JP4160416B2 - 信号生成回路 - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は、電波を送受信して被検出物の検出を行うレーダ装置に用いる信号生成回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１５は、従来の技術のレーダ装置１の電気的構成を示すブロック図である。レーダ装置１は、送信波２を送信し、被検出物４による送信波２の反射波を受信波３として受信する。レーダ装置１は、送信波２の送信時刻と受信波３の受信時刻との時間差を測定することによって、被検出物４とレーダ装置１との距離を測定する（たとえば、特許文献１参照）。
【０００３】
レーダ装置１は、アンテナ５と、送信部６と、受信部７と、測定部８とを有する。アンテナ５は、送信部６によって生成された送信信号を送信波２に変換して、送信波２を空間に送信するとともに、空間を伝播する受信波３を受信して、受信波３を受信信号に変換する。
【０００４】
【特許文献１】
実開平５−１９９７８号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図１６は、送信信号１０の信号波形を示す図である。図１７は、送信信号１０を説明するための図である。
【０００６】
送信波２を送信するための送信信号１０は、振幅値がゼロとなる第１状態１０ａを第１時間Ｗ１継続し、一周期ごとの最大振幅値が予め定める値Ｈとなる第２状態１０ｂを第２時間Ｗ２継続する。送信信号１０は、第１状態１０ａと第２状態１０ｂとを交互に繰り返す。
【０００７】
第１状態１０ａから第２状態１０ｂへ切換る立ち上がり時間および第２状態１０ｂから第１状態１０ａに切換る立ち下がり時間がともに短い送信信号１０では、送信波２の周波数帯域が広くなる。送信波２の周波数帯域が広くなると、種々の問題が生じる。たとえば、送信波２およびその反射波である受信波３が、他の電波に対して干渉するおそれがあり、被検出物４を正確に検出できないおそれがある。さらに、国内電波法規においては、レーダとして使用可能な電波の周波数帯域が狭帯域であり、送信波２の周波数帯域が広くなると、使用可能な周波数範囲を超えてしまうおそれがある。
【０００８】
また、従来技術の１つとして、ローパスフィルタを用いて立ち上がり時間および立ち下がり時間が長い送信信号を生成する方法がある。この場合には、受信信号を検波した検波信号もまた立ち上がり時間および立ち下がり時間が長くなる。
【０００９】
図１８は、立ち上がり時間が長い検波信号１３〜１５の信号波形を拡大して示す図である。受信波３は、被検出物４の電波反射率によって受信時の電力レベルが大きく変化する。検波信号波形１３〜１５は、立ち上がりの時間変化率が小さいので、受信波２３の電力レベルの変化によって、受信しきい値Ｈ１に達する受信時刻ｔ１〜ｔ３が変化する。このように受信時刻ｔ１〜ｔ３が変化してしまうと、被検出物４を正確に検出することができないという問題がある。
【００１０】
以上のように送信信号１０の立ち上がりおよび立ち下がりを急峻にすれば、送信波２の周波数帯域が広くなってしまい、種々の問題が生じる。また送信信号１０の立ち上がりおよび立ち下がりを緩やかにすれば、被検出物４を正確に検出することができないという問題がある。
【００１１】
また、送信信号１０のパルス幅、すなわち上述した第２時間Ｗ２を長くすることによって、送信波２の周波数帯域を狭くする方法がある。しかし、レーダ装置１のシステムの仕様によっては、第２時間Ｗ２を長くすることには、限界があり、送信波２の周波数帯域を十分に狭くすることができない。たとえば送信波を送信してから次の送信波を送信するまでの時間（Ｗ１＋Ｗ２）が予め決定されている場合、パルス幅を長くしすぎると、先の送信波が遠くの被検出物に反射した場合の受信波が、後の送信波の受信期間に重なってしまう可能性があるため、第２時間Ｗ２をあまり長くすることができない。
【００１２】
したがって、本発明の目的は、送信波の周波数帯域を狭くしたうえで、被検出物の検出を確実に行うレーダ装置の信号生成回路を提供することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、被検出物による送信波の反射波を受信波として受信して、送信波の送信時刻と受信波の受信時刻との時間差を測定するレーダ装置に用いられ、送信波を生成する回路であって、
第１電位と第２電位とにわたって連続的に切り換え可能なスイッチングデバイスと、
前記送信波となる送信信号を、前記スイッチングデバイスで切り換えられる電位に応じて増幅して出力する増幅回路と、
前記スイッチングデバイスが、第１電位から第２電位への切り換えと第２電位から第１電位への切り換えとのいずれか一方を他方よりも高速度で切り換えることにより、前記送信波は、その包絡線の波形が振幅値を一定に保つ状態を有する台形波となり、前記波形の立ち上がりと立ち下がりのうち、受信波の受信時刻の検出に用いる一方の時間変化率が他方よりも急峻な形状の送信波を生成し、
前記増幅回路は、発振器からの電位が与えられるゲート端子、接地されるソース端子およびアンテナに接続されるドレイン端子を有する送信用電界効果トランジスタから成り、
前記スイッチングデバイスは、送信用電界効果トランジスタのドレイン端子に接続され、送信用電界効果トランジスタのドレイン端子とソース端子間の電位を、第１電位と第２電位とにわたって連続的に切り換え可能であって、送信波を生成し、
発振器と送信用電界効果トランジスタとの間に設けられ、発振器から与えられる信号の周波数を逓倍する逓倍器をさらに含み、
逓倍器は、スイッチングデバイスが送信用電界効果トランジスタのドレイン端子に第２電位より高い第１電位を与えるとき、周波数の逓倍する逓倍を行い、スイッチングデバイスが送信用電界効果トランジスタのドレイン端子に第１電位より低い第２電位を与えるとき、周波数の逓倍を停止することを特徴とする信号生成回路である。
【００２１】
本発明に従えば、送信波において、その立ち上がりおよび立ち下がりのいずれか一方は、その時間変化率が大きい。またいずれか他方は、その時間変化率が小さい。送信信号の立ち上がりおよび立ち下がりのうち、いずれか一方の時間変化率を大きくした分だけ、他方の時間変化率を小さくすることによって、送信波の周波数帯域を狭くすることができる。
【００２２】
このような送信波が被検出物に向かって送信される場合、反射波である受信波も同様に、立ち上がりおよび立ち下がりのいずれか一方は、その時間変化率が大きい。受信波の立ち上がりおよび立ち下がりのうち、時間変化率が大きい一方を用いて、受信波の受信時刻が設定されることによって、被検出物の反射率に起因する受信時刻のずれを小さくすることができる。
【００２３】
したがって、送信波および受信波の周波数帯域を狭くすることができるとともに、被検出物の反射率に起因する受信時刻のずれを小さくすることができ、被検出物の反射率にかかわらず被検出物の検出を確実に行うことができる。
【００２５】
また、ゲート端子に発振器からの電位が与えられた状態で、スイッチングデバイスがドレイン端子に与える電位を変化させる。これによってソース端子とドレイン端子との間の電圧が変化し、この変化を送信信号としてアンテナに与える。ドレイン端子に与えられる電位が、第２電位から第１電位に切り換えられる速度によって、送信信号の立ち上がりの時間変化率が決定される。また第１電位から第２電位に切り換えられる速度によって、送信信号における立ち下がりの時間変化率が決定される。
【００２６】
本発明では、第１電位から第２電位への切り換えおよび第２電位から第１電位への切り換えのいずれか一方を高速で切り換え、いずれか他方を低速で切り換える。これによって立ち上がりおよび立ち下がりのいずれか一方が急峻であり、いずれか他方が緩やかである送信波を生成することができる。
【００２７】
さらに、電界効果トランジスタを用いることによって、第１電位と第２電位とを短時間で切り換えることができ、レーダ装置に好適に用いられるパルス幅の短い送信波を好適に生成することができる。またドレイン端子はゲート端子に比べて耐圧が高いので、送信用電界効果トランジスタの破損を防止するとともに安定した出力を実現することができる。またドレイン端子とソース端子との間に印加する電圧を増やすことで、送信波の電力を大きくすることができる。すなわち増幅回路として機能させることができ、別途増幅器を設ける必要がない。
【００２９】
また、発振器が生成する信号を逓倍器に与え、逓倍器によって周波数が逓倍された信号の電位をゲート端子に与える。またスイッチングデバイスが送信用電界効果トランジスタのドレイン端子に第１電位を与えるときに、逓倍器を逓倍状態に切り換え、ドレイン端子に第２電位を与えるときに、逓倍器を逓倍停止状態に切り換える。このように逓倍器自体をスイッチングすることによって、生成される送信波のオンオフ比を大きくすることができる。すなわち、第１電位状態における送信波の電力と、第２電位状態における送信波の電力との差を大きくすることができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
図１は、レーダ装置２０の電気的構成を示すブロック図であり、図２は、送信信号４０の信号波形を示す図である。レーダ装置２０は、電波である送信波２２を送信し、被検出物２４による送信波２２の反射波を受信波２３として受信する。レーダ装置２０は、送信波２２の送信時刻と受信波２３の受信時刻との時間を測定することによって、被検出物２４とレーダ装置２０との距離を測定する。
【００３１】
レーダ装置２０は、送信アンテナ２５ａと、受信アンテナ２５ｂと、信号生成部２６と、受信部２７と、測定部２８とを有する。送信アンテナ２５ａは、信号生成部２６によって生成された電気信号である送信信号４０を、送信波２２に変換して、送信波２２を空間に送信する。また受信アンテナ２５ｂは、被接合物２４から反射して空間を伝播する受信波２３を受信して、受信波２３を電気信号である受信信号に変換する。また、送信アンテナ２５ａおよび受信アンテナ２５ｂは、送受信を兼用する１つのアンテナであってもよい。
【００３２】
信号生成部２６は、送信アンテナ２５ａに与える送信信号４０を生成し、電気回路によって実現される。信号生成部２６は、図９（１）に示すような連続高周波信号（以後、高周波信号７０と記載する）を生成する発振器３０によって生成された高周波信号７０の振幅値を変化させる増幅回路３１と、増幅回路３１を動作させるため、図９（４）に示すようなスイッチ信号７３を与えるスイッチングデバイス３２とを有する。増幅回路３１は、スイッチ信号７３の振幅値に応じて、高周波信号７０の振幅値を変化させて送信信号４０を生成する。増幅回路３１が高周波信号７０の振幅値を変化させる場合、高周波信号７０の振幅値をゼロにする場合も含む。
【００３３】
信号生成部２６によって生成される送信信号４０を検波した波形は、立ち上がり４１と立ち下がり４２のうち一方の時間変化率が急峻なものである。たとえばその波形は、その立ち上がり４１が、方形波信号の立ち上がりと同様の時間変化率が急峻な波形であり、その立ち下がり４２が、方形波信号の立ち下がりと異なり、時間変化率が緩やかな波形となる。したがって送信信号４０が電波に変換された送信波２２もまた、立ち上がりが方形波と同様の波形を有し、立ち下がりが方形波と異なる検波波形を有する。
【００３４】
受信部２７は、検波回路３３と、アンプ３４とを有する。受信信号が与えられた検波回路３３は、受信信号を包絡線検波する。検波回路３３は、受信信号を検波した検波信号をアンプ３４に与える。アンプ３４は、検波信号の振幅値を増幅した検出信号５０を生成する。
【００３５】
測定部２８は、送信波２２の立ち上がりの送信時刻から受信波２３の立ち上がりの受信時刻までの時間を測定する。受信時刻は、レーダ装置２０から被検出物２４までの距離を電波が往復する時間分だけ、送信時刻から遅れる。したがってこの時間差を測定することによって、レーダ装置２０から被検出物２４までの距離を推定することができる。
【００３６】
このようなレーダ装置２０は、単純な構成によって実現することができ、安価に製造することができる。レーダ装置２０は、たとえば車両に設けられて、数１０メートル先にある障害物を検出することができる。
【００３７】
図３は、送信信号４０における立ち上がり４１の信号波形を拡大して示す図であり、図４は、送信信号４０における立ち下がり４２の信号波形を拡大して示す図である。図３および図４は、理解を容易にするために送信信号４０の高周波成分の周期を実際よりも大きく示す。
【００３８】
なお、本明細書において「波形」は、時間経過にともなう信号および電波の振幅値を順次表示して描かれる波形である。各信号および各電波において、包絡線検波された振幅値を検波振幅値と呼ぶ場合がある。たとえば振幅値は、時間経過とともに変化する電圧または電力の値である。また、高周波成分を含む信号および電波において、「立ち上がり」は、包絡線検波されたときの振幅値が時間経過とともに増加する状態であり、「立ち下がり」は、包絡線検波されたときの振幅値が時間経過とともに減少する状態である。
【００３９】
スイッチングデバイス３２によって増幅回路３１は、発振器３０から与えられる高周波信号７０をアンテナ２５に供給しない遮断状態と、発振器３０から与えられる高周波信号７０をアンテナ２５に供給する非遮断状態とが交互に切り換えられる。遮断状態では、送信信号４０の検波振幅値が予め定める基準振幅値Ｈ０以下となる。非遮断状態では、送信信号４０の検波振幅値が基準振幅値Ｈ０を超える。したがって送信信号４０は、高周波信号７０と同じ高周波周波数成分を有し、検波振幅値が予め定める基準振幅値Ｈ０以下となる遮断状態４４と、検波振幅値が予め定める基準振幅値Ｈ０を超える非遮断状態４３とを交互に繰り返す。
【００４０】
スイッチングデバイス３２によって増幅回路３１は、遮断状態から、予め定められる供給振幅値Ｈ１以上の振幅の高周波信号７０をアンテナ２５に供給する供給状態に達するまでの速度と、供給状態から遮断状態に達するまでの速度が異なる。なお、供給振幅値Ｈ１は基準振幅値Ｈ０よりも大きな値である。本実施の形態では、遮断状態から供給状態に達するまでの速度が高速度で切り換り、供給状態から遮断状態に達するまでの速度が低速度で切り換える。これによって送信信号４０は、遮断状態４４から供給状態４５に達するまでの検波振幅値の時間変化率が大きく、供給状態４５から遮断状態４４に達するまでの検波振幅値の時間変化率が小さい。
【００４１】
したがって送信信号４０は、基準振幅値Ｈ０から供給振幅値Ｈ０に達するまで検波振幅値が時間経過とともに増加する立ち上がり４１の状態と、供給振幅値Ｈ０を保つ供給状態４５と、供給振幅値Ｈ０から基準振幅値Ｈ０に達するまで検波振幅値が時間経過とともに減少する立ち下がり４２の状態とを有する。
【００４２】
送信信号４０について、高周波成分の一周期ごとの最大振幅値を時間経過にしたがって順に結ぶ包絡線４６を考えた場合、立ち上がり４１では、その包絡線４６の振幅値の増加する時間変化率が急峻であり、たとえば方形波と同様の時間変化率となる。また立ち下がり４２では、その包絡線４６の振幅値の減少する時間変化率が緩やかであり、方形波と異なる時間変化率となる。なお、本発明における方形波は、現実的に整形される方形波であって、その立ち上がりおよび立ち下がりは、有限の時間変化率を有する。
【００４３】
図２に示すように非遮断状態４３を継続する非遮断状態継続時間Ｗ２０と、遮断状態４４を継続する遮断状態継続時間Ｗ２１は、レーダ装置２０の仕様条件によって決定され、被検出物２４の検出が良好に行われる時間に設定される。
【００４４】
高周波信号７０の周波数が数１０ＧＨｚのマイクロ波〜ミリ波近距離レーダの場合には、非遮断状態継続時間Ｗ２０と遮断状態継続時間Ｗ２１とを加算した時間（Ｗ２０＋Ｗ２１）は、たとえば４００ナノ秒に設定される。また、非遮断状態継続時間Ｗ２０は、たとえば１００ナノ秒に設定される。
【００４５】
また立ち上がり４１において、基準振幅値Ｈ０と供給振幅値Ｈ１との差である振幅幅（Ｈ１−Ｈ０）の１０％に達した時刻から振幅幅の差の９０％に達した時刻までの時間、いわゆる立ち上がり時間Ｗ２２が、たとえば５〜１０ナノ秒に設定される。また立ち下がり４２において、振幅幅の９０％に達した時刻から振幅幅の１０％に達した時刻までの時間、いわゆる立ち上がり時間Ｗ２４が、たとえば２０〜４０ナノ秒に設定される。
【００４６】
高周波信号７０の周期は、非遮断状態時間Ｗ２０に比べて十分に小さい。したがって送信信号４０の検波振幅値が時間経過にともなって描く波形は、略パルス状の波形となる。
【００４７】
このような送信信号４０をアンテナ２５に与えることによって、アンテナ２５から送信される送信波２２と、被検出物２４による反射波である受信波２３とは、送信信号４０と同様の波形形状を有し、立ち上がりの検波振幅値の時間変化率が大きく、立ち下がりの検波振幅値の時間変化率が小さくなる。
【００４８】
図５は、送信信号４０と検出信号５０との信号波形を簡略化して示す図である。図５（１）に、送信信号４０の検波振幅値の波形を示し、図５（２）に、検出信号５０の振幅値の波形を示す。検出信号５０は、上述したように受信信号を包絡線検波して、さらに増幅した電気信号である。検出信号５０は、送信信号４０と同様に立ち上がりおよび立ち下がりを有する。対応する送信信号４０の参照符号において２桁目を５に換えて、検出信号５０の各状態として参照符号を付する。
【００４９】
本実施の形態では、送信信号４０の立ち上がり４１において、検波振幅値が予め定められる送信しきい値Ｈ２に達する時刻を送信時刻ｔ１０とし、検出信号５０の立ち上がり５１において、その振幅値が予め定められる受信しきい値Ｈ３に達した時刻を受信時刻ｔ２０とする。
【００５０】
測定部２８は、上述した送信時刻ｔ１０から受信時刻ｔ２０までの時間差Ｗ３０を測定する。また測定部２８は、この時間差Ｗ３０と、電波が空間を移動する速度とに基づいて、被検出物２４までの距離を求める。
【００５１】
図６は、本発明の送信信号４０と比較例の送信信号４０ａ，４０ｂとを説明するための図である。図６（１）は、時間経過にともなう本発明の送信信号４０の検波振幅値の波形を示し、図６（２）は、図６（１）の波形の周波数成分４７を示す。図６（３）は、時間経過にともなう第１比較例の送信信号４０ａの検波振幅値の波形を示し、図６（４）は、図６（３）の波形の周波数成分４７ａを示す。図６（５）は、時間経過にともなう第２比較例の送信信号４０ｂの検波振幅値の波形を示し、図６（６）は、図６（５）の波形の周波数成分４７ｂを示す。
【００５２】
図６において、第１比較例の送信信号４０ａの各状態を、本発明の送信信号４０の各状態の参照符号に添え字ａを付して示し、第２比較例の送信信号４０ｂの各状態を、本発明の送信信号４０の各状態の参照符号に添え字ｂを付して示す。また、各波形の周波数成分については、その振幅レベルが、予め定められる所定レベル以上であって、現実的に問題となる周波数成分について言及する。所定レベル未満の周波数成分については、送信波の周波数帯域に含まないことが国内電波法にも規定されている。
【００５３】
図６（３）に示すように、第１比較例の送信信号４０ａは、立ち上がり時間Ｗ４０ａおよび立ち下がり時間Ｗ４１ａがともに短い。この場合には、図６（４）に示すように、その検波した検波波形の周波数帯域Ｗ４２ａが広くなる。
【００５４】
図６（５）に示すように、第２比較例の送信信号４０ｂは、立ち上がり時間Ｗ４０ｂおよび立ち下がり時間Ｗ４１ｂがともに長い。この場合には、図６（６）に示すように、その検波波形の周波数帯域Ｗ４２ｂが狭くなる。しかし、立ち上がりおよび立ち下がり時間Ｗ４０ｂ，Ｗ４１ｂを長くすれば、従来の技術として図１８に示したように、被検出物２４の反射率が異なって受信波２３の電力レベルが変化する場合には、その受信時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３にずれが生じやすくなる。
【００５５】
図６（１）に示すように、本発明の送信信号４０は、その立ち上がり時間Ｗ４０が第２比較例の立ち上がり時間Ｗ４０ｂよりも短く、その立ち下がり時間Ｗ４１が第２比較例の立ち下がり時間Ｗ４１ｂよりも長い。本発明の送信信号４０は、立ち上がり時間Ｗ４０が短い分だけ、立ち下がり時間Ｗ４１が長い。これによって本発明の送信信号４０は、第２比較例と同様であって、第１比較例よりも狭い検波波形の周波数帯域Ｗ４２を実現することができる。
【００５６】
送信信号４０を送信波２２に変換して空間に送信した場合、送信波２２の周波数成分は、高周波信号７０の周波数成分のほかに、高周波信号７０の周波数成分よりも高い上側波周波数成分と高周波信号７０の周波数成分よりも低い下側波周波数成分とを含む。この上側波および下側波周波数成分は、送信信号４０の検波した検波波形の周波数帯域と同じ幅の周波数帯域を有する。上述したように、本発明の送信信号４０は、その検波波形の周波数帯域Ｗ４２が狭い。したがって送信波２２における上側波および下側波周波数帯域を狭くして、全体として送信信号４０の周波数帯域を狭くすることができる。
【００５７】
さらに、本発明の送信信号４０の立ち上がり時間Ｗ４０を、第２比較例の立ち上がり時間Ｗ４０ｂよりも短くすることで、受信レベルが被検出物２４の反射率によって異なる場合であっても、受信時刻のずれを小さくすることができる。本発明の送信信号４０の立ち上がり時間Ｗ４０は、可及的短い時間、たとえば方形波の立ち上がり時間と同じに設定される。また送信信号４０の立ち下がり時間Ｗ４１は、送信波２２が使用可能な周波数範囲内に収まるように設定される。
【００５８】
以上のように本発明のレーダ装置２０は、電気信号である送信信号４０を信号生成部２６によって生成し、その送信信号４０を送信アンテナ２５ａで電波に変換した送信波２２を空間に送信する。送信信号４０の周波数帯域は狭いので、送信波２２および反射波である受信波２３の周波数帯域を狭くすることができる。これによって送信波２２および受信波２３が、空間を伝播する他の電波に対して干渉することを少なくすることができ、受信波２３の信頼性を向上することができる。さらに、送信波２２および受信波２３の周波数帯域を狭くすることができるので、送信波２２を、国内電波法規におけるレーダとして使用可能な周波数帯域の範囲に収めることができる。
【００５９】
また受信アンテナ２５ｂは、周波数帯域が狭く、立ち上がりが方形波と同様の波形を有する受信波２３を受信する。測定部２８は、受信波２３の立ち上がりを用いて受信時刻を設定する。これによって受信波２３の受信レベルが広い範囲で変化する場合であっても受信時刻のずれを少なくして、正確に被検出物２４を検出することができる。
【００６０】
信号生成部２６は、遮断状態から許容状態への切り換えを高速で行い、許容状態から遮断状態への切り換えを低速で行うことで、立ち上がり４１が方形波と同様の時間変化率を有し、立ち下がり４２が方形波と異なる時間変化率を有する送信信号４０を、実現可能にかつ容易に生成することができる。また信号生成部２６は、増幅回路３１をスイッチングして送信信号４０を生成するので、生成した送信信号４０を別途増幅する場合に比べて、消費電力を低減することができる。
【００６１】
図７は、信号生成部２６の電気的構成を示すブロック図である。スイッチングデバイス３２は、駆動パルス発生回路６１と、ドライバＩＣ（Integrated Circuit）６２と、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）電界効果トランジスタ６３とを有する。駆動パルス発生回路６１は、パルス幅を任意に設定可能な方形波信号を生成する方形波信号生成部となる。駆動パルス発生回路６１は、波形整形を目的とした標準ロジックＩＣであり、たとえばＴＴＬ ＩＣ（Transistor Transistor Logic Integrated Circuit）から成る。
【００６２】
ドライバＩＣ６２は、入力される方形波信号の下限振幅値いわゆるロウ値と、上限振幅値いわゆるハイ値とを任意の値に変化させるとともに、入力される方形波信号を理想的な方形波形状に近い波形に整形して出力する振幅整形部となる。
【００６３】
図８は、ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３の特性を示す図である。図８（１）は、ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３のゲート端子とソース端子との間に印加される入力電圧６４の波形を示し、図８（２）は、図８（１）に示す入力電圧６４が入力された場合のドレイン端子とソース端子との間の出力電圧６５を示す。ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３は、方形波形状の入力電圧６４に対して、立ち上がり時間Ｗ５０が短く、立ち下がり時間Ｗ５１が長いパルス状の出力電圧６５を出力する。このようにＭＯＳ電界効果トランジスタ６３は、方形波信号を、立ち上がり時間が短く立ち下がり時間が長いパルス状波形信号に整形する整形部となる。たとえば、ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３は、Ｐチャネルエンハンスメント形ＦＥＴ（Field Effect Transistor）が用いられる。
【００６４】
図９は、信号生成部２６で生成される各信号７０，７１，７２，７３，４０を示す図である。図９（１）は、発振器３０が生成する高周波信号７０を、図９（２）は、駆動パルス発生回路６１が生成する駆動パルス信号７１を、図９（３）は、ドライバＩＣ６２によって整形される整形パルス信号７２を、図９（４）は、ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３によって整形されるスイッチ信号７３を、図９（５）は、増幅回路３１から出力される送信信号４０を示す。
【００６５】
発振器３０は、高周波信号７０を生成する。この高周波信号７０は、その波形形状がいわゆるＣＷ（Continuous Wave、連続波）信号であって、レーダ装置２０が送信可能な周波数で電圧値が振動する電圧信号である。高周波信号７０は、正弦波形であっても正弦波以外の波形を有してもよい。
【００６６】
駆動パルス発生回路６１は、方形波形状の駆動パルス信号７１を生成する。この駆動パルス信号７１は、電圧値が時間経過とともにハイ値Ｈ２０とロウ値Ｈ２１とを交互に繰り返す。また駆動パルス発生回路６１は、駆動パルス信号７１のハイ値Ｈ２０が継続される時間であるパルス幅Ｗを任意に設定することができる。
【００６７】
たとえば、送信信号４０の非遮断状態時間Ｗ２０と遮断状態継続時間Ｗ２１とが予め設定されている場合、非遮断状態時間Ｗ２０および遮断状態継続時間Ｗ２１に応じて、駆動パルス信号７１の電圧値がハイ値Ｈ２０を継続する時間Ｗ７０と、電圧値がロウ値Ｈ２１を継続する時間Ｗ７１とを調整することができる。駆動パルス発生回路６１によって生成される駆動パルス信号７１は、ドライバＩＣ６２に与えられる。
【００６８】
ドライバＩＣ６２は、入力される駆動パルス信号７１に対してハイ値とロウ値の電圧値を変化させた整形パルス信号７２を出力する。整形パルス信号７２の電圧値のハイ値Ｈ３０とロウ値Ｈ３１は、次に示すＭＯＳ電界効果トランジスタ６３の特性に応じて、ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３が動作可能に調整される。ドライバＩＣ６２は、整形パルス信号７２をＭＯＳ電界効果トランジスタ６３に与える。
【００６９】
ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３は、整形パルス信号７２が入力されると、立ち上がり時間Ｗ５０が短く、立ち下がり時間Ｗ５１が長いパルス状波形を有するスイッチ信号７３に整形する。このスイッチ信号７３が、増幅回路３１を動作させる信号となる。
【００７０】
増幅回路３１は、スイッチ信号７３の電圧値が予め定める動作値未満であると、発振器３０の高周波信号７０をアンテナ２５に供給しない遮断状態となり、スイッチ信号７３の電圧値が動作値以上であると、高周波信号７０の振幅値を増幅する。また増幅回路３１は、スイッチ信号７３の電圧値の大きさに比例して高周波信号７０の振幅値を増幅する。増幅回路３１から出力される信号が送信信号４０となる。
【００７１】
図１０は、信号生成部２６を簡略化して示す回路図である。増幅回路３１は、送信用電界効果トランジスタ８０を含んで構成される。送信用電界効果トランジスタ８０は、発振器３０からの電位と、バイアス電位供給源となる第１の直流電圧源８７ａからのバイアス用電位とがゲート端子８１に与えられ、ソース端子８２が接地される。またドレイン端子８３にはスイッチングデバイス３２が電気的に接続され、ドレイン端子８３にスイッチングデバイス３２からスイッチ信号７３に応じた電位が与えられる。
【００７２】
またドレイン端子８３とアンテナ２５とが電気的に接続される。アンテナ２５とスイッチングデバイス３２とは、並列にドレイン端子８３に接続される。したがってドレイン端子８３とソース端子８２との間の電圧変化が送信信号４０となり、送信信号４０に応じた電力がアンテナ２５に与えられる。
【００７３】
送信用電界効果トランジスタ８０は、ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３に比べて、立ち上がり時間および立ち下がり時間が十分短い特性を有するものが用いられる。たとえば、送信用電界効果トランジスタ８０は、Ｎチャネルデプレッション形ＦＥＴによって実現される。
【００７４】
スイッチングデバイス３２のＭＯＳ電界効果トランジスタ６３は、ゲート端子８４にドライバＩＣ６２から整形パルス信号７２に応じた電位が与えられる。またソース端子８５が、送信用電界効果トランジスタ８３のドレイン端子８３に電気的に接続される。またドレイン端子８６が、増幅用エネルギ供給源となる第２の直流電圧電源８７ｂに電気的に接続される。ドレイン端子８６に第２の直流電圧源８７ｂから予め定める電位が与えられることによって、ドレイン端子８６とソース端子８５との間にバイアス電圧が印加される。ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３は、増幅回路３１の消費電流に対して十分なマージンがあり、増幅回路３１が増幅するための大電流を流して、送信用電界効果トランジスタ８０を高速で間欠動作可能なものが選択される。また第１の直流電圧源８７ａと第２の直流電圧源８７ｂとは、個別に設けられても、兼用して設けられてもよい。
【００７５】
ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３は、ソース端子８５からスイッチ信号７３に応じた電位を送信用電界効果トランジスタ８０のドレイン端子８３に与える。ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３が、スイッチ信号７３に応じて、ドレイン端子８３に与える電位が最も高くなる第１電位と、最も低くなる第２電位とにわたって連続的に切り換えることによって、送信用電界効果トランジスタ８０のソース端子８２とドレイン端子８３と間のソースドレイン間電圧が変化する。
【００７６】
上述したようにスイッチ信号７３は、立ち上がり時間Ｗ５０が短く、立ち下がり時間Ｗ５１が長い。したがって送信用電界効果トランジスタ８０は、ソースドレイン間電圧が、ロウ値からハイ値に高速度で切り換り、ハイ値からロウ値に低速度で切り換える。これによって増幅回路３１から出力される送信信号４０の立ち上がり４１の電力の時間変化率を大きく、立ち下がり４２の電力の時間変化率を小さくすることができる。
【００７７】
このように送信用電界効果トランジスタ８０を用いることによって、送信信号４０の電圧を短時間で切り換えることができ、非遮断状態時間Ｗ２０と遮断状態継続時間Ｗ２１とを短くして、レーダ装置２０に用いられる送信信号４０を好適に生成することができる。また、送信用電界効果トランジスタ８０のドレイン端子８３はゲート端子８１に比べて耐圧性が高いので、ドレイン端子８３に高電位を与えたうえで、送信用電界効果トランジスタ８０の破損を防止するとともに安定した出力を実現することができる。さらにドレイン端子８３に与える電位を増やすことによって、発振器３０からの高周波信号７０に対して増幅させた送信信号４０を生成することができる。
【００７８】
図１１は、送信用電界効果トランジスタ８０の特性を示す図である。送信用電界効果トランジスタ８０は、ソース端子８２とドレイン端子８３間の電圧であるソースドレイン間電圧が高くなるにつれて、送信信号４０として出力される電力が増加する。また、送信用電界効果トランジスタ８０は、ソースドレイン間電圧が予め定められる飽和しきい値Ａに達すると、出力される電力の増幅率が一定となる。したがってソースドレイン間電圧が、飽和しきい値Ａ以上の電圧Ｂとなっても、飽和しきい値Ａと同様の増幅率で電力が出力される。またソースドレイン間電圧が、予め定められる非増幅しきい値Ｃ未満である場合には、出力電力が非常に小さい。
【００７９】
図１２は、送信用電界効果トランジスタ８０のソースドレイン間電圧の時間変化を示す図である。ソースドレイン間に印加される電圧のうち、その最大電圧値Ｅは、送信用電界効果トランジスタ８０の飽和しきい値Ａよりも大きく設定され、最小電圧値Ｆが非増幅しきい値Ｃよりも小さく設定される。
【００８０】
この場合、ソースドレイン間電圧が最大電圧Ｅに達する前に、送信用電界効果トランジスタ８０は、その出力電力の増幅率が飽和する。ソースドレイン間電圧が飽和しきい値Ａ以上の場合には一定の増幅率で電力を出力する。またソースドレイン間電圧が非増幅しきい値Ｃに達するまでは、出力電力が非常に小さい。
【００８１】
送信信号４０は、ソースドレイン間電圧が飽和しきい値Ａに達したときに出力電力がほぼ最大となり、ソースドレイン間電圧が非増幅しきい値Ｃ未満では、その出力電力がほぼゼロとなる。したがって送信信号４０は、非増幅しきい値Ｃから飽和しきい値Ａにわたるソースドレイン間電圧の変化分Ｄが出力波形として反映される。
【００８２】
図１３は、送信用電界効果トランジスタ８０の増幅を説明するために示す図である。図１３において実線で送信信号４０の電力レベルの検波波形を示し、一点鎖線でソースドレイン間の電圧の波形を示す。上述したように、送信信号４０は、非増幅しきい値Ｃから飽和しきい値Ａとにわたるソースドレイン間電圧の変化分Ｄが出力波形として反映される。したがって、スイッチ信号７３に応じたソースドレイン間電圧の立ち上がりおよび立ち下がり時間Ｗ５０，Ｗ５１よりも、送信信号４０の立ち上がりおよび立ち下がり時間Ｗ４０，Ｗ４１を短くすることができる。またスイッチ信号７３に応じたソースドレイン間電圧が非増幅しきい値Ｃ以下の場合には、出力電力がほぼゼロとなるので、ソース端子８１に第１電位が与えられるオン状態の送信波２２の電力と、ソース端子８１に第２電位が与えられるオフ状態の送信波２２の電力との差、いわゆるオンオフ比を大きくすることができる。
【００８３】
このようにソースドレイン間電圧の最大電圧値Ｅから最小電圧値Ｆを除した値である変化電圧幅よりも、送信用電界効果トランジスタ８０の飽和しきい値Ａから非増幅しきい値Ｃを除した値である動作電圧幅を小さくすることによって、スイッチ信号７３に応じたソースドレイン間電圧の立ち上がり時間Ｗ５０を短くできない場合であっても、送信信号４０の立ち上がり時間Ｗ４０を十分に短くすることができる。またソースドレイン間電圧の最低電圧値Ｆよりも非増幅しきい値Ｃを大きくすることによって、立ち上がり時間および立ち下がり時間を安定させることができる。ソースドレイン間電圧の波形形状を変化させた場合は、ソースドレイン間電圧の波形のパルス幅Ｗ６０と、送信信号４０のパルス幅Ｗ６１とが異なるが、パルス幅の変化を見越して駆動パルス信号のパルス幅Ｗ７０を設定することによって、適切な送信信号４０を生成することができる。
【００８４】
以上のような信号生成部２６を構成することによって、送信信号４０の立ち上がり時間Ｗ４０をさらに短くすることができ、受信時刻のずれをさらに小さくすることができる。
【００８５】
また信号生成部２６は、送信用電界効果トランジスタ８０によって、増幅された送信信号４０を生成することができ、別途増幅器を設ける必要が無いので、レーダ装置２０の構成を簡略化することができ、安価に製造することができる。また、ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３の特性を利用することで、立ち上がり時間が短く、立ち下がり時間が長い出力信号を容易に出力することができる。これによって、複雑な回路構成を必要とせず、安価に信号生成回路を実現することができる。
【００８６】
また駆動パルス発生回路６１によって駆動パルス信号７０のパルス幅を任意に設定することができ、ドライバＩＣ６２によって整形パルス信号７２の電圧のハイ値Ｈ３０およびロウ値Ｈ３１を任意に設定することができる。これによってスイッチ信号７３のパルス幅および電圧値を容易に調整することができる。
【００８７】
以上のような信号生成部２６の構成は、本発明の例示に過ぎず、発明の範囲内で構成を変更することができる。たとえば、本実施の形態では、スイッチングデバイス３２として、駆動パルス発生回路６１、ドライバＩＣ６２およびＭＯＳ電界効果トランジスタ６３を含む。しかしスイッチングデバイス３２は、立ち上がりの時間変化率が急峻で、立ち下がりの時間変化率が緩やかなパルス状の波形信号を生成するデバイスであればよく、たとえば可変減衰器によって実現してもよい。また本実施の形態では、増幅回路３１の動作をスイッチングデバイス３２で行うことによって、送信信号の生成と増幅を同時に実現したが、スイッチングデバイス３２の振幅値に応じて高周波信号の検波振幅値を変化させた信号を出力し、その信号を別途増幅器によって増幅してもよい。
【００８８】
図１４は、本発明の他の実施の形態である信号生成部１２６の電気的構成を示すブロック図である。信号生成部１２６は、上述する信号生成部１２６と同様の構成を示し、同様の構成については、説明を省略して同一の参照符号を付する。
【００８９】
信号生成部１２６は、発振器３０と増幅回路３１との間に設けられる逓倍器１００を含む。逓倍器１００は、発振器３０から与えられる高周波信号７０の周波数を逓倍する。この他の構成については、上述した信号生成部２６と同様の構成を示す。
【００９０】
スイッチングデバイス３２は、スイッチ信号７３を逓倍器１００にも与える。逓倍器１００は、与えられるスイッチ信号７３に応じて周波数を逓倍、たとえば２倍する。逓倍器１００は、与えられるスイッチ信号７３の電圧値が予め定める動作値未満であるとき、発振器３０の高周波信号７０を逓倍しない逓倍停止状態となる。また逓倍器１００は、与えられるスイッチ信号７３の電圧値が予め定める動作値以上であるとき、高周波信号７０を逓倍する逓倍状態となる。
【００９１】
具体的には、逓倍器１００は、スイッチングデバイス３２が送信用電界効果トランジスタ８０のドレイン端子８２に第１電位を与えるときに逓倍状態となり、スイッチングデバイス３２が送信用電界効果トランジスタ８０のドレイン端子８２に第２電位を与えるときに逓倍停止状態となる。逓倍器１００は、逓倍した逓倍信号を増幅回路３１に与える。増幅回路３１は、前述と同様に、与えられた逓倍信号をスイッチングデバイス３２のスイッチ信号７３に応じて、送信信号４０を生成する。
【００９２】
逓倍器１００をスイッチ信号７３に応じてスイッチングすることによって、オンオフ比をさらに大きくすることができる。これによって反射波である受信波２３の立ち上がり前と立ち上がり後とで電力差を大きくして、受信波２３のＳ／Ｎ比を向上することができ、ノイズに対する信頼性を向上することができる。また、被検出物２４の反射率が低くて受信波２３の電力レベルが小さくなる場合であっても、受信波２３の立ち上がりを判断しやすくなり、被検出物２４を正確に検出することができる。
【００９３】
以上のようなレーダ装置２０および信号生成部２６の構成は、本発明の例示に過ぎず、発明の範囲内において構成を変更することができる。たとえば、立ち上がり４１の時間変化率が緩やかであり、立ち下がり４２の時間変化率が急峻であり、たとえば方形波と同様の立ち下がりの波形を有してもよい。この場合、受信信号のうち、時間変化率の大きい立ち下がり４２を用いて、受信時刻が設定される。これによっても送信波２２および受信波２３の周波数帯域が狭く、かつ被検出物２４を正確に検出することができる。また、送信波２２の立ち上がり時刻およびパルス幅は、制御上既知であり、送信信号の波形の形状にかかわらず正確な値を得ることができる。またパルス幅は、送信波２２および受信波２３とで等しい。したがって立ち下がり４２の時間変化が急峻な場合には、送信波２２の立ち上がり時刻ｔ１と、送信波２２のパルス幅Ｗと、受信波２３の立ち下がり時刻ｔ２とを用いて、送信波と受信波との時間差ｘを求めてもよい。
【００９４】
具体的には、送信波２２と受信波２３との時間差ｘは、送信波２２の立ち上がり時刻ｔ１から、受信波２３の立ち下がり時刻ｔ２を減算し、さらに送信波２２のパルス幅Ｗを減算した値、すなわちｔ１−ｔ２−Ｗとなる。また送信波は、空間を伝播する波であり、電波以外の光などの電磁波であってもよい。
【００９９】
【発明の効果】
請求項１記載の本発明によれば、送信波および反射波である受信波の周波数帯域を狭くすることができるので、送信波および受信波が、空間を伝播する他の波に対して干渉することを少なくすることができ、受信波の信頼性を向上することができる。さらに、送受信波の周波数帯域を狭くすることができるので、送信波および受信波として電波を用いた場合であっても、国内電波法規におけるレーダとして使用可能な周波数帯域の範囲に収めることができ、レーダ装置を構成する構成要素として好適に用いることができる。
【０１００】
また、受信波の立ち上がりおよび立ち下がりのうち、時間変化率の大きい一方を用いて、受信時刻が設定されることによって、受信波の振幅値が大きく変動する場合であっても受信時刻の誤差を小さくすることができる。これによって被検出物の反射率が異なっても被検出物の検出を確実に行うことができる。
【０１０１】
また、送信用電界効果トランジスタを用いることによって、第１電位と第２電位とを短時間で切り換えることができ、レーダ装置に用いられる送信波を好適に生成することができる。またドレイン端子に与える電位を変化させて、アンテナに与える電位の供給状態を切り換えることによって、送信用電界効果トランジスタの破損を防止するとともに安定した出力を実現することができる。さらに、発振器からの信号を増幅させてアンテナに供給する増幅回路として構成することができる。
【０１０２】
また、逓倍器をスイッチングすることによって、第１電位状態における送信波の振幅と、第２電位状態における送信波の振幅との差を大きくすることができる。これによって反射波である受信波の立ち上がり前と立ち上がり後とで振幅差を大きくすることができる。これによって受信波のＳ／Ｎ比を向上することができ、ノイズに対する信頼性を向上することができる。また、被検出物の反射率が低くて受信波の振幅が小さくなる場合であっても、受信波の立ち上がりを判断しやすくなり、被検出物を正確に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】レーダ装置２０の電気的構成を示すブロック図である。
【図２】送信信号４０の信号波形４０を示す図である。
【図３】送信信号４０における立ち上がり４１の信号波形を拡大して示す図である。
【図４】送信信号４０における立ち下がり４２の信号波形を拡大して示す図である。
【図５】送信信号と検出信号との信号波形を簡略化して示す図である。
【図６】本発明の送信信号と比較例の送信信号とを説明するための図である。
【図７】信号生成部２６の電気的構成を示すブロック図である。
【図８】ＭＯＳ電界効果トランジスタ６３の特性を示す図である。
【図９】信号生成部２６で生成される各信号を示す図である。
【図１０】信号生成部２６を簡略化して示す回路図である。
【図１１】送信用電界効果トランジスタ８０の特性を示す図である。
【図１２】送信用電界効果トランジスタ８０のソースドレイン間の電圧の時間変化を示す図である。
【図１３】送信用電界効果トランジスタ８０の増幅を説明するために示す図である。
【図１４】本発明の他の実施の形態である信号生成部１２６の電気的構成を示すブロック図である。
【図１５】従来の技術のレーダ装置１の電気的構成を示すブロック図である。
【図１６】送信信号１０の信号波形を示す図である。
【図１７】送信信号１０を説明するための図である。
【図１８】立ち上がり時間が長い検波信号波形１３〜１５を拡大して示す図である。
【符号の説明】
２０ レーダ装置
２２ 送信波
２３ 受信波
２４ 被検出物
２５ アンテナ
２６，１２６ 信号生成部
２７ 受信部
２８ 測定部
３０ 発振器
３１ 増幅回路
３２ スイッチングデバイス
３３ 検波回路
３４ アンプ
４０ 送信信号
４１ 送信信号の立ち上がり
４２ 送信信号の立ち下がり
６３ ＭＯＳ電界効果トランジスタ
７０ 高周波信号
８０ 送信用電界効果トランジスタ
１００ 逓倍器

Claims (1)

1. 被検出物による送信波の反射波を受信波として受信して、送信波の送信時刻と受信波の受信時刻との時間差を測定するレーダ装置に用いられ、送信波を生成する回路であって、
   第１電位と第２電位とにわたって連続的に切り換え可能なスイッチングデバイスと、
   前記送信波となる送信信号を、前記スイッチングデバイスで切り換えられる電位に応じて増幅して出力する増幅回路と、
   前記スイッチングデバイスが、第１電位から第２電位への切り換えと第２電位から第１電位への切り換えとのいずれか一方を他方よりも高速度で切り換えることにより、前記送信波は、その包絡線の波形が振幅値を一定に保つ状態を有する台形波となり、前記波形の立ち上がりと立ち下がりのうち、受信波の受信時刻の検出に用いる一方の時間変化率が他方よりも急峻な形状の送信波を生成し、
   前記増幅回路は、発振器からの電位が与えられるゲート端子、接地されるソース端子およびアンテナに接続されるドレイン端子を有する送信用電界効果トランジスタから成り、
   前記スイッチングデバイスは、送信用電界効果トランジスタのドレイン端子に接続され、送信用電界効果トランジスタのドレイン端子とソース端子間の電位を、第１電位と第２電位とにわたって連続的に切り換え可能であって、送信波を生成し、
   発振器と送信用電界効果トランジスタとの間に設けられ、発振器から与えられる信号の周波数を逓倍する逓倍器をさらに含み、
   逓倍器は、スイッチングデバイスが送信用電界効果トランジスタのドレイン端子に第２電位より高い第１電位を与えるとき、周波数の逓倍する逓倍を行い、スイッチングデバイスが送信用電界効果トランジスタのドレイン端子に第１電位より低い第２電位を与えるとき、周波数の逓倍を停止することを特徴とする信号生成回路。

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