JP5032189B2

JP5032189B2 - Ｍｒｉ装置およびｒｆパルス生成回路

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Publication number: JP5032189B2
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Inventors: 史浩吉澤
Original assignee: GE Medical Systems Global Technology Co LLC
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Priority date: 2007-04-18
Filing date: 2007-04-18
Publication date: 2012-09-26
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Description

本発明は、ＭＲＩ装置およびＲＦパルス生成回路に関する。詳しくは、ＲＦパルスを生成するときに発生するノイズを低減することができるＭＲＩ装置、およびそのＭＲＩ装置でＲＦパルスを生成するために用いられるＲＦパルス生成回路に関する。

ＲＦパルスには高い周波数精度が要求される。このため、ダイレクトデジタルシンセサイザ（以下、ＤＤＳという。）を用いてデジタル信号のＲＦパルス（以下、デジタルＲＦパルス信号という。）が生成され、デジタル−アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器という。）によってアナログ信号のＲＦパルス（以下、アナログＲＦパルス信号という。）に変換される。以下では、ＲＦパルスはＲＦコイルから送信されるものを意味するものとする。

アナログＲＦパルス信号が印加されたＲＦコイルからＲＦパルスが送信されると、磁場内に位置する被験体から磁気共鳴信号が発生する。磁気共鳴信号はＲＦコイルで受信され、アナログ−デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という。）によってデジタル信号の磁気共鳴信号（以下、デジタル磁気共鳴信号という。）に変換される。以下、ＲＦコイルで受信された後、Ａ／Ｄ変換器でデジタル磁気共鳴信号に変換される前の磁気共鳴信号をアナログ磁気共鳴信号という。また、単に磁気共鳴信号というときは、被験体から発生し、ＲＦコイルで受信されるものを意味するものとする。

アナログ磁気共鳴信号にノイズが重畳すると、ノイズは、ＭＲＩ装置で再構成された画像にアーチファクトとして表れ、画質を劣化させる。しかし、微弱な磁気共鳴信号を受信するために、ＲＦコイルの受信感度はできる限り高くしなければならない。このため、アナログ磁気共鳴信号にはノイズが重畳しやすい。そこで、ノイズの影響を低減するために、さまざまな手段が取られている。例えば、デジタル回路のクロック信号に起因するノイズがアナログ磁気共鳴信号に重畳したことにより生じる画質の劣化を防止する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

ただし、アナログ磁気共鳴信号に重畳する可能性があるノイズの発生を防止することができれば最も望ましい。

ＲＦパルスは磁気共鳴信号を励起するために送信されるものであるため、ＲＦパルスの周波数と磁気共鳴信号の周波数は同一である。このため、アナログＲＦパルス信号がＲＦコイルまで送信される配線経路からアナログ磁気共鳴信号に重畳するノイズが発生する可能性がある。これを防ぐために、Ｄ／Ａ変換器によって変換された後のアナログＲＦパルス信号を送信する配線経路には、インピーダンスマッチングを取る等のノイズ発生を防止するための対策が施されている。
特開平５−７５７０号公報

しかし、デジタルＲＦパルス信号がＤ／Ａ変換器まで送信されるデジタルバスからもアナログ磁気共鳴信号に重畳する微弱なノイズが発生する。

以上から、デジタルバス上を伝送されるデジタルＲＦパルス信号からアナログ磁気共鳴信号に重畳するノイズを低減することができるＭＲＩ装置、およびそのＭＲＩ装置でＲＦパルスを生成するために用いられるＲＦパルス生成回路が要望されている。

本発明のＭＲＩ装置は、アナログＲＦパルス信号が印加されるＲＦコイルと、前記アナログＲＦパルス信号を生成するＲＦパルス生成回路と、アナログ磁気共鳴信号を受信し、ベースバンドデジタル磁気共鳴信号に変換する磁気共鳴信号受信回路とを有し、前記ＲＦパルス生成回路が、所定のビット数のデジタル搬送波信号を生成する搬送波信号生成部と、前記デジタル搬送波信号をデジタル包絡線信号で変調し、デジタルＲＦパルス信号を生成するデジタル変調器と、前記デジタルＲＦパルス信号をアナログＲＦパルス信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、前記デジタル搬送波信号と２の補数の関係にあるデジタル反転搬送波信号を生成し、当該デジタル反転搬送波信号を前記磁気共鳴信号受信回路に送信する反転部とを含み、前記磁気共鳴信号受信回路が、アナログ磁気共鳴信号を所定のビット数のデジタル磁気共鳴信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、前記デジタル磁気共鳴信号を前記デジタル反転搬送波信号で復調し、ベースバンドデジタル磁気共鳴信号に変換するデジタル復調器とを含む。

好ましくは、本発明のＭＲＩ装置は、前記搬送波信号生成部が、位相増加量を記憶する第１の位相記憶部と、初期化時に第１の位相の初期値が設定され、クロック周期ごと前記位相増加量が加算されることによって第１の累算位相が算出される第１の位相累算部と、前記デジタル搬送波信号が記憶されており、前記第１の累算位相が入力されると、前記第１の累算位相に対応する前記デジタル搬送波信号を出力する第１の波形テーブルとを有する。

好ましくは、本発明のＭＲＩ装置は、前記反転部が、前記搬送波信号生成部で生成された前記デジタル搬送波信号を２の補数に変換することによって前記デジタル反転搬送波信号を生成する。

好ましくは、本発明のＭＲＩ装置は、前記反転部が、前記位相増加量を記憶する第２の位相記憶部と、初期化時に第２の位相の初期値が設定され、クロック周期ごと前記位相増加量が加算されることによって第２の累算位相が算出される第２の位相累算部と、前記デジタル反転搬送波信号が記憶されており、前記第２の累算位相が入力されると、前記第２の累算位相に対応する前記デジタル反転搬送波信号を出力する第２の波形テーブルとを有し、前記第１の位相の初期値と前記第２の位相の初期値を調整することにより、前記デジタル搬送波信号と前記デジタル反転搬送波信号の間に任意の位相差を設定することができる。

好ましくは、本発明のＭＲＩ装置は、前記デジタル変調器が、デジタルミキサである。

好ましくは、本発明のＭＲＩ装置は、前記デジタル復調器が、デジタルミキサである。

好ましくは、本発明のＭＲＩ装置は、前記アナログＲＦパルス信号に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタを有する。

好ましくは、本発明のＭＲＩ装置は、前記高調波成分が除去されたアナログＲＦパルス信号が増幅されて前記ＲＦコイルに印加される。

好ましくは、本発明のＭＲＩ装置は、前記第１の位相の初期値と前記第２の位相の初期値が、ボア内に被検体が存在しない状態でアナログ磁気共鳴信号に重畳するノイズが最小となるように設定される。

また、本発明のＲＦパルス生成回路は、所定のビット数のデジタル磁気共鳴信号をデジタル反転搬送波信号で復調し、ベースバンドデジタル磁気共鳴信号に変換する磁気共鳴信号受信回路を含むＭＲＩ装置で用いられるＲＦパルス生成回路であって、所定のビット数のデジタル搬送波信号を生成する搬送波信号生成部と、前記デジタル搬送波信号をデジタル包絡線信号で変調し、デジタルＲＦパルス信号を生成するデジタル変調器と、前記デジタルＲＦパルス信号をアナログＲＦパルス信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、前記デジタル搬送波信号と２の補数の関係にあるデジタル反転搬送波信号を生成し、当該デジタル反転搬送波信号を前記磁気共鳴信号受信回路に送信する反転部とを有する。

好ましくは、本発明のＲＦパルス生成回路は、前記搬送波信号生成部が、位相増加量を記憶する第１の位相記憶部と、初期化時に第１の位相の初期値が設定され、クロック周期ごと前記位相増加量が加算されることによって第１の累算位相が算出される第１の位相累算部と、前記デジタル搬送波信号が記憶されており、前記第１の累算位相が入力されると、前記第１の累算位相に対応する前記デジタル搬送波信号を出力する第１の波形テーブルとを有する。

好ましくは、本発明のＲＦパルス生成回路は、前記反転部が、前記搬送波信号生成部で生成された前記デジタル搬送波信号を２の補数に変換することによって前記デジタル反転搬送波信号を生成する。

好ましくは、本発明のＲＦパルス生成回路は、前記反転部が、前記位相増加量を記憶する第２の位相記憶部と、初期化時に第２の位相の初期値が設定され、クロック周期ごと前記位相増加量が加算されることによって第２の累算位相が算出される第２の位相累算部と、前記デジタル反転搬送波信号が記憶されており、前記第２の累算位相が入力されると、前記第２の累算位相に対応する前記デジタル反転搬送波信号を出力する第２の波形テーブルとを有し、前記第１の位相の初期値と前記第２の位相の初期値を調整することにより、前記デジタル搬送波信号と前記デジタル反転搬送波信号の間に任意の位相差を設定することができる。

好ましくは、本発明のＲＦパルス生成回路は、前記デジタル変調器が、デジタルミキサである。

好ましくは、本発明のＲＦパルス生成回路は、前記デジタル復調器が、デジタルミキサである。

好ましくは、本発明のＲＦパルス生成回路は、前記アナログＲＦパルス信号に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタを有する。

以上のように、本発明によれば、デジタルバス上を伝送されるデジタルＲＦパルス信号からアナログ磁気共鳴信号に重畳するノイズを低減することができるＭＲＩ装置、およびそのＭＲＩ装置でＲＦパルスを生成するために用いられるＲＦパルス生成回路を提供することができる。

図１は、ＭＲＩ装置を示す図である。ＭＲＩ装置１０は、図１に示すように、マグネットシステム１１と、クレードル１２と、傾斜磁場駆動回路１３と、ＲＦパルス生成回路１４と、磁気共鳴信号受信回路１５と、制御部１６と、オペレータコンソール１７とを有している。

マグネットシステム１１は、図１に示すように、概ね円柱状の内部空間（ボア）１１１を有し、ボア１１１内には、クッションを介して被検体２０を載せたクレードル１２が図示しない搬送部によって搬入される。

マグネットシステム１１内には、図１に示すように、ボア１１１内のマグネットセンタ（走査する中心位置）の周囲に、静磁場発生部１１２と、傾斜磁場コイル部１１３と、ＲＦコイル部１１４が配置されている。

静磁場発生部１１２は、ボア１１１内に静磁場を形成する。静磁場の方向は、例えば、被検体２０の体軸方向と平行である。ただし、静磁場の方向は被検体２０の体軸方向と垂直であっても良い。

傾斜磁場コイル部１１３は、ＲＦコイル部１１４が受信する磁気共鳴信号に３次元の位置情報を持たせるために、静磁場発生部１１２が形成した静磁場の強度に勾配を付ける傾斜磁場を発生する。傾斜磁場コイル部１１３が発生する傾斜磁場は、スライス選択傾斜磁場、周波数エンコード傾斜磁場、及び位相エンコード傾斜磁場の３種類であり、これら３種類の傾斜磁場に対応して傾斜磁場コイル部１１３は３系統の傾斜磁場コイルを有する。

ＲＦコイル部１１４は、ＲＦパルスを送信し、静磁場発生部１１２が形成した静磁場空間内で被検体２０の体内のプロトンのスピンを励起して磁気共鳴信号を発生させる。また、ＲＦコイル部１１４は、被検体２０の発生する磁気共鳴信号を受信する。なお、ＲＦコイル部１１４は、送信用ＲＦコイルと受信用ＲＦコイルを別々に設ける構造であっても良いし、ＲＦパルスの送信と磁気共鳴信号の受信を同じＲＦコイルで行う構造であっても良い。

傾斜磁場駆動回路１３は、制御部１６の指令に基づいて駆動信号ＤＲを傾斜磁場コイル部１１３に与えて傾斜磁場を発生させる。傾斜磁場駆動回路１３は、傾斜磁場コイル部１１３の３系統の傾斜磁場コイルに対応して、図示しない３系統の駆動回路を有する。

ＲＦパルス生成回路１４は、後述するように、ＲＦパルス用周波数シンセサイザを有しており、ＲＦパルス用周波数シンセサイザを用いてアナログＲＦパルス信号を生成する。アナログＲＦパルス信号はＲＦコイル部１１４に印加与され、ＲＦコイル部１１４からＲＦパルスが送信される。

磁気共鳴信号受信回路１５は、後述するように、ＲＦコイル部１１４によって受信されたアナログ磁気共鳴信号を取り込み、ベースバンドデジタル磁気共鳴信号に変換してオペレータコンソール１７のデータ処理部１７１に出力する。

制御部１６は、所定のパルスシーケンスに従って傾斜磁場駆動回路１３とＲＦパルス生成回路１４を制御し、駆動信号ＤＲとアナログＲＦパルス信号を生成させる。更に、制御部１６は、磁気共鳴信号受信回路１５を制御する。

オペレータコンソール１７は、図１に示すように、データ処理部１７１と、画像データベース１７２と、操作部１７３と、表示部１７４とを有している。データ処理部１７１は、ＭＲＩ装置１０全体の制御や画像再構成処理等を行う。データ処理部１７１には、制御部１６が接続されており、データ処理部１７１は制御部１６を統括する。また、データ処理部１７１には、画像データベース１７２、操作部１７３、及び表示部１７４が接続されている。画像データベース１７２は、例えば記録再生可能なハードディスク装置等を含み、再構成された再構成画像データ等を記録する。操作部１７３はキーボードやマウス等を含み、表示部１７４はグラフィックディスプレイ等を含んでいる。

なお、ボア１１１は本発明のボアの例であり、ＲＦコイル部１１４は本発明のＲＦコイルの例であり、ＲＦパルス生成回路１４は本発明のＲＦパルス生成回路の例であり、磁気共鳴信号受信回路１５は本発明の磁気共鳴信号受信回路の例である。

図２は、ＲＦパルス生成回路の一例を示すブロック図である。ＲＦパルス生成回路１４は、ＲＦパルス用周波数シンセサイザ３０と、Ｄ／Ａ変換器４０と、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという。）５０とを有している。図１と図２における同一の符号は同一の構成要素を示す。

ＲＦパルス用周波数シンセサイザ３０は、ダイレクトデジタルシンセサイザ（以下、ＤＤＳという。）３１とデジタル包絡線信号生成器３２とデジタルミキサ３３とを含んでいる。ＤＤＳ３１は、位相記憶部３１１と位相累算部３１２と波形テーブル３１３を含む。位相記憶部３１１には位相増加量が記憶されている。位相累算部３１２は累算位相を記憶する。位相累算部３１２には初期設定時に位相の初期値が設定され、クロック周期ごとに位相増加量が加算されることによって、累算位相が算出される。ここで、クロック周期はＤ／Ａ変換器４０のサンプリング周波数ｆｓの逆数である。累算位相は波形テーブル３１３に入力される。波形テーブル３１３は、例えば、ＲＯＭで構成され、累算位相に対応するデジタル搬送波信号の値が記憶されている。累算位相はＲＯＭのアドレスに入力され、ＲＯＭからはそのアドレスに記憶されているデジタル搬送波信号の値が出力される。デジタル包絡線信号生成器３２はデジタル包絡線信号を生成する。デジタルミキサ３３は、デジタル搬送波信号をデジタル包絡線信号で変調し、所定の帯域幅を持ったデジタルＲＦパルス信号を生成する。

デジタルＲＦパルス信号は、ＲＦパルス用周波数シンセサイザ３０からＤ／Ａ変換器４０に送信され、Ｄ／Ａ変換器４０によってアナログＲＦパルス信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器４０から出力されるアナログＲＦパルス信号は高調波を含んでいるため、ＬＰＦ５０を通すことによって高調波成分が除去された後、パワーアンプによって増幅されてＲＦコイル部１１４に送られる。

アナログＲＦパルス信号がＲＦコイル部１１４まで送られる途中にアナログ磁気共鳴信号に重畳するノイズが発生するのをできる限り抑えるために、ＬＰＦ５０とＲＦコイル部１１４を結ぶ配線経路には、インピーダンスマッチングを取る等のノイズ発生を防止するための対策が施される。

ＲＦパルスの周波数は静磁場強度によって決まる。例えば、静磁場強度が１．５Ｔ（テスラ）のＭＲＩ装置１０では、ＲＦパルスの周波数は約６４ＭＨｚである。Ｄ／Ａ変換器４０のサンプリング周波数ｆｓは、ナイキスト周波数（約６４ＭＨｚ×２）以上でなければならない。図２では、例えばサンプリング周波数ｆｓ＝２００ＭＨｚとしている。このとき、ＲＦパルス用周波数シンセサイザ３０は２００ＭＨｚで動作し、５ｎｓｅｃごとにデジタルＲＦパルス信号をデジタルバスに出力する。

図３は、ＤＤＳとＤ／Ａ変換器とＬＰＦの出力の一例を示す図である。ＤＤＳ３１の出力は、例えば１２ビット長であって２の補数で表される。この場合、５ｎｓｅｃごとに、例えば図３（ａ）に示すようなデジタル値が出力される。ここで、ｔ０〜ｔ４は、５ｎｓｅｃの間隔を持つ時刻である。ＤＤＳ３１の出力はデジタルミキサ３３で変調され、所定の帯域幅のデジタルＲＦパルス信号に変換されるが、図３では、単純化のため、ＲＦパルス用周波数シンセサイザ３０から６４ＭＨｚの正弦波のデジタルＲＦパルス信号が出力される例を示している。このとき、図３（ｂ）に示すように、Ｄ／Ａ変換器４０からは、階段状の波形信号が出力され、ＬＰＦ５０から高調波成分が除去された６４ＭＨｚの正弦波のアナログ波形信号が出力される。

図４は、６４ＭＨｚデジタル正弦波信号の個々のビットが取る値を示す図である。Ｔは６４ＭＨｚの正弦波の１周期を示す。６４ＭＨｚデジタル正弦波信号は、例えば２の補数で表され、正弦波の正の最大値＝0111 1111 1111、負の最大値＝1000 0000 0000とする。このとき、ＭＳＢはデジタル正弦波信号が正のときローレベル、デジタル正弦波信号が負のときハイレベルを取る。従って、図４（ｂ）に示すように、ＭＳＢは周期Ｔで変化する矩形波をサンプリングしたものとなる。また、ＭＳＢより１ビット下位側の（ＭＳＢ−１）ビットは、デジタル正弦波信号の値が正の最大値の１／２以上であるか、または０と負の最大値の１／２の間の値であるときハイレベル、それ以外のときローレベルを取る。従って、図４（ｃ）に示すように、（ＭＳＢ−１）ビットも周期Ｔで変化する波形をサンプリングしたものとなる。同様に、図４（ｄ）に示すように、ＭＳＢより２ビット下位側の（ＭＳＢ−２）ビットも周期Ｔで変化する波形をサンプリングしたものとなる。例えば、図３（ａ）に示すｔ０の時刻には、図４（ｂ）、図４（ｃ）、図４（ｄ）にそれぞれ示すように、ＭＳＢ＝０、（ＭＳＢ−１）＝１、（ＭＳＢ−２）＝１である。また、図３（ａ）に示すｔ２の時刻には、図４（ｂ）、図４（ｃ）、図４（ｄ）にそれぞれ示すように、ＭＳＢ＝１、（ＭＳＢ−１）＝０、（ＭＳＢ−２）＝０を取る。

従って、ＤＤＳ３１の出力は、ＭＳＢ、（ＭＳＢ−１）ビット、（ＭＳＢ−２）ビットについては、図４（ｂ）〜図４（ｄ）の波形を２００ＭＨｚでサンプリングしたものとなる。このため、これらの各ビットは６４ＭＨｚの周波数成分を含んでいる。ＤＤＳ出力の他のビットも同様に周期Ｔで変化し、６４ＭＨｚの周波数成分を含む。

以上のように、デジタルバス上のデジタルＲＦパルス信号は２００ＭＨｚで送られるが、その個々のビットは６４ＭＨｚの周波数成分を含む。このため、デジタルＲＦパルス信号がＤ／Ａ変換器４０まで送られるデジタルバスでもアナログ磁気共鳴信号に重畳し、アナログ磁気共鳴信号と同じ周波数であるため、フィルタによって除去できないノイズが発生する。

図５は、本発明の一実施形態によるＲＦパルス生成回路と磁気共鳴信号受信回路の一例を示すブロック図である。ＲＦパルス生成回路１４Ａは、ＲＦパルス用周波数シンセサイザ３０Ａと、Ｄ／Ａ変換器４０と、ＬＰＦ５０とを有しており、ＲＦパルス用周波数シンセサイザ３０Ａは、ＤＤＳ３１と、デジタル包絡線信号生成器３２と、デジタルミキサ３３と、反転部３４とを含んでいる。また、磁気共鳴信号受信回路１５は、デジタルミキサ６０とＡ／Ｄ変換器７０とを有している。図１と図２と図５における同一の符号は同一の構成要素を示す。

ＤＤＳ３１の出力するデジタル搬送波信号の位相の初期値と周波数は、オペレータコンソール１７に含まれるデータ処理部１７１から制御部１６を介して周波数設定信号によって設定される。デジタルミキサ３３は、ＤＤＳ３１から出力されるデジタル搬送波信号を、デジタル包絡線信号生成器３２から出力されるデジタル包絡線信号で変調し、デジタルＲＦパルス信号を生成する。

デジタルＲＦパルス信号は、デジタルバスＡを通ってＤ／Ａ変換器４０に送られる。デジタルバスＡを流れるのは、２００ＭＨｚでサンプリングされたデジタルＲＦパルス信号である。デジタルＲＦパルス信号は、ＲＦパルスの送信時にはスライス幅に応じた所定の帯域幅を有するが、磁気共鳴信号の受信時には包絡線信号は一定値となっている。このため、磁気共鳴信号を受信するとき、デジタルバスＡを流れるのは、２００ＭＨｚでサンプリングされた６４ＭＨｚの正弦波信号である。上述したように、この６４ＭＨｚデジタル正弦波信号の個々のビットからは６４ＭＨｚのノイズが発生する。６４ＭＨｚデジタル正弦波信号は、Ｄ／Ａ変換器４０でアナログ信号に変換され、ＬＰＦ５０で高調波を除去される。磁気共鳴信号を受信するとき、６４ＭＨｚのアナログ正弦波信号は、ＲＦコイルに印加される前に止められ、ＲＦコイルからは送信されない。

反転部３４は、ＤＤＳ３１から出力されるデジタル搬送波信号を２の補数に変換することによってデジタル反転搬送波信号を生成する。デジタル反転搬送波信号は磁気共鳴信号受信回路１５にデジタルバスＢを通って送られる。デジタル反転搬送波信号がデジタルバスＢを流れるときにも個々のビットから６４ＭＨｚのノイズが発生する。

一方、Ａ／Ｄ変換器７０は、ＲＦコイル部１１４で受信されたアナログ磁気共鳴信号をデジタル磁気共鳴信号に変換する。デジタルミキサ６０はデジタル磁気共鳴信号をデジタル反転搬送波信号で復調し、中心周波数が０Ｈｚのベースバンドデジタル磁気共鳴信号に変換する。

図６は、ノイズ除去の原理を示す図である。ａ_ｉとｂ_ｉは、それぞれデジタルバスＡとデジタルバスＢを流れる個々のビットの波形を示す。図６（ａ）は、デジタルバスＢでデジタル搬送波信号を送信する場合の例である。一方、図６（ｂ）は、デジタルバスＢでデジタル反転搬送波信号を送信する場合の例である。図６（ａ）では、ａ_ｉとｂ_ｉのレベルは同時に変化する。従って、ａ_ｉとｂ_ｉから生じるノイズは加算され、合成されるノイズは大きくなる。このため、デジタルバスＢでデジタル搬送波信号を送信すると、アナログ磁気共鳴信号に大きなノイズが重畳する。一方、図６（ｂ）では、ａ_ｉとｂ_ｉのレベルは反対方向に変化する。このため、図６（ｂ）では、ａ_ｉとｂ_ｉから生じるノイズは打ち消しあう。ただし、デジタルバスＢを流れるデジタル反転搬送波信号はデジタルバスＡを流れるデジタル搬送波信号と２の補数の関係にある。デジタル反転搬送波信号とデジタル搬送波信号は下位ビット側の一部のビットが反転した関係には無いため、デジタル反転搬送波信号とデジタル搬送波信号の全てのビットが互いのノイズを打ち消し合う訳ではない。

しかし、デジタルバスＡから発生するノイズＣは、デジタルバスＡを流れる個々のビットから発生するノイズが合成されたものであり、６４ＭＨｚで変化するアナログ信号のノイズである。同様に、デジタルバスＢから発生するノイズＤは、デジタルバスＢを流れる個々のビットから発生するノイズが合成されたものであり、６４ＭＨｚで変化するアナログ信号のノイズである。ノイズＣとノイズＤは互いに打ち消し合う関係にある。従って、デジタルバスＢでデジタル反転搬送波信号を送信すると、アナログ磁気共鳴信号に重畳するノイズを低減できる。

なお、デジタルミキサ６０では復調に用いられる信号の周波数がＲＦパルスの中心周波数と一致していれば良く、ＲＦパルスの中心周波数との位相差は問題にならないため、デジタル反転搬送波信号でデジタル磁気共鳴信号を復調しても良い。

ＲＦパルス生成回路１４Ａは本発明のＲＦパルス生成回路の例であり、ＤＤＳ３１は本発明の搬送波生成部の例であり、デジタルミキサ３３は本発明のデジタル変調器の例であり、Ｄ／Ａ変換器４０は本発明のデジタル−アナログ変換器の例であり、反転部３４は本発明の反転部の例であり、磁気共鳴信号受信回路１５は本発明の磁気共鳴信号受信回路の例であり、Ａ／Ｄ変換器７０は本発明のアナログ−デジタル変換器の例であり、デジタルミキサ６０は本発明のデジタル復調器の例である。

図７は、本発明の他の実施形態によるＲＦパルス生成回路の一例を示すブロック図である。ＲＦパルス生成回路１４Ｂは、ＲＦパルス用周波数シンセサイザ３０Ｂと、Ｄ／Ａ変換器４０と、ＬＰＦ５０とを有している。ＲＦパルス用周波数シンセサイザ３０Ｂは、ＤＤＳ−Ａ３１Ａと、ＤＤＳ−Ｂ３１Ｂと、デジタル包絡線信号生成器３２と、デジタルミキサ３３とを含んでいる。図５と図７における同一の符号は同一の構成要素を示す。ＲＦパルス生成回路１４Ａはデジタル反転搬送波信号を反転部３４で生成するのに対し、ＲＦパルス生成回路１４Ｂはデジタル反転搬送波信号をＤＤＳ−Ｂ３１Ｂで生成する点が異なる。

ＤＤＳ−Ａ３１ＡとＤＤＳ−Ｂ３１Ｂの機能は、図５のＤＤＳ３１と同一である。すなわち、ＤＤＳ−Ａ３１ＡとＤＤＳ−Ｂ３１Ｂは、位相記憶部３１１と位相累算部３１２と波形テーブル３１３を含む。位相記憶部３１１には位相増加量が記憶されている。位相累算部３１２は累算位相を記憶する。位相累算部３１２には初期設定時に位相の初期値が設定され、クロック周期ごとに位相増加量が加算されることによって、累算位相が算出される。累算位相は波形テーブル３１３に入力される。波形テーブル３１３は、例えば、ＲＯＭで構成され、累算位相に対応するデジタル搬送波信号の値が記憶されている。累算位相はＲＯＭのアドレスに入力され、ＲＯＭからはそのアドレスに記憶されているデジタル搬送波信号の値が出力される。

ＤＤＳ−Ａ３１Ａの出力するデジタル搬送波信号の周波数と位相の初期値は周波数・位相設定信号Ａによって設定され、ＤＤＳ−Ｂ３１Ｂの出力するデジタル反転搬送波信号の周波数と位相の初期値は周波数・位相設定信号Ｂによって設定される。周波数・位相設定信号Ａと周波数・位相設定信号Ｂにより、デジタル搬送波信号とデジタル反転搬送波信号を任意の位相差に調整することができる。ただし、磁気共鳴信号に重畳するノイズの低減が目的であるからデジタル搬送波信号とデジタル反転搬送波信号の周波数はＲＦパルスの中心周波数と同一に設定される。

磁気共鳴信号にノイズが重畳する経路によっては遅延が存在する。このため、デジタル搬送波信号と２の補数の関係にあるデジタル反転搬送波信号をデジタルバスＢで送信しても、デジタルバスＡから生じるノイズＣとデジタルバスＢから生じるノイズＤが互いに弱めあうとは限らない。磁気共鳴信号に重畳するノイズを最小とするためにはデジタル搬送波信号とデジタル反転搬送波信号の位相差を調整することが必要である。そこで、本実施形態ではＤＤＳ−Ａ３１ＡとＤＤＳ−Ｂ３１Ｂを用いてデジタル搬送波信号とデジタル反転搬送波信号の位相差を調整する。

なお、ＲＦパルス生成回路１４Ｂは本発明のＲＦパルス生成回路の例であり、ＤＤＳ−Ａ３１Ａは本発明の搬送波信号生成部の例であり、ＤＤＳ−Ｂ３１Ｂは本発明の反転部の例である。

図８は、デジタル搬送波信号とデジタル反転搬送波信号の位相差を調整する方法の一例を示す図である。被検体２０を撮像する前に、ＭＲＩ装置１０のボア１１１内に被検体２０が存在しない状態でＤＤＳ−Ａ３１ＡとＤＤＳ−Ｂ３１Ｂの位相差が設定される（ステップＳ１）。すなわち、クレードル１２に被検体２０が載っていない状態で磁気共鳴信号に重畳するノイズが最小となるように、周波数・位相設定信号Ａと周波数・位相設定信号Ｂを用いてデジタルバスＡを流れるデジタルＲＦパルス信号とデジタルバスＢを流れるデジタル反転搬送波信号の位相差が調整される。その後、被検体２０を載せたクレードル１２が搬送部によってボア１１１内に搬入され、ステップＳ１で設定された位相差を保ったまま撮像される（ステップＳ２）。ＤＤＳ−Ａ３１ＡとＤＤＳ−Ｂ３１Ｂの位相差はしばらくの間は変動しないため、一度ＤＤＳ−Ａ３１ＡとＤＤＳ−Ｂ３１Ｂの位相差を調整することによりノイズが最小の状態で被検体２０を撮像することができる。

なお、上記では、静磁場強度が１．５ＴのＭＲＩ装置を例として説明したが、本発明は３Ｔ等他の静磁場強度のＭＲＩ装置に適用できることは言うまでもない。

以上説明したように、本発明は、Ｄ／Ａ変換器によってアナログＲＦパルス信号に変換される前のデジタルＲＦパルス信号からアナログ磁気共鳴信号に重畳するノイズを低減することができる。

ＲＦパルス生成回路１４ＡやＲＦパルス生成回路１４Ｂは一般にＦＰＧＡ等の書換え可能なＬＳＩで製造されることが多い。この場合には、外付け回路の追加や基板の配線パタンの変更等のコストアップ無しにノイズを低減することができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、設計上の都合やその他の要因によって必要となる様々な修正や組み合わせは、請求項に記載されている発明や発明の実施形態に記載されている具体例に対応する発明の範囲に含まれると理解されるべきである。

ＭＲＩ装置を示す図である。ＲＦパルス生成回路の一例を示すブロック図である。。ＤＤＳとＤ／Ａ変換器とＬＰＦの出力の一例を示す図である。６４ＭＨｚデジタル正弦波信号の個々のビットが取る値を示す図である。本発明の一実施形態によるＲＦパルス生成回路と磁気共鳴信号受信回路の一例を示すブロック図である。ノイズ除去の原理を示す図である。本発明の他の実施形態によるＲＦパルス生成回路の一例を示すブロック図である。デジタル搬送波信号とデジタル反転搬送波信号の位相差を調整する方法の一例を示す図である。

符号の説明

１０…ＭＲＩ装置、１１１…ボア、１４、１４Ａ、１４Ｂ…ＲＦパルス生成回路、１５…磁気共鳴信号受信回路、３１…ＤＤＳ、３１Ａ…ＤＤＳ−Ａ、３１Ｂ…ＤＤＳ−Ｂ、３３…デジタルミキサ、３４…反転部、４０…Ｄ／Ａ変換器、６０…デジタルミキサ、７０…Ａ／Ｄ変換器

Claims

アナログＲＦパルス信号が印加されるＲＦコイルと、
前記アナログＲＦパルス信号を生成するＲＦパルス生成回路と、
アナログ磁気共鳴信号を受信し、ベースバンドデジタル磁気共鳴信号に変換する磁気共鳴信号受信回路とを有し、
前記ＲＦパルス生成回路が、
所定のビット数のデジタル搬送波信号を生成する搬送波信号生成部と、
前記デジタル搬送波信号をデジタル包絡線信号で変調し、デジタルＲＦパルス信号を生成するデジタル変調器と、
前記デジタルＲＦパルス信号をアナログＲＦパルス信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、
前記デジタル搬送波信号と２の補数の関係にあるデジタル反転搬送波信号を生成し、当該デジタル反転搬送波信号を前記磁気共鳴信号受信回路に送信する反転部とを含み、
前記磁気共鳴信号受信回路が、
アナログ磁気共鳴信号を所定のビット数のデジタル磁気共鳴信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、
前記デジタル磁気共鳴信号を前記デジタル反転搬送波信号で復調し、ベースバンドデジタル磁気共鳴信号に変換するデジタル復調器とを含むＭＲＩ装置。
前記搬送波信号生成部が、
位相増加量を記憶する第１の位相記憶部と、
初期化時に第１の位相の初期値が設定され、クロック周期ごと前記位相増加量が加算されることによって第１の累算位相が算出される第１の位相累算部と、
前記デジタル搬送波信号が記憶されており、前記第１の累算位相が入力されると、前記第１の累算位相に対応する前記デジタル搬送波信号を出力する第１の波形テーブルとを有する
請求項１に記載のＭＲＩ装置。
前記反転部が、前記搬送波信号生成部で生成された前記デジタル搬送波信号を２の補数に変換することによって前記デジタル反転搬送波信号を生成する
請求項２に記載のＭＲＩ装置。
前記反転部が、
前記位相増加量を記憶する第２の位相記憶部と、
初期化時に第２の位相の初期値が設定され、クロック周期ごと前記位相増加量が加算されることによって第２の累算位相が算出される第２の位相累算部と、
前記デジタル反転搬送波信号が記憶されており、前記第２の累算位相が入力されると、前記第２の累算位相に対応する前記デジタル反転搬送波信号を出力する第２の波形テーブルとを有し、
前記第１の位相の初期値と前記第２の位相の初期値を調整することにより、前記デジタル搬送波信号と前記デジタル反転搬送波信号の間に任意の位相差を設定することができる
請求項２に記載のＭＲＩ装置。
前記デジタル変調器が、デジタルミキサである
請求項３または請求項４に記載のＭＲＩ装置。
前記デジタル復調器が、デジタルミキサである
請求項５に記載のＭＲＩ装置。
前記アナログＲＦパルス信号に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタ
を有する請求項６に記載のＭＲＩ装置。
前記高調波成分が除去されたアナログＲＦパルス信号が増幅されて前記ＲＦコイルに印加される
請求項７に記載のＭＲＩ装置。
前記第１の位相の初期値と前記第２の位相の初期値が、ボア内に被検体が存在しない状態でアナログ磁気共鳴信号に重畳するノイズが最小となるように設定される
請求項４に記載のＭＲＩ装置。
所定のビット数のデジタル信号をデジタル反転搬送波信号で復調し、ベースバンドデジタル信号に変換する受信回路を含む装置で用いられるＲＦパルス生成回路であって、
所定のビット数のデジタル搬送波信号を生成する搬送波信号生成部と、
前記デジタル搬送波信号をデジタル包絡線信号で変調し、デジタルＲＦパルス信号を生成するデジタル変調器と、
前記デジタルＲＦパルス信号をアナログＲＦパルス信号に変換するデジタル−アナログ変換器と、
前記デジタル搬送波信号と２の補数の関係にあるデジタル反転搬送波信号を生成し、当該デジタル反転搬送波信号を前記磁気共鳴信号受信回路に送信する反転部とを有するＲＦパルス生成回路。
前記搬送波信号生成部が、
位相増加量を記憶する第１の位相記憶部と、
初期化時に第１の位相の初期値が設定され、クロック周期ごと前記位相増加量が加算されることによって第１の累算位相が算出される第１の位相累算部と、
前記デジタル搬送波信号が記憶されており、前記第１の累算位相が入力されると、前記第１の累算位相に対応する前記デジタル搬送波信号を出力する第１の波形テーブルとを有する
請求項１０に記載のＲＦパルス生成回路。
前記反転部が、前記搬送波信号生成部で生成された前記デジタル搬送波信号を２の補数に変換することによって前記デジタル反転搬送波信号を生成する
請求項１１に記載のＲＦパルス生成回路。
前記反転部が、
前記位相増加量を記憶する第２の位相記憶部と、
初期化時に第２の位相の初期値が設定され、クロック周期ごと前記位相増加量が加算されることによって第２の累算位相が算出される第２の位相累算部と、
前記デジタル反転搬送波信号が記憶されており、前記第２の累算位相が入力されると、前記第２の累算位相に対応する前記デジタル反転搬送波信号を出力する第２の波形テーブルとを有し、
前記第１の位相の初期値と前記第２の位相の初期値を調整することにより、前記デジタル搬送波信号と前記デジタル反転搬送波信号の間に任意の位相差を設定することができる
請求項１１に記載のＲＦパルス生成回路。
前記デジタル変調器が、デジタルミキサである
請求項１２または請求項１３に記載のＲＦパルス生成回路。
前記デジタル復調器が、デジタルミキサである
請求項１４に記載のＲＦパルス生成回路。
前記アナログＲＦパルス信号に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタ
を有する請求項１５に記載のＲＦパルス生成回路。