JP5025187B2 - 間欠動作回路及び変調装置 - Google Patents

Description

本発明は間欠動作回路に関し、特に発振回路や増幅回路、逓倍回路を間欠的に動作させ、かつ、間欠動作開始から定常状態に至るまでの過渡状態（立ち上がり）と定常状態から間欠動作終了に至るまでの過渡状態（立ち下がり）が非常に短い間欠動作回路に関する。また本発明は、そのような間欠動作回路を備えた変調装置に関する。

従来、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）技術の一つとして、短パルス信号を用いた通信、レーダの開発が行なわれている。短パルス信号を所望の周波数帯域の成分のみを持つ信号とするには、パルス信号をフィルタによって周波数帯域制限して特定の周波数成分のみを抜き出す方法や、パルス状の制御信号を入力することで発振回路を間欠動作させて短パルスを得る方法がある。また、パルス状の制御信号を増幅回路、逓倍回路に入力することで回路を間欠動作させて、制御信号の電圧レベルが高い区間に対応した短パルスを生成する方法もある。

発振回路は、トランジスタなど能動素子やトンネルダイオードやオペアンプで構成された負性抵抗素子と、共振回路で構成される。図３５を用いて、トンネルダイオード発振回路を用いた、従来の間欠動作回路について説明する。制御信号生成回路３５０１から出力される制御信号はインダクタ３５０２を介して、負性抵抗素子３５０３に入力される。負性抵抗素子３５０３は、図中の３５０４に示すような電圧−電流特性を有し、入力された制御信号の電圧が領域１に位置するときに発振し、領域２又は領域３に位置するときに発振が停止する（特許文献１参照）。

しかしながら、前記従来の回路構成では、パルス状の制御信号を回路に入力した際に、回路に存在する寄生容量や浮遊容量により制御信号波形がなまってしまう。そのため、制御信号を入力してから定常状態に至るまでの時間（立ち上がり時間）と、制御信号を止めてから発振が停止するまでの時間（立ち下がり時間）とが存在し、この結果、出力波形の立ち上がり、立ち下がりがなまってしまう。この課題は、負性抵抗素子としてトンネルダイオードを用いた場合に限定されず、トランジスタを用いた発振回路においても同様に起きる。また、発振回路に限定されず、増幅回路や逓倍回路を間欠動作させた際にも同様の課題がある。

この課題を解決する一つの方法として従来、図３６に示すように、制御信号として立ち上がり部及び立ち下がり部に、オーバーシュート３６０２及びアンダーシュート３６０３を起こした波形３６０１を用いる方法が知られている。オーバーシュート３６０２及びアンダーシュート３６０３によって、発振回路や増幅回路、逓倍回路内に存在する入力容量（端子間容量や浮遊容量）に起因する波形なまりを相殺できるため、出力波形の立ち上がり時間と立ち下がり時間を効果的に短縮できる。

しかし、この方法では、制御信号の傾き以上には、出力波形が高速に立上ることはなく、また、理想的な波形整形が難しい。簡易に波形整形をするために、スピードアップコンデンサを用いてオーバーシュートとアンダーシュートを発生させる手法が知られるが、コンデンサには自己共振周波数が存在するため、発生させるオーバーシュートとアンダーシュートの周波数成分に限界があり、そのため制御信号は十分に急峻な波形とはならない。従って、図３７における波形３７０１に示すように、立ち上がりと立ち下がりが滑らかな波形となり、入力容量をチャージする効果はあるが、ナノ秒オーダーの立ち上がり特性は得られない。特に、間欠発振回路の場合は回路の帰還回路での遅延のため、ＵＷＢに適用できる短パルスを生成することは困難である。

この課題を解決する方法として、図３８に示すように、標準信号発生装置３８０１により生成した、水晶振動子３８０２を含んだ発振回路３８０３と同じ周波数成分を持った時間幅の短い起動促進信号を、タイミング発生回路３８０４からのタイミング波形を基に発振回路３８０３に入力するようにしたものがある（特許文献２参照）。こうすることで、出力波形の立ち上がり時において発振の成長を促進できるため、高速発振起動に有効である。
特表２００３−５１３５０１号公報 特開平３−２３１５０４号公報

しかしながら、前記の特許文献２に記載された回路構成では、短パルス信号を生成するために外部に別の能動回路（標準信号発生装置３８０１）が必要となるため、能動回路が２つ以上必要となり、この結果回路規模と消費電力が増大する課題がある。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、小回路規模、低消費電力で、立ち上がりと立ち下がりの速い出力波形を得ることができる間欠動作回路及び変調装置を提供することを目的とする。

本発明の間欠動作回路は、能動素子を有する能動回路と、前記能動回路の動作開始と動作停止を制御する第１の制御信号を生成する第１の制御信号生成回路と、前記能動回路にリンギング振動を起こさせる第２の制御信号を生成する第２の制御信号生成回路と、前記能動回路から前記リンギング振動と安定振動が継続して出力されるように、前記第１及び第２の制御信号の前記能動回路への入力タイミングを調整するタイミング調整回路と、前記タイミング調整回路と前記能動回路との間に設けられるインピーダンス調整回路と、を具備し、前記インピーダンス調整回路と前記第２の制御信号の傾きを決定することで、前記リンギング振動の周波数を制御するとともに、前記インピーダンス調整回路と前記第２の制御信号の電圧値を決定することで前記リンギング振動の振幅を制御することを特徴とする、構成を採る。

これにより、第２の制御信号によって前記能動回路に発生するリンギング振動により、安定振動の立ち上がり時と立ち下がり時の時間ブランクを埋めることができ、この結果、出力波形の立ち上がりと立ち下がりの速い間欠動作回路を実現できる。

本発明の変調装置は、上記間欠動作回路と、前記間欠動作回路の前記第１及び前記第２の制御信号生成回路に、送信データである送信信号を入力させる送信信号供給手段とを具備し、前記間欠動作回路は、前記送信信号に基づいて、前記第１の制御信号の電圧値の絶対値、前記第２の制御信号の電圧値の絶対値又は前記第２の制御信号の立ち上がりの傾きの少なくとも一つを変更して、前記送信信号を変調した変調信号を出力する構成を採る。

これにより、出力波形の立ち上がり時間と立ち下がり時間が速い短パルス（変調信号）を得ることができ、かつ、そのリンギング振動の振幅と周波数とを送信信号に応じて任意に変更可能な変調装置を実現できる。この結果、高速通信や分解能の高いレーダ等に適用して好適な変調装置を実現できる。

本発明によれば、小回路規模、低消費電力で、立ち上がりと立ち下がりの速い出力波形を得ることができる間欠動作回路及び変調装置を実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
（１）全体構成
図１に、本発明の実施の形態１に係る間欠動作回路の構成を示す。間欠動作回路１００は、制御信号生成回路１０１、１０２と、タイミング調整回路１０３と、波形合成回路１０４と、インピーダンス調整回路１０５と、能動回路１０６とを有する。能動回路１０６は、トランジスタなど能動素子を含んだ回路で、例えば発振回路である。

制御信号生成回路１０１は制御信号Ｓ１を生成すると共に、制御信号生成回路１０２は制御信号Ｓ２を生成する。ここで、制御信号生成回路１０１、１０２が出力する制御信号Ｓ１、Ｓ２の信号波形は任意だが、以下、パルス波形であるとして説明する。

制御信号生成回路１０１、１０２から出力される制御信号Ｓ１、Ｓ２は、それぞれ、端子１１０、１１１を介してタイミング調整回路１０３に入力される。タイミング調整回路１０３は、制御信号Ｓ１、Ｓ２の時間位置を調整して、時間調整後の制御信号Ｓ１Ａ、Ｓ２Ａを波形合成回路１０４に送出する。波形合成回路１０４は、制御信号Ｓ１Ａ、Ｓ２Ａを合成し、合成後の制御信号Ｓ３を端子１０７を介してインピーダンス調整回路１０５に送出する。インピーダンス調整回路で調整された制御信号Ｓ４は、端子１０８を介して能動回路１０６に出力される。能動回路１０６は、制御信号Ｓ４により制御され、短パルス信号Ｓ５を出力する。

図２Ａに、図１に示した各制御信号の状態を示し、図２Ｂに、能動回路から出力される短パルス信号の状態例を示す。図２Ａ、図２Ｂにおいて、縦軸は全て電圧、横軸は全て時間である。

次に、図１、図２Ａ及び図２Ｂを用いて本実施の形態の間欠動作回路１００の動作を説明する。

制御信号生成回路１０１から制御信号Ｓ１が、制御信号生成回路１０２から制御信号Ｓ２が、それぞれ出力される。

制御信号Ｓ１は、能動回路１０６の動作開始と動作終了を制御し、能動回路１０６が動作することで出力される振動（以下、安定振動と呼ぶ。能動回路１０６が発振回路の場合は発振振動、増幅回路及び逓倍回路の場合は増幅及び逓倍された高周波振動がこれに相当する）を間欠的に出力するための制御信号である。制御信号Ｓ１の電圧値Ｖ_１は能動回路１０６に含まれる能動素子が所望の動作をするのに必要な電圧値、周期Ｔは回路を間欠動作させる時間である。ただし、制御信号Ｓ１が伝搬する伝送路のインピーダンスによっては時間Ｔが長短する場合もある。

制御信号Ｓ２は、能動回路１０６にリンギング振動を起こさせるための制御信号であり、立ち上がりが制御信号Ｓ１よりも急峻（高い周波数成分まで含んでいる）であり、その傾きは能動回路１０６の性能（相互コンダクタンスｇｍや回路インピーダンス）とインピーダンス調整回路１０５との関係によって決められており、時間幅ΔＴは発生させるリンギング振動の周期、若しくは近傍の値とされている。電圧値Ｖ_２は、その値によって、発生するリンギング振動の振幅値を制御できる。

また、制御信号Ｓ２は、その電気的エネルギーによって、能動素子の端子間容量と回路に存在する浮遊容量のチャージに寄与する。リンギングの発生条件及び制御信号Ｓ２の傾きと、能動回路１０６及びインピーダンス調整回路１０５の関係は後述する。

制御信号Ｓ１、Ｓ２は、タイミング調整回路１０３によって時間位置が調整されて、時間調整後の制御信号Ｓ１Ａ、Ｓ２Ａとされる。

ここで図２Ａにおける時間差τ１は、能動回路１０６で生成されるリンギング振動と安定振動が継続して出力するように調整され、そのタイミングは設計段階で決めることができる。なお、図２Ａにおいて、時間差τ１は、制御信号Ｓ１Ａに対して制御信号Ｓ２Ａが時間的に遅れているように示してあるが、この限りではなく、能動回路１０６の性能次第では逆の時間関係になる場合もあり、またτ１＝０（零）となる場合もある。実際の回路ではタイミング調整回路１０３は、長さの異なる線路長で簡単に実現することができる。

タイミング調整回路１０３から出力された制御信号Ｓ１Ａ、Ｓ２Ａは、波形合成回路１０４によって波形合成され、制御信号Ｓ３とされる。制御信号Ｓ３は、インピーダンス調整回路１０５を介して能動回路１０６に入力される。

インピーダンス調整回路１０５は、例えば抵抗素子や、誘導素子、容量素子、マイクロストリップ線路等で構成された受動回路であり、端子１０７から能動回路１０６側を見た場合のインピーダンスを変換する回路である。

本実施の形態においては、制御信号Ｓ２の傾きと、能動回路１０６と、インピーダンス調整回路１０５との関係を、次のように設定する。すなわち、本実施の形態においては、インピーダンス調整回路１０５と能動回路１０６を含めた回路のインピーダンスで決まる制動定数Ｋが１未満（リンギング発生条件）になるように、かつ発生したリンギング振動の周波数が安定振動のそれと同じ、若しくは近傍の値となるように、インピーダンス調整回路１０５の回路定数と制御信号Ｓ２の傾きを決定する。

ここで制動定数Ｋは、その値が１未満となることで回路にリンギング振動が生じ、回路の伝達関数においてｓをラプラス変換の解としたときに、次式で表される。

ｓ^２＋２Ｋωｓ＋ω^２＝０ ………（１）
リンギング振動は、回路に傾きの急峻な制御信号が入力された際に、入力端子から見た回路のインピーダンスと制御信号の傾きで決まるため、制御信号Ｓ２Ａは、制御信号Ｓ１Ａとは異なり、能動素子の端子間容量や回路に存在する浮遊容量によって波形がなまることなくリンギング振動発生に寄与する。従って、能動回路１０６に現れるリンギング振動（図２Ｂ（ａ））の周波数は、インピーダンス調整回路１０５と制御信号Ｓ２の傾きを決定することで、所望の周波数成分とすることができる。

また、リンギング振動の振幅は、傾きの急峻な制御信号を入力する回路のインピーダンスと制御信号の電圧値で決まるため、インピーダンス調整回路１０５と制御信号Ｓ２の電圧値Ｖ_２を決定することで、リンギング振動の振幅値を制御できる。なお、安定振動（図２Ｂ（ｂ））の発生原理については公知の技術なので説明は省略する。

ここで、制御信号Ｓ１、Ｓ２を、タイミング調整回路１０３によって上述したようなτ１のタイミングで時間的に調整することにより、リンギング振動（図２Ｂ（ａ））から安定振動（図２Ｂ（ｂ））へと継続して振動を続かせることができる。加えて、制御信号Ｓ１、Ｓ２を、タイミング調整回路１０３によって上述したようなτ１のタイミングで時間的に調整することにより、能動回路１０６が発振回路の場合は、リンギングによって発振の成長が促進されるという効果を得ることができるので、立ち上がりの速い信号（図２Ｂ（ｃ））が出力される。

（２）制御信号生成回路
制御信号生成回路１０１の構成については、公知の技術を適用すればよいので説明を省略する。ここでは、制御信号生成回路１０２について説明する。

図３に、制御信号生成回路１０２の構成例を示す。また、図４に、図３の制御信号生成回路における制御信号の変化の様子を示す。図４において、縦軸は全て電圧、横軸は全て時間である。

上述したように、制御信号生成回路１０２は、任意の立ち上がり及び立ち下がり傾きを有する、電圧値Ｖ_２の制御信号Ｓ２を発生するようになされている。

制御信号生成回路１０２は、図３に示すように、制御信号生成回路１０１のように公知の技術で設計され信号Ｓ１０を出力する信号発生源３０１を有する。信号Ｓ１０は、分岐点３０２において２つの信号に分岐される。一方の信号は遅延回路３０３に入力されてΔＴだけ遅延される。ここでΔＴは図２Ａに示す時間ΔＴである。ΔＴだけ遅延された信号は反転回路３０４に入力され、電圧の正負が反転され、これにより図４に示すような反転信号Ｓ１１が得られる。反転信号Ｓ１１は、合成回路３０５によって、分岐点３０２で分岐されたもう一方の信号と合成され、これにより図４に示すような合成信号Ｓ１２が得られる。合成信号Ｓ１２は、整流作用のあるダイオードを用いた、クリップ回路や整流回路等の整流回路３０６に入力され、これにより最終的な制御信号Ｓ２が出力される。制御信号Ｓ２の立ち上がりと立ち下がりの傾きは、信号発生源３０１で事前に設定できる。

図５に、制御信号生成回路１０２の別の構成例を示す。図５の構成例は、制御信号Ｓ２をデジタル的に生成するものである。図５の制御信号生成回路１０２は、信号発生源５０１と、ゲート回路５０２と、Ｆｔ変換回路５０３とを有する。Ｆｔ変換回路５０３は、トランジション時間を変換する回路である。図６に、図５に示す制御信号生成回路における制御信号の変化の様子を示す。図６において、縦軸は全て電圧、横軸は全て時間である。

信号発生源５０１から出力された制御信号Ｓ２０は、ゲート回路５０２に入力され、立ち上がり開始時点からΔＴの時間を抽出されて制御信号Ｓ２１とされる。制御信号Ｓ２１は、Ｆｔ変換回路５０３に入力されて、Ｆｔ変換回路５０３の特性で決まる立ち上がりと立ち下がりの傾きをもった制御信号Ｓ２とされる。制御信号Ｓ２の立ち上がりと立ち下がりの傾きは、Ｆｔ変換回路５０３の性能で設定できる。

図７に、制御信号生成回路１０２の別の構成例を示す。図７の構成例は、制御信号Ｓ２をアナログ的に生成するものである。図７の制御信号生成回路１０２は、信号発生源７０１と、帯域制限回路７０２と、整流回路７０３とを有する。図８に、図７に示す制御信号生成回路における制御信号の変化の様子を示す。図８において、縦軸は全て電圧、横軸は全て時間である。

信号発生源７０１から出力された電圧値Ｖ_３の制御信号Ｓ３０は、帯域制限回路７０２に入力される。帯域制限回路７０２は、例えば図９に示すように、インダクタ９０１、抵抗素子９０２及びキャパシタ９０３で構成される受動回路である。制御信号Ｓ３０は、帯域制限回路７０２によって、立ち上がりと立ち下がりにオーバーシュートが生じた信号Ｓ３１とされる。このオーバーシュートの周期ΔＴは図２Ａに示すΔＴと同じである。また、オーバーシュートの電圧値Ｖ_２は図２Ａに示す電圧値Ｖ_２である。ΔＴは帯域制限回路７０２のインピーダンスで設定でき、電圧値Ｖ_２は帯域制限回路７０２のインピーダンスと制御信号Ｓ３０の電圧値Ｖ_３で設定できる。立ち上がりと立ち下がりにオーバーシュートの生じた制御信号Ｓ３１は、整流作用のあるダイオードを用いた、クリップ回路や整流回路等の整流回路７０３に入力され、電圧値Ｖ_３、若しくはその近傍の電圧値以上の信号成分だけが制御信号Ｓ２として出力される。制御信号Ｓ２の立ち上がりと立ち下がりの傾きは帯域制限回路７０２の性能で設定できる。

なお、制御信号Ｓ２０と制御信号Ｓ３０の立ち上がりと立ち下がりは十分に急峻な信号としているが、立ち上がりと立ち下がりが緩やかな場合は信号発生源５０１と信号発生源７０１の後段にドライバ回路を挿入すればよい。

（３）能動回路
図１０に、能動回路１０６の構成例を示す。図１０に示す能動回路１０６は、発振回路であり、能動素子１００１と、帰還回路１００２と、端子１００３、１００４、１００５と、抵抗素子１００６とを有する。ここで能動素子１００１はトランジスタ、端子１００３はエミッタ端子、端子１００４はコレクタ端子、端子１００５はベース端子である。また、簡単のために入出力結合コンデンサやダンピング抵抗、バイパスコンデンサ、バイアス抵抗は省略して図示している。また、発振回路の回路構成としては、エミッタ接地の反転増幅回路を用いており、帰還回路１００２は実際には並列共振回路であり、発振回路を分布定数線路で設計する場合は並列共振回路はエミッタ端子、ベース端子、コレクタ端子に設けるスタブで代用する。間欠動作の動作原理としては、端子１００４からバイアス電圧を常時印加しながら、端子１０８から入力される制御信号Ｓ４によってトランジスタのエミッタ端子１００３とベース端子１００５の端子間電圧を直接制御し、間欠的に発振回路を動作させる。

また、図１１に能動回路１０６の別の構成例を示す。図１１に示す能動回路１０６は発振回路であり、能動素子１００１と、帰還回路１００２と、端子１００３、１００４、１００５と、抵抗素子１００６と、電流源スイッチ回路１１０１とを有する。間欠動作の動作原理としては、コレクタ端子１００４側の定電源は常時接続し、ベース端子１００５からバイアス電圧を常時印加しながら、端子１０８から入力される制御信号Ｓ４によって電流源スイッチ１１０１を間欠的に動作させ、回路のコレクタ電流をオン／オフさせることで、間欠的に発振回路を動作させる。電流源スイッチ１１０１は周知の通りトランジスタやダイオードで構成できる。

（４）実施の形態の効果及び変形例
以上のように、本実施の形態によれば、第１の制御信号生成回路１０１、第２の制御信号生成回路１０２、タイミング調整回路１０３、波形合成回路１０４、インピーダンス調整回路１０５及び能動回路１０６を用いて、リンギング振動と安定振動を生成し、その周波数成分が同じ、若しくは近傍の値となるように回路定数と第１の制御信号Ｓ１の電圧値と、第２の制御信号Ｓ２の傾きと電圧値を設定するようにしたことにより、出力波形の立ち上がりの速い間欠動作回路１００を実現することができる。つまり、立ち上がりの速い短パルス信号Ｓ５を得ることができる間欠動作回路１００を実現できる。

なお、タイミング調整回路１０３を、例えば第１及び第２の制御信号生成回路１０１、１０２に含めるようにして構成してもよい。つまり、第１及び第２の制御信号生成回路１０１、１０２によって、上述したようなタイミング調整機能を実現してもよい。

また、上述した実施の形態では、生成される短パルス信号Ｓ５のリンギング振動の振幅値を特に規定していないが、リンギングの振幅値は制御信号Ｓ２の電圧値Ｖ_２で制御できる。能動回路１０６から出力される短パルス信号Ｓ５の波形の立ち上がりを速くするためには、短パルス信号Ｓ５のリンギング振動の振幅値を、能動回路１０６の安定振動の振幅値と同じ、若しくは近傍の値とすることが望ましい。また、リンギング振動の振幅値によって出力波形のエンベロープが決定されるため、信号Ｓ５のエンベロープが無線通信のシステム仕様におけるチャネル帯域を満たすようにリンギングの振幅値を設定すれば、チャネルフィルタが不要、若しくはスペックが緩和される。

また、上述した実施の形態では、短パルス信号Ｓ５の立ち上がりを速くするための制御信号Ｓ２の電圧値を正として説明したが、制御信号Ｓ２の電圧値を負としても同様に短パルス信号Ｓ５の立ち上がりを速くすることができる。こうすることで、能動回路１０６で発生するリンギングの振幅値も負になる。よって、制御信号Ｓ２の電圧値の正、負によってリンギング振動を含めた間欠動作回路１００の出力の位相を制御できる。この場合、制御信号生成回路１０２において、図３と図７では整流回路の後段に、図５ではＦｔ変換回路の後段に、別途、反転回路を設ける必要がある。

また、上述した実施の形態では、短パルス信号Ｓ５の立ち上がりを速くするための制御信号Ｓ２は、立ち上がりが急峻として説明したが、所望の周波数と振幅を持ったリンギング振動を発生させるために必要な周波数成分を含んだ信号でもよい。

また、上述した実施の形態では、短パルス信号Ｓ５の立ち上がりを速くするための制御信号Ｓ２の周波数成分は、単一周波数帯として説明したが、能動回路１０６の動作周波数の周波数成分を更に含んでもよい。

また、上述した実施の形態では、短パルス信号Ｓ５の立ち上がりを速くする間欠動作回路について説明したが、制御信号Ｓ２と同じ、若しくは近傍の傾きと電圧レベルの絶対値を持つ制御信号を、制御信号Ｓ２の立ち下がりのタイミングで回路に入力すれば、出力波形の立ち下がりも速くすることができ、出力波形の立ち上がりと立ち下がりの速い間欠動作回路を実現できる。

また、上述した実施の形態では、インピーダンス調整回路１０５を用いて入力端子１０７から見た回路インピーダンスを調整したが、能動回路１０６の回路インピーダンスが所望の条件であればインピーダンス調整回路１０５を省略してもよい。

また、上述した実施の形態では、制御信号Ｓ１と制御信号Ｓ２を、タイミング調整回路１０３を介して波形合成回路１０４で波形合成し、制御信号Ｓ４として能動回路１０６の一端子１０８に入力したが、波形合成をせずに別々の端子に入力してもよい。

図１２に、制御信号Ｓ１と制御信号Ｓ２を別々の端子に分けて入力することのできる間欠動作回路の構成例を示す。図１との対応部分に同一符号を付して示す図１２において、間欠動作回路１２００は、制御信号生成回路１０１と、制御信号生成回路１０２と、タイミング調整回路１０３と、インピーダンス調整回路１２０１と、能動回路１２０２とを有する。制御信号生成回路１０１、１０２によって制御信号Ｓ１、Ｓ２が生成されてからインピーダンス調整回路１２０１に入力されるまでの動作は、図１について上述したのと同様のため、ここでは省略する。インピーダンス調整回路１２０１は、制御信号Ｓ１Ａ、Ｓ２Ａをそれぞれインピーダンス調整し、インピーダンス調整された制御信号Ｓ１Ａ’、Ｓ２Ａ’を出力する。

図１３に、能動回路１２０２の構成例を示す。図１３の能動回路１２０２が図１０に示した能動回路１０６と異なる点は、端子１０８を端子１２０３’に置換し、コレクタ端子１００４に接続された端子１２０４’を有する構成となっている点であり、他の構成要素は同じである。能動回路１２０２は、端子１２０４’を介して制御信号Ｓ２Ａ’を入力すると共に、端子１２０３’を介して制御信号Ｓ１Ａ’を入力する。なお、図１３の発振回路において端子１２０４’からの制御信号Ｓ２Ａ’をエミッタ端子１００３に入力してもよい。なお、制御信号Ｓ１と制御信号Ｓ２を波形合成せずに２端子から入力する構成においても、図１１に示したような電流源スイッチを用いた構成を適用することができる。

また、上述した実施の形態では、能動素子としてトランジスタを用い、更に反転増幅回路を構成することで、負性抵抗を形成する場合について説明したが、負性抵抗素子を用いてもよい。

図１４に、能動回路１０６の別の構成例を示す。図１４に示す発振回路は、負性抵抗素子１４０１と、共振回路１４０２とで構成されている。ここで負性抵抗素子１４０１はトンネルダイオードである。図１５に、負性抵抗素子としてトンネルダイオードを用いた場合の電圧−電流特性を示す。電圧−電流特性曲線１５０１、電圧と電流の比が正の領域１５０２、１５０４、電圧と電流の比が負の領域１５０３を示す。過渡応答時における負性抵抗素子の抵抗値は、負性抵抗素子が負性抵抗成分を示さない領域である電圧と電流の比が正の領域１５０２における正の値を示す。負性抵抗素子１４０１に印加される電圧が電圧−電流特性曲線１５０１の電圧と電流の比が負の領域１５０３に位置し、負性抵抗素子１４０１と共振回路１４０２を含めた回路インピーダンスで安定振動の振幅値と周波数が決まる。

図１６に、間欠動作回路の一実施例を示す。図１６に示す間欠動作回路１６００は、制御信号生成回路１６０１、１６０２と、波形合成回路１６０３と、インピーダンス調製回路１６０４と、能動回路１６０５とを有する。本実施例ではタイミング調整回路は設けていない。制御信号生成回路１６０１から出力される制御信号Ｓ１として、例えば立ち上がり時間２４０ｐｓ、立ち下がり時間２４０ｐｓ、電圧１８０ｍＶ、パルス幅２４０ｐｓのものを用い、制御信号生成回路１６０２から出力される制御信号Ｓ２として、立ち上がり時間２４０ｐｓ、立ち下がり時間１．５ｎｓ、電圧１５０ｍＶ、パルス幅４．４ｎｓのものを用いた。インピーダンス調整回路１６０４は、例えば１００Ωの抵抗素子１６０６と、４．０ｐＦの容量素子１６０７と、５．６ｎＨの誘導素子１６０８とから構成した。能動回路（発振回路）１６０５は、トンネルダイオード１６０９と、０．５ｐＦの容量素子１６１１及び１．２ｎＨの誘導素子１６１２からなる共振回路１６１０とから構成した。なお、容量素子１６１３は、結合度を疎にすることで回路の出力端の影響なく信号を抽出するためのものであり、０．５ｐＦのものを用いた。インピーダンス素子１６１４は、出力端での負荷インピーダンスであり、５０Ωのものを用いた。

図１７に、図１６の間欠動作回路１６００の入出力応答を示す。安定振動での振幅値の５０％振幅の幅を発振時間としたとき、発振時間は４ｎｓであった。従来構成の場合の入出力応答を図１８に示す。図１８では、出力波形の発振時間が図１７の出力波形と等しくなるように、入力信号のパルス幅を７．４ｎｓとした。図１７の出力波形を図１８の出力波形と比較すると、図１６の構成を用いれば従来構成よりも、同じ出力パルス幅４ｎｓを得るのに、立ち上がり時間が３．５ｎｓ短縮できることが分かる。

なお、以上の説明では、能動回路として発振回路を用いる場合について説明したが、能動回路として増幅回路を用いてもよい。その場合の能動回路の構成例を図１９に示す。図１０との対応部分に同一符号を付して示す図１９の増幅回路は、図１０の回路と比較して、増幅回路に入力する高周波信号を発生させるための高周波信号発生回路１９０１が付加されていることと、帰還回路が省略されていることが異なる。

また、能動回路として逓倍回路を用いてもよい。その場合の能動回路は、図１０の回路と比較して、逓倍回路に入力する高周波信号を発生させるための高周波信号発生回路を付加すればよく、図１０に示す帰還回路１００２を設ける必要はない。また、リンギングの周波数は、能動回路１０６に入力する高周波信号の周波数ではなく、その周波数を逓倍した周波数成分となるように、制御信号Ｓ２の傾きとインピーダンス調整回路の回路定数を設定する必要がある。

また、以上の説明では、制御信号Ｓ１、Ｓ２としてパルス波形を用いた場合について説明したが、それに限定されず、正弦波、余弦波、及びその合成波を制御信号Ｓ１、Ｓ２として用いてもよい。

また、以上の説明では、２つの制御信号生成回路１０１、１０２を用いる場合について説明したが、３つ以上の制御信号生成回路を用いてトランジスタ３端子全てを制御してもよく、また３つ以上の制御信号生成回路から出力される制御信号を合成してもよい。

また、以上の説明では、トランジスタとしてＮＰＮ型トランジスタを用いる場合について説明したが、ＰＮＰ型トランジスタでもよい。その場合には、電源をＧＮＤ面に、ＧＮＤ面を電源に対応させればよい。

さらに、以上の説明では、能動素子としてトランジスタを用いる場合について説明したが、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）でもよい。その場合、ベースはゲートに、コレクタはドレインに、エミッタはソースに対応させればよい。

（実施の形態２）
図１との対応部分に同一符号を付して示す図２０に、本実施の形態の変調装置の構成を示す。変調装置２０００は、送信信号発生回路２００１と、分岐回路２００２と、実施の形態１で説明した間欠動作回路１００とほぼ同様の構成の間欠動作回路１００’とを有する。間欠動作回路１００’は、制御信号生成回路２００３と、制御信号生成回路２００４とを有している。

送信信号発生回路２００１は、送信信号Ｓ４０を発生し、これを分岐回路２００２に送出する。分岐回路２００２は、送信信号Ｓ４０を制御信号生成回路２００３、２００４の両方に入力させる。本実施の形態の場合には、制御信号生成回路２００３と制御信号生成回路２００４に同一の送信信号Ｓ４０を入力させる。

変調装置２０００は、送信信号Ｓ４０の電圧値によって制御信号Ｓ１、Ｓ２の波形を制御でき、これにより間欠動作回路１００’から出力される出力信号（短パルス信号Ｓ５）の電圧値を任意に制御できるようになっている。因みに、制御信号生成回路２００４は、実施の形態１の図３〜９で説明したような回路構成において、信号発生源３０１、５０１、７０１の代わりに、送信信号を入力する構成とすればよい。

図２１に、変調装置２０００における各信号の変化の様子を示す。図２１において、縦軸は全て電圧、横軸は全て時間である。

図２０及び図２１を用いて、変調装置２０００の動作について説明する。

先ず、送信信号Ｓ４０が、制御信号生成回路２００３、２００４に入力される。図２１では、送信信号Ｓ４０がＲＺ符号の場合を示しているが、ＮＲＺ符号でもよい。その場合には、変調回路を設けてパルス幅を制御すればよい。

制御信号生成回路２００３は、送信信号Ｓ４０に基づいて、パルス幅及び立ち上がり・立ち下がりを調整した、制御信号Ｓ１を生成し、これを出力する。この動作に関しては、公知であるので説明を省略する。一方、制御信号生成回路２００４は、送信信号Ｓ４０に基づいて制御信号Ｓ２を生成し、これを出力する。この制御信号Ｓ２の生成の仕方については、実施の形態１で説明したので、ここでは省略する。

制御信号Ｓ１、Ｓ２は、タイミング調整回路１０３に入力された後、波形合成回路１０４に入力され、インピーダンス調整回路１０５を経て能動回路１０６に入力され、能動回路１０６を間欠的に動作させる。タイミング調整回路１０３に入力されてから能動回路１０６に入力されるまでの動作の説明は、実施の形態１の図２Ａで説明したので、ここでは省略する。

変調装置２０００の能動回路１０６から出力される出力信号（短パルス信号）Ｓ５は、図２１に示したように、高振幅レベルでシンボル１を、低振幅レベルでシンボル０を示す変調信号となる。

以上のように、本実施の形態によれば、実施の形態１の間欠動作回路を変調装置に用い、送信信号Ｓ４０の電圧値に応じて制御信号Ｓ１、Ｓ２を変更するようにしたことにより、立ち上がり・立ち下がりの速い短パルス信号Ｓ５を得ることができると共に、リンギング振動の振幅と周波数とを送信信号Ｓ４０の電圧値に応じて任意に制御可能な変調装置２０００を実現できる。なお、安定振動の周波数と振幅値は、能動回路１０６の回路定数で決まり、制御信号が変更されても不変である。

図２２に、変調装置の別の構成例を示す。変調装置２２００は、送信信号Ｓ４０に応じて、リンギングの周波数、電圧値を任意に制御できるようになっている。変調装置２２００が、図２０の構成と異なる点は、分岐回路２００２がなく、制御信号生成回路２００３は制御信号生成回路１０１に、制御信号２００４は制御信号２２０１に置換され、送信信号Ｓ４０が制御信号生成回路１０２のみに入力されている点である。

図２３に、変調装置２２００に用いられる制御信号生成回路１０２の構成例を示す。制御信号生成回路１０２は、分岐回路２３０１と、インバータ部２３０２と、帯域制限回路２３０３、２３０５と、整流回路２３０４、２３０６と、合成回路２３０７とを有する。帯域制限回路２３０３と帯域制限回路２３０５、整流回路２３０４と整流回路２３０６は、それぞれ全く同じ構成であってもよいが、回路構成は変えずに各回路内のパラメータを変えて、制御信号の立ち上がりや立ち下がりの傾きを、それぞれ所望のものとしてもよい。

図２４に、図２３に示した制御信号生成回路２２０１における制御信号Ｓ２を生成するまでの、信号の変化の様子を示す。図２４において、縦軸は全て電圧、横軸は全て時間である。

以下、図２３及び図２４を用いて、制御信号生成回路２２０１の動作を説明する。送信信号発生回路２００１から出力される２値の送信信号Ｓ４０は分岐回路２３０１において２つの制御信号に分岐される。図２４では、送信信号Ｓ４０がＲＺ符号の場合を示しているが、ＮＲＺ符号でもよい。その場合には、変調回路を設けてパルス幅を制御すればよい。分岐回路２３０１にて分岐された送信信号Ｓ４０の一方は、インバータ部２３０２に入力され、インバータ部２３０２からインバート信号Ｓ５１が出力される。ここで、インバータ部２３０２は、送信信号Ｓ４０のパルス幅を装置系の１周期にまで補正し、符号を反転してからパルス幅を送信信号Ｓ４０と等しい値に戻す機能を持つようになされている。インバート信号Ｓ５１は、帯域制限回路２３０３によって、立ち上がりと立ち下がりにオーバーシュートが生じた信号Ｓ５２とされる。信号Ｓ５２は、ダイオードを用いたリミッタ回路等の整流回路２３０４によって、図２４に示すような波形の信号Ｓ５３とされる。ここで、整流後の信号Ｓ５３の周波数及び振幅値Ｖ_２’は帯域制限回路２３０３の回路定数によって決まる。

分岐回路２３０１で分岐されたもう一方の送信信号Ｓ４０は、帯域制限回路２３０５に入力され、帯域制限回路２３０５によって、立ち上がりと立ち下がりにオーバーシュートが生じた信号Ｓ５４とされる。信号Ｓ５４は、ダイオードを用いたリミッタ回路等の整流回路２３０６によって、図２４に示すような波形の信号Ｓ５５とされる。ここで、整流後の信号Ｓ５５の周波数及び振幅値Ｖ_２’’は帯域制限回路２３０５の回路定数によって決まる。

帯域制限後の信号Ｓ５３、Ｓ５５は、合成回路２３０７に入力され、合成回路２３０７によって合成された信号が制御信号Ｓ２として出力される。

ここで、送信信号Ｓ４０の立ち上がりと立ち下がりは十分に急峻な信号としているが、立ち上がりと立ち下がりが緩やかな場合はインバータ部２３０２と帯域制限回路２３０５の前段にドライバ回路を挿入すればよい。

変調装置の構成を図２２のようにし、かつ制御信号生成回路２２０１の構成を図２３のようにした場合における、制御信号生成回路１０１から出力される制御信号Ｓ１と、波形合成回路１０４から出力される合成された制御信号Ｓ３の様子を、図２５に示した。なお、図２５では、図２で説明した遅延時間τ１が０の場合を示しているが、その限りではない。

なお、上記説明では、制御信号生成回路２２０１の構成を、図７と同様に帯域制限回路を用いた構成とした場合を例にとって説明したが、制御信号生成回路２２０１の構成はこれに限らず、図３や図５に示したような構成を用いても同様に実現できる。

以上に示したように、送信信号発生回路２００１から出力される送信信号Ｓ４０の電圧値に応じて変更する制御信号を発振回路に入力することで、送信信号Ｓ４０の電圧値に応じてリンギング振動の周波数と振幅値が制御できる。なお、安定振動の周波数と振幅値は能動回路の回路定数で決まり、制御信号が変更されても不変である。

図２６から図２８に、本実施の形態の変調装置の出力信号、つまり変調信号（短パルス信号Ｓ５）の波形を示す。各図において、縦軸は全て電圧、横軸は全て時間である。

リンギング振動と安定振動の周波数が等しく、振幅値が異なる出力信号Ｓ５を得ることができるように、能動回路１０６の回路定数を決めるようにすれば、送信信号Ｓ４０の電圧値に応じて、リンギング振動の振幅値を任意に制御できる。この結果、図２６（ａ）、（ｂ）に示すように、リンギング振動の振幅値の異なる変調信号２６０１と変調信号２６０２に情報を載せることができるようになる。

因みに、図２６で示したリンギング振動が主である期間２６０３を、変調信号の第１期間、安定振動が主である期間２６０４を、変調信号の第２期間と呼ぶ。

また、上記説明ではリンギング振動と安定振動の周波数が等しく、振幅が異なる場合について説明したが、図２７（ａ）、（ｂ）に示すように、リンギング振動と安定振動の振幅を等しくし、周波数を異なるようにすれば、周波数が異なる変調信号２７０１と変調信号２７０２とに、情報を載せることもできるようになる。

同様に、図２８（ａ）〜（ｄ）に示すように、リンギング振動と安定振動との振幅、或いはリンギング振動と安定振動との周波数を互いに異なるようにすれば、変調信号２８０１〜２８０４に、情報を載せることもできる。これにより、変調装置を多値化できるという効果を得ることができる。

（実施の形態３）
図２９に、本実施の形態の変調装置の構成を示す。変調装置２９００は、送信信号発生回路２９０１と、それぞれ間欠動作回路１００’と同様に構成された間欠動作回路１００’−１、１００’−２と、出力切替回路２９０２と、インバータ回路２９０３と、変調回路２９０４−１、２９０４−２とを有する。

ここで、間欠動作回路１００’の出力は、リンギング及び安定振動の周波数と振幅値とが共に等しく、ただし、間欠動作回路１００’−１と間欠動作回路１００’−２とでは、振幅値は等しいが、周波数が異なるように、異なる回路定数が設定されている。

因みに、各間欠動作回路１００’−１、１００’−２においては、図２０に示したのと同様に、各変調回路２９０４−１、２９０４−２からの出力信号Ｓ６２、Ｓ６４（図２０では分岐回路２００２からの出力信号となっている）が、２つの制御信号生成回路に入力されるようになっている。

図３０に、変調装置２９００における各信号の変化の様子を示す。図３０において、縦軸は全て電圧、横軸は全て時間である。

図２９及び図３０を用いて、変調装置２９００の動作について説明する。

送信信号発生回路２９０１から出力される送信信号Ｓ６０は、インバータ回路２９０３に入力され、インバータ回路２９０３によって、インバート信号Ｓ６１とされる。インバート信号Ｓ６１は、変調回路２９０４−１によってパルス幅を調整され、これにより間欠動作回路１００’−１への入力信号Ｓ６２が得られる。間欠動作回路１００’−１は、上述した実施の形態１と同様の動作を行うことにより、出力信号（短パルス信号）Ｓ６３を得る。

一方、送信信号Ｓ６０は、変調回路２９０４−２によってパルス幅を調整され、これにより間欠動作回路１００’−２への入力信号Ｓ６４が得られる。間欠動作回路１００’−２は、上述した実施の形態１と同様の動作を行うことにより、出力信号（短パルス信号）Ｓ６５を得る。

出力信号（短パルス信号）Ｓ６３と出力信号（短パルス信号）Ｓ６５は、出力切替回路２９０２に入力される。また出力切替回路２９０２には、送信信号Ｓ６０が入力されている。出力切替回路２９０２は、送信信号Ｓ６０のシンボルが「０」のときには信号Ｓ６３を選択する一方、シンボルが「１」のときには信号Ｓ６５を選択して、選択した信号を変調信号Ｓ６６として出力する。

以上のように、本実施の形態によれば、それぞれ回路定数が異なり、かつそれぞれ送信データである送信信号を入力する複数の間欠動作回路１００’−１、１００’−２と、複数の間欠動作回路１００’−１、１００’−２の出力信号Ｓ６３、Ｓ６５を入力し、送信データである送信信号Ｓ６０に基づいて、入力した信号Ｓ６３、Ｓ６５からどの信号を出力するかを切り替える出力切替回路２９０２とを設けたことにより、出力波形の立ち上がり時間と立ち下がり時間が速い短パルス（変調信号Ｓ６６）を得ることができ、かつ、その周波数を送信信号Ｓ６０に応じて任意に変更可能な変調装置２９００を実現できる。

なお、本実施の形態では、間欠動作回路１００’の出力は、リンギング及び安定振動の周波数と振幅値とが共に等しく、ただし、間欠動作回路１００’−１と間欠動作回路１００’−２とでは、振幅値は等しいが、周波数が異なるように、異なる回路定数が設定されている場合について述べたが、本発明はこれに限らない。

例えば、図３１に示すように、変調信号３１０１のリンギング振動と変調信号３１０２の安定振動の周波数が等しく、変調信号３１０１の安定振動と変調信号３１０２のリンギング振動の周波数が等しくなるように回路定数をそれぞれ決定しておき、送信信号Ｓ６０の電圧値に応じて周波数の変化の仕方を変えて、変調信号とすることもできる。また、間欠動作回路１００’−１からの出力信号Ｓ６３のリンギング振動、安定振動と、間欠動作回路１００’−２からの出力信号Ｓ６５のリンギング振動、安定振動との少なくとも一つの振幅を変更して、それぞれ変調信号として出力することもできる。

また、間欠動作回路１００’−１からの出力信号Ｓ６３と間欠動作回路１００’−２からの出力信号Ｓ６５とで位相を反転させることにより、図３２（ａ）、（ｂ）に示すように、送信信号Ｓ６０の電圧値に応じて位相が反転する変調信号３２０１と変調信号３２０２とを形成し、そのそれぞれに情報を載せることもできる。なお、変調信号３２０１を生成するための制御信号生成回路２２０１から出力される制御信号Ｓ２の波形と変調信号３２０２を生成するための第２の制御信号生成回路から出力される制御信号Ｓ２の波形は、実施の形態１で説明したように、大きさは同じ若しくは近傍の値で、正と負で符号が異なるようにすればよい。

図２９との対応部分に同一符号を付して示す図３３に、変調装置の別の構成例を示す。図２９の構成と異なる点は、変調回路２９０４−１、２９０４−２の前段に、送信信号Ｓ６０に応じて、入力２端子と出力２端子を切り替えるスイッチ回路３３０１を有する点である。

また、間欠動作回路１００’−１、１００’−２は、それぞれ、図２２で示した変調装置の構成のように、変調回路２９０４−１、２９０４−２からの信号を第２の制御信号生成回路２２０１（図２２参照）のみに入力するように構成されている。この構成により、間欠動作回路１００−１からの出力信号のリンギング振動、安定振動、間欠動作回路１００’−２からの出力信号のリンギング振動、安定振動の少なくとも一つの振幅が異なり、かつ間欠動作回路１００’−１からの出力信号のリンギング振動と間欠動作回路１００’−２からの出力信号の安定振動の周波数が同じで、かつ間欠動作回路１００’−１からの出力信号の安定振動と間欠動作回路１００’−２からの出力信号のリンギング振動の周波数が同じであるようにして、それぞれ変調信号として出力することもできる。

このように、変調装置３３００は、間欠動作回路１００’−１の出力信号である２値の信号と、間欠動作回路１００’−２の出力信号である２値の信号の計４値の信号を、出力切替回路２９０２によって切り替えることで、多値化に対応した変調装置となる。図３４（ａ）〜（ｄ）は、図３３の変調装置３３００から出力される変調信号３４０１〜３４０４の波形を示す図である。図３４において、縦軸は全て電圧、横軸は全て時間である。

なお、本実施の形態では、２値の送信信号Ｓ６０に対して２つの間欠動作回路１００’−１、１００’−２を用いた場合について説明したが、３つ以上の回路定数の互いに異なる間欠動作回路を設けると共に、出力切替回路２９０２の入力端子を３つ以上設けるようにすれば、送信信号の電圧に応じて複数の変調信号を得ることができる。

また、図３３において、接続点Ｐ１とスイッチ回路３３０１の間にＰＮ（Pseudo Noise）符号発生器を設けると共に、２つの間欠動作回路１００’−１、１００’−２からの出力信号の振幅値が同じで、かつそれぞれの出力信号においてリンギング振動と安定振動との周波数が同じになるように間欠動作回路１００’−１、１００’−２の回路定数を設定すれば、送信信号Ｓ６０に応じて周波数ホッピングを行う変調装置を実現することもできる。これにより、周波数選択性フェージング等によるデータ誤りを低減できる。

以上説明したように、本発明の間欠動作回路によれば、間欠動作回路の動作周波数と同じ、若しくは近傍の周波数を持ったリンギング振動を、間欠動作を制御する制御信号の他に別途設けた制御信号と受動回路（インピーダンス調整回路）によって発生させ、リンギング振動と安定振動が継続して出力するように制御信号を入力するタイミングを調整するようにしたことにより、出力波形の立ち上がりと立ち下がりの速い間欠動作回路及び変調装置を、小回路規模、低消費電力化で実現できる。特に、発振回路を用いた間欠動作回路の場合は、リンギング振動によって発振起動を促進する効果を更に有する。このとき、リンギング振動を生成するための電圧値の高い制御信号によって、能動素子の端子間容量と回路浮遊容量のチャージにも寄与することができる。

また、本発明の変調装置によれば、送信信号によって、リンギング振動と安定振動それぞれの周波数、振幅及び又は位相を任意に変えた変調信号を得ることができ、加えて変調信号のリンギング振動と安定振動との周波数、振幅及び又は位相に情報を載せて、多値化することができる。

なお、以上、本発明の実施の形態を、図面を参照して記述してきたが、具体的な構成はこの実施の形態に限られるものでなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。

また、以上、本発明について、図面を用いて説明してきたが、本発明を同様の動作をする半導体集積回路やシステムとして実施することもできる。

本発明の間欠動作回路、変調装置及び変調方法は、小回路規模、低消費電力で、立ち上がりと立ち下がりの速い出力波形を得ることができるといった効果を有し、高速無線通信における間欠動作回路、変調器として用いて好適である。

本発明の実施の形態１に係る間欠動作回路の構成例を示すブロック図 図１の間欠動作回路における制御信号の変化の様子を示すタイミングチャート 能動回路から出力される短パルス信号の説明に供する波形図 制御信号生成回路の構成例を示すブロック図 図３の制御信号生成回路における制御信号の変化の様子を示すタイミングチャート 実施の形態１における制御信号生成回路の他の構成例を示すブロック図 図５の制御信号生成回路における制御信号の変化の様子を示すタイミングチャート 実施の形態１における制御信号生成回路の他の構成例を示すブロック図 図７の制御信号生成回路における制御信号の変化の様子を示すタイミングチャート 帯域制限回路の構成例を示す接続図 能動回路の構成例を示す接続図 能動回路の構成例を示す接続図 実施の形態１における間欠動作回路の他の構成例を示すブロック図 図１２の能動回路の構成例を示す接続図 負性抵抗素子を用いた能動回路の構成例を示すブロック図 負性抵抗素子としてトンネルダイオードを用いた場合の電圧−電流特性を示す特性図 実施の形態１の間欠動作回路のさらに具体的な構成例を示す図 図１６の間欠動作回路の入出力波形を示す特性図 従来の間欠動作回路の入出力波形を示す特性図 能動回路を増幅回路構成とした場合の構成例を示す接続図 本発明の実施の形態２に係る変調装置の構成例を示すブロック図 図２０の変調装置における信号の変化の様子を示すタイミングチャート 実施の形態２における変調装置の他の構成例を示すブロック図 図２２の制御信号生成回路の構成例を示すブロック図 図２３の制御信号生成回路において制御信号が生成されるまでの信号の変化の様子を示すタイミングチャート 制御信号の説明に供する波形図 リンギング振動の振幅値の異なる変調信号を示す波形図 リンギング振動の周波数が異なる変調信号を示す波形図 リンギング振動と安定振動間で、周波数と振幅が互いに異なる変調信号を示す波形図 実施の形態３の変調装置の構成を示すブロック図 図２９の変調装置における信号の変化の様子を示すタイミングチャート 変調装置によって形成される変調信号の波形の例を示す波形図 変調装置によって形成される変調信号の波形の例を示す波形図 実施の形態３における変調装置の他の構成例を示すブロック図 図３３の変調装置によって形成される変調信号の説明に供する波形図 従来の間欠動作回路の構成例を示す図 従来の間欠動作回路に入力される制御信号波形を示す図 従来の間欠動作回路に入力される制御信号波形を示す図 従来の間欠動作回路に適用される発振回路の回路構成を示す接続図

符号の説明

１００、１００’、１００’−１、１００’−２、１２００、１６００ 間欠動作回路
１０１、１０２、１６０１、１６０２、２００３、２００４、２２０１ 制御信号生成回路
１０３ タイミング調整回路
１０４、１６０３ 波形合成回路
１０５、１２０１、１６０４ インピーダンス調整回路
１０６、１２０２、１６０５ 能動回路
３０１、５０１，７０１ 信号発生源
３０３ 遅延回路
３０４ 反転回路
３０５、２３０７ 合成回路
３０６、７０３、２３０４、２３０６ 整流回路
５０２ ゲート回路
５０３ Ｆｔ変換回路
７０２ 帯域制限回路
１４０１ 負性抵抗素子
１４０２ 共振回路
２０００、２２００、２９００、３３００ 変調装置
２００１、２９０１ 送信信号発生回路
２３０２ インバータ部
２３０３、２３０５ 帯域制限回路
２９０２ 出力切替回路
２９０３ インバータ回路
２９０４−１、２９０４−２ 変調回路
３３０１ スイッチ回路

Claims (10)

1. 能動素子を有する能動回路と、
   前記能動回路の動作開始と動作停止を制御する第１の制御信号を生成する第１の制御信号生成回路と、
   前記能動回路にリンギング振動を起こさせる第２の制御信号を生成する第２の制御信号生成回路と、
   前記能動回路から前記リンギング振動と安定振動が継続して出力されるように、前記第１及び第２の制御信号の前記能動回路への入力タイミングを調整するタイミング調整回路と、
   前記タイミング調整回路と前記能動回路との間に設けられるインピーダンス調整回路と、
   を具備し、
   前記インピーダンス調整回路と前記第２の制御信号の傾きを決定することで、前記リンギング振動の周波数を制御するとともに、前記インピーダンス調整回路と前記第２の制御信号の電圧値を決定することで前記リンギング振動の振幅を制御することを特徴とする、
   間欠動作回路。
2. 前記リンギング振動の周波数を、前記能動回路の動作周波数と同じ、若しくは近傍の値となるようにした
   請求項１に記載の間欠動作回路。
3. 前記第２の制御信号生成回路は、前記第２の制御信号として、前記能動回路の動作周波数と同じ、若しくは近傍の値の周波数成分を重畳した信号を生成する
   請求項１に記載の間欠動作回路。
4. 前記能動回路は、発振回路である
   請求項１に記載の間欠動作回路。
5. 請求項１に記載の間欠動作回路と、
   前記間欠動作回路の前記第１及び前記第２の制御信号生成回路に、送信データである送信信号を入力させる送信信号供給手段と
   を具備し、
   前記間欠動作回路は、前記送信信号に基づいて、前記第１の制御信号の電圧値の絶対値、前記第２の制御信号の電圧値の絶対値又は前記第２の制御信号の立ち上がりの傾きの少なくとも一つを変更して、前記送信信号を変調した変調信号を出力する
   変調装置。
6. それぞれ回路定数が異なり、かつそれぞれ送信データである送信信号が入力される複数の、請求項１に記載の間欠動作回路と、
   前記複数の間欠動作回路の出力信号が入力され、前記送信データである前記送信信号に基づいて、前記複数の間欠動作回路の出力信号を切り替えて変調信号として出力する出力切替回路と
   を具備する変調装置。
7. 前記複数の間欠動作回路のうち一の間欠動作回路の前段側に設けられたインバータ回路を、さらに具備し、
   前記インバータ回路には前記送信信号が入力されるとともに、前記インバータ回路の出力は前記一の間欠動作回路に入力される
   請求項６に記載の変調装置。
8. 前記変調信号は、前記リンギング振動が主である第１の期間と、安定振動が主である第２の期間とにより構成され、
   前記第１の期間の周波数を、前記第２の制御信号の立ち上がりの傾きによって制御する
   請求項６に記載の変調装置。
9. 前記変調信号は、前記リンギング振動が主である第１の期間と、安定振動が主である第２の期間とにより構成され、
   前記第１の期間の振幅を、前記第２の制御信号の電圧値によって制御する
   請求項６に記載の変調装置。
10. 前記変調信号は、前記リンギング振動が主である第１の期間と、安定振動が主である第２の期間とにより構成され、
    前記インピーダンス調整回路と前記第２の制御信号の傾きを決定することで、前記第１の期間の前記リンギング振動の周波数を制御するとともに、前記インピーダンス調整回路と前記第２の制御信号の電圧値を決定することで前記第１の期間の前記リンギング振動の振幅を制御する
    請求項６に記載の変調装置。

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