことができる。
１次巻線のインダクタンスは、３つのリアクトルのインダクタンスに比べて、十分小さい値が選ばれているので、スイッチ素子のオン期間にリアクトルに加わる電圧は各相の電圧にほぼ等しい。

インピーダンス回路両端に生じる電圧は、スイッチ素子がオンのときとオフのときでは異なるが、各々の包絡線は３相全波整流器によって得られる脈流を持った直流電圧と相似形になる。

インピーダンス回路の中間端子の電圧と電流検出抵抗両端の電圧をコンパレータで比較して、電流検出抵抗両端の電圧がインピーダンス回路の中間端子の電圧に達したときにスイッチ素子がオフになるので、スイッチ素子を流れる電流のピーク値の包絡線は３相全波整流器によって得られる脈流を持った直流電圧と相似形になる。

スイッチ素子のピーク電流は３つのリアクトルの電流の合成値であるが、リアクトルの各々の電流は各相の電圧に比例しているので、各相の電流は各相の電圧に比例する。

請求項３記載の発明の場合、励磁エネルギーを放出している間と放出が終わったときでは２次巻線の電圧が異なるので波形整形回路が１ビットの信号に変換してＲＳフリップフロップのＳ端子に加え、ＲＳフリップフロップのＱ端子から正のパルスを出力してスイッチ素子をオンにする。請求項１及び２の正帰還回路は不要になるが、２次巻線の信号を発振に使うという点で、また、励磁エネルギーの放出が終わった直後に次のオン期間に入るという点で、請求項１及び２と同じ。

本発明によって、従来複雑な制御回路を必要としていた３相交流力率改善回路を簡単な回路に置き換えることができるので、３相交流電源から直流電圧を作る電源において力率改善回路を採用しやすくなった。また、経済効果も期待できる。

発明を実施するための最良の形態を実施例の図面を参照して説明する。

図１は請求項１記載の発明の実施例を示す回路である。
図において、３相交流電源１の電流は３つのリアクトル３〜５を通り、３相全波整流器２によって全波整流され、１次巻線１１と第１のダイオード７を通り、いったん第１のコンデンサ８に蓄えられてから負荷９に供給される。電流エネルギーの一部は、スイッチ素子６がオンしたときにリアクトルに励磁エネルギーとして蓄積され、オフのときに放出されるので、第１のコンデンサ８には３相交流電源の電圧に励磁エネルギーの放出による電圧が加わった電圧が充電される。
スイッチ素子６がスイッチング動作を行わなければ、交流電圧の瞬時値が第１のコンデンサ８の電圧より低い位相では電流は流れることができず、交流電流の導通角は狭くなるが、スイッチ素子６のオンオフによってリアクトル３〜５が励磁エネルギーの蓄積と放出を繰り返すので、放出の際に交流の位相に関係なく３相交流電源に電流が流れて交流の導通角が拡がり力率が改善される。
スイッチ素子６のオン期間にリアクトルに流れるピーク電流を、３相交流電圧を全波整流して得られる直流電圧に比例させるために、第２〜４のダイオード１６〜１８とインピーダンス回路１９〜２１によって作り出される電圧と電流検出抵抗１５の電圧をコンパレータ２２で比較して、スイッチ素子６を流れる電流のピーク値を制御する。
２次巻線１２に生じる電圧をコンデンサ１３と抵抗１４による正帰還回路によってスイッチ素子６の制御電極に正帰還させ励磁エネルギーが放出し終わったら再びスイッチ素子６をオンさせる。

図２は請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。
図において乗算器２５の一方の入力端子には基準電圧源２４の基準電圧と負荷９に供給される出力端子の差が誤差増幅器２３によって増幅されて加えられ、別の一方の入力端子にはインピーダンス回路の中間端子の電圧が加えられている。出力電圧が基準電圧に近づくに従って誤差が小さくなるので乗算器２５の一方の入力電圧が下がり、乗算器２５の出力電圧も下がる。その結果コンパレータ２２の非反転入力端子の電圧も下がり、スイッチ素子６のピーク電流が下がる。すなわち、基準電圧源２４と誤差増幅器２３と乗算器２５の追加によって負荷に供給される直流電圧を一定に保つことができる。

図３は請求項３記載の発明の実施例を示す回路図である。
図において、インバータ２７は、励磁エネルギーが放出されている間は２次巻線１２に生じるフライバック電圧が正であるからゼロを出力しており、励磁エネルギーの放出が終わってフライバック電圧がゼロになると正の電圧を出力する。ＲＳフリップフロップ２６は正の電圧をＳ端子から入力して、Ｑ端子から正のパルスを出力してスイッチ素子６をターンオンさせる。スイッチ素子６を流れる電流が所定の値に達すると、それまでＲＳフリップフロップのＲ端子にゼロを出力していたコンパレータ２２の出力電圧はプラスに変わり、ＲＳフリップフロップはＱ端子から出力していたパルスを停止する。
ＲＳフリップフロップ２６はラッチする特性を持っているのでＱ端子からのパルスの停止によってスイッチ素子６を流れる電流がゼロになってコンパレータ２２の出力がゼロになってもＱの出力はゼロのまま変わらない。
スイッチ素子６はＲＳフリップフロップ２６によって、ターンオンは励磁エネルギーの放出が終わった瞬間、ターンオフはスイッチ素子６の電流が乗算器２５の出力電圧を越えたときになり、臨界電流でスイッチングが行われる。

図４は請求項３記載の発明の別の実施例を示す回路図である。
図において、ＩＣ３１は臨界電流でスイッチング電流を制御するＩＣでオンセミコンダクタ社のＭＣ３４２６２である。３相交流の力率を改善する動作は図３のそれと同じである。

請求項１〜３記載の発明の１次巻線と２次巻線は１次巻線の電流に比例した電圧を２次巻線から取り出すカレントトランスでも、また、１次巻線両端の電圧に比例した電圧を２次巻線から取り出す普通のトランスでも良い。
請求項３記載の発明の請求範囲にある波形整形回路は、図３の実施例を示す回路においてはインバータが応用されているが、論理回路の組み合わせによってはシュミットトリガやヒステリシスコンパレータ等を応用することが可能である。
また、図１〜４において、インピーダンス回路が２つの抵抗と１つのコンデンサから構成されているが、コンデンサのない構成でも良い。

単相交流用の力率改善回路図の臨界電流制御型の専用ＩＣが市販されているので、それを本発明が提供する回路に用いることによって３相交流用に応用することが可能である。

請求項１記載の発明の実施例を示す回路図である。請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。請求項３記載の発明の実施例を示す回路図である。請求項３記載の発明の別の実施例を示す回路図である。従来方式の一例を示す回路図である。臨界電流を説明する波形図である。

符号の説明

１３相交流電源
２３相全波整流器
３〜５リアクトル
６スイッチ素子
７第１のダイオード
８第１のコンデンサ
９負荷
１１１次巻線
１２２次巻線
１３コンデンサ
１４抵抗
１５電流検出抵抗
１６〜１８第２〜４のダイオード
１９、２０抵抗
２１コンデンサ
２２コンパレータ
２３誤差増幅器
２４基準電圧源
２５乗算器
２６ＲＳフリップフロップ
２７インバータ
２８、２９抵抗
３１ＩＣ
３２抵抗
３３コンデンサ
３４抵抗
３５コンデンサ
３６抵抗
３７抵抗
３８直流電源
１０１３相交流電源
１０２３相全波整流器
１０３〜１０５リアクトル
１０６スイッチ素子
１０７ダイオード
１０８コンデンサ
１０９負荷
１１５電流検出抵抗
１２２コンパレータ
１２３誤差増幅器
１２４基準電圧源
１２８、１２９抵抗
１４１ＰＩ回路
１４２３角波発生器

Claims

３相交流電源と、前記３相交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する３相全波整流器と、前記３相交流電源と前記３相全波整流器を結ぶ各相の線のそれぞれに直列に挿入された３つのリアクトルと、前記３相全波整流器の出力端子に接続されたスイッチ素子と、前記スイッチ素子に並列に接続された第１のダイオードと第１のコンデンサからなる直列回路と、前記第１のコンデンサに並列に接続された負荷からなる３相交流力率改善回路において、前記３相全波整流器の出力端子と前記スイッチ素子の間に直列に挿入された１次巻線と、前記１次巻線と電磁的に結合している２次巻線と、前記２次巻線に生じる電圧を正帰還で前記スイッチ素子の制御電極に加える正帰還回路と、前記３相全波整流器の出力端子と前記スイッチ素子の間に直列に挿入された電流検出抵抗と、アノード側が前記３相交流電源の各相に接続されカソード側が一点で結ばれた第２から第４の３つのダイオードと、前記第２から第４のダイオードのカソードと前記電流検出抵抗の前記３相全波整流器側の端子との間に接続された電圧を所定の比で分圧する中間端子を持ったインピーダンス回路と、その出力端子が前記スイッチ素子の制御電極にその反転入力端子が前記電流検出抵抗の前記スイッチ素子側の端子にその非反転入力端子が前記インピーダンス回路の中間端子に各々接続されたコンパレータを付加したことを特徴とする３相交流力率改善回路。
前記インピーダンス回路の中間端子と前記コンパレータの非反転入力端子の間にその１つの入力端子が前記インピーダンス回路の中間端子にその出力端子が前記コンパレータの非反転入力端子に接続された乗算回路を挿入し、基準電圧源と、その反転入力端子が前記第１のコンデンサの前記第１のダイオード側の端子に接続されその非反転入力端子が前記基準電圧源に接続されその出力端子が前記乗算回路の別の１つの入力端子に接続された誤差増幅器を付加した請求項１記載の３相交流力率改善回路。
前記コンパレータの出力端子と前記スイッチ素子の制御電極の間にそのＲ端子が前記コンパレータの出力端子にそのＱ端子が前記スイッチ素子の制御電極に各々接続されたＲＳフリップフロップ回路を挿入し、さらに、前記正帰還回路を除いて、代わりに前記２次巻線と前記ＲＳフリップフロップのＳ端子の間に前記２次巻線に生じる電圧を所定の値より高いかまたは低いかによって１ビットの信号に変換する波形整形回路を付加した請求項２記載の３相交流力率改善回路。