JP5023642B2 - パルス電流の検出方法及びパルス電流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、パルス電流の検出方法及びパルス電流の出力波形を高精度に調整することができるパルス電源装置に関する。

非特許文献１に記載されている陽子加速器のような装置では、ＩＧＢＴを用いたチョッパ電源により、低リップルで高安定度のパルス電流を電磁石に通電するパルス電源装置が用いられている。このような加速器に陽子ビーム等の荷電粒子を入射するために、各種のバンプ電磁石が用いられる。このような電磁石を励磁するパルス電源装置には、荷電粒子の軌道を制御するために、例えば１ミリ秒程度のパルス電流を１％以下の誤差でトラッキング制御することが要求されることから、パルス電流波形を高精度に制御することが求められる。
パルス電流波形を高精度に検出するために、パルス電源装置の出力電流を高速応答性を持つ電流検出器により検出する必要がある。この電流検出器として、直流成分を検出できる高精度の直流電流検出器が知られているが、直流電流検出器はパルス電流に対する応答性が良くないことから、パルス電流の波形をより正確に検出できる交流電流検出器が採用される。

古関他、「電磁石励磁電源の高速制御性能の検討」平成１６年電気学会産業応用部門大会１−３８

しかしながら、交流電流検出器でパルス電流を検出すると、パルス電流に含まれる直流成分によって生ずる交流電流検出器のドループ（垂れ下がり)特性により、検出されるパルス電流波形と実電流とに誤差を生じるという問題があった。つまり、交流電流検出器は、パルス電源装置の出力線に磁気結合される電流検出コイルに並列に抵抗を接続して構成され、抵抗の両端の電圧を検出出力とするものであるが、電流検出コイルの励磁インダクタンスと抵抗値によって決定される時定数によって、直流成分によってパルス電流の検出波形が垂れ下がる特性を避けることができない。

本発明は、交流電流検出器の特性によるパルス電流の検出誤差を補正して、高精度にパルス電流を検出することを課題とする。

上記課題を解決するため、本発明は、パルス電流の波形と前記交流電流検出器の出力のいずれか一方を前記パルス電流の通電期間に合わせて積分又は前記パルス電流の通電期間よりも十分に大きい時定数の一次遅れ要素を有する伝達関数で擬似積分し、該積分値に設定された比率を乗じて前記交流電流検出器の出力に加算し、該加算値にパルス電流の休止期間において保持した前記交流電流検出器の出力を加算して、前記加速器に通電されたパルス電流の検出値とすることを特徴とする。

すなわち、パルス電流の指令波形の積分値又は交流電流検出器の出力の積分値は、後述する式（２）に示すように、交流電流検出器のドループ特性により生ずる誤差に一定の比率で相関する。したがって、その積分値を交流電流検出器の出力に加算することにより、ドループ特性により生ずる誤差を補償することができる。

また、交流電流検出器に直流分を含むパルス電流を通電した場合、交流電流検出器は直流分を検出できないので、交流電流検出器の出力電流Ｉoutの波形は直流分に応じてオフセットされる。このオフセット分は、パルス電流の休止期間に電流検出コイルと抵抗値で決まる時定数τ_０で減衰する直流分である。そこで、パルス電流の休止期間に出力電流Ｉoutをサンプリングして保持することにより、オフセット分を検出できる。そこで、交流電流検出器の出力に上述した積分値（ドループ誤差）を加算するとともに、その加算値からオフセット分を除去することにより、ドループ誤差とオフセット分を補償してパルス電流を高精度で検出することができる。なお、オフセット分を検出するサンプリングタイミングは、パルス電流の休止期間の最後、つまり、次回のパルス電流の通電期間の直前が望ましい。

また、本発明のパルス電源装置は、入力される直流をチョッピングして負荷にパルス電流を通電するチョッパ電源と、前記負荷に通電されるパルス電流を検出する交流電流検出器と、パルス電流の指令波形と前記交流電流検出器の出力の偏差に基づいて、前記チョッパ電源を設定周期で繰返し制御して前記負荷に通電するパルス電流を制御する制御手段とを備え、パルス電流の指令波形と前記交流電流検出器の出力のいずれか一方をパルス電流の通電期間に合わせて積分又は擬似積分する積分手段と、該積分手段から出力される積分値を前記交流電流検出器の出力に設定された比率で加算する第１の加算手段と、パルス電流の休止期間ごとに前記交流電流検出器の出力を保持する保持手段と、前記第１の加算手段から出力される加算値に、前記保持手段に保持された前記交流電流検出器の出力を加算して、前記負荷に通電されたパルス電流の検出値とする第２の加算手段とを備えて構成することができる。

これにより、交流電流検出器のドループ特性を補正した正確なパルス電流波形の計測が可能となり、電磁石などの負荷に高精度なパルス電流波形を通電するパルス電源装置を実現できる。

本発明によれば、交流電流検出器の特性によるパルス電流の検出誤差を補正して、高精度にパルス電流を検出することができる。

以下、本発明のパルス電流検出方法を実施例に基づいて説明する。

図１に、本発明の一実施例のパルス電流検出方法を適用してなるパルス電源装置の全体構成図を示す。本実施例は、加速器の電磁石にパルス電流を通電する電源である。
図に示すように、整流器１により交流を直流に変換し、チョッパ２により直流電圧を所定の電圧に高速で変換し、負荷の電磁石３にパルス電流を供給するようになっている。チョッパ２の出力電圧は電圧検出器４により検出され、チョッパ２の出力電流は交流電流検出器５により検出され、制御装置６にフィードバック信号として送られるようになっている。なお、整流器１及びチョッパ２は、ＩＧＢＴなどの自己消弧型のスイッチング素子を用いて形成されており、これらはいずれも非特許文献１に記載されている周知の構成であることから、詳細な説明を省略する。

通電パターン作成部７は、マイクロプロセッサ又はディスクリートの回路により形成され、電磁石３に流すべきパルス電流の波形である電流パターン発生部７１と、電圧パターン発生部７２とを有して構成され、上位の制御装置から与えられる指令に応じて、所定の周期で電流パターンと電圧パターンを繰返し制御装置６に出力するようになっている。ここで、電流パターン発生部７１には、パルス電流について複数種類の電流パターンが設定されており、電磁石３の運転モードに合わせて上位の制御装置から与えられる指令に応じたパルス電流の電流パターンを、設定された周期で発生するようになっている。また、電圧パターン発生部７２は、電源を高速応答させるためフィードフォワード信号として、電流パターン及び電磁石３の定数から演算して、設定された周期で電圧パターンを発生するようになっている。

制御装置6は、マイクロプロセッサ又はディスクリートの回路を用いて、比較器６１と、電流制御器（ＡＣＲ）６２と、比較器６３と、電圧制御器（ｍ−ＡＶＲ）６４と、ＰＷＭパルス発生器６５とを備えて構成されている。比較器６１は、電流パターン発生部７１から出力される電流パターンと、交流電流検出器５の出力を比較して電流偏差を求めて電流制御器（ＡＣＲ）６２に出力する。電流制御器（ＡＣＲ）６２は、入力される電流偏差を低減する指令電圧を演算して比較器６３に出力する。比較器６３は、電流制御器６２から出力される指令電圧を加算し、さらに電圧検出器４により検出されたチョッパ２の出力電圧を減算して電圧偏差を求めて、電圧制御器（ｍ−ＡＶＲ）６４に出力する。電圧制御器（ｍ−ＡＶＲ）６４は、入力される電圧偏差を低減する指令電圧を演算してＰＷＭパルス発生器６５に出力する。ＰＷＭパルス発生器６５は、指令電圧に基づいてチョッパ２の各スイッチング素子を制御するＰＷＭパルス信号を生成してチョッパ２に出力する。これにより、チョッパ２から電流パターン指令に応じた所定の出力電圧が電磁石３に印加され、所望のパルス電流が通電される。
次に、本発明の特徴部である検出電流補正部８の構成について説明する。検出電流補正部８は、マイクロプロセッサ又はディスクリートの回路を用いて構成され、サンプルホールド回路８１、減算器８２、積分器８３、加算器８４を備えて構成されている。サンプルホールド回路８１には、交流電流検出器５により検出されたパルス電流の検出値が入力されている。サンプルホールド回路８１は、電流パターン発生部７１から出力される電流パターンを取込み、パルス電流の通電期間の開始タイミングを検出し、その開始タイミングに合わせて、既に保持されているパルス電流の検出値をリセットするとともに、新たなパルス電流の検出値をサンプルして保持するようになっている。後述するが、サンプルホールド回路８１に保持される保持値は、パルス電流の検出値に含まれるオフセット分である。

減算器８２は、交流電流検出器５のパルス電流の検出値からサンプルホールド回路８１に保持された保持値を減算してオフセット分を補償するようになっている。なお、オフセット分である保持値は、負極性の値であることから、減算器８２でパルス電流の検出値から減算することにより実際は加算され、オフセット分が補償されることになる。

積分器８３は、電流パターン発生部７１から出力される電流パターンを取込んで積分することにより、後述の式（２）に示すように、交流電流検出器５のドループ特性に起因する誤差を演算により求めるようになっている。このようにして求めた誤差を加算器８４においてオフセット分が補償された検出値に加算することにより、交流電流検出器５により検出されるべき真のパルス電流波形を得る。

次に、実施例１により、交流電流検出器５のドループ特性によるパルス電流の検出誤差を補正して、高精度にパルス電流を検出する動作について説明する。

まず、交流電流検出器でパルス電流を検出すると、交流電流検出器のドループ（垂れ下がり)特性により、パルス電流波形と実電流とに誤差を生じるという問題について説明する。電磁石３に流す電流がパルス状の波形で、パルス幅が数ミリ秒の場合、この波形を高精度に制御するためには、高速応答性を有する交流電流検出器５が必要である。交流電流検出器５として、例えば、ピアソン社（米国）製の広帯域・精密な大電流検出器が広く採用されている。例えば、同社のモデル１４２３の場合、使用可能な立上り時間は０．３マイクロ秒であり、十分な高速応答性を有している。しかし、本質的には交流電流検出器であるから、測定電流が直流分を含むパルス電流の場合、検出器出力にはドループが生じ、ドループによる垂れ下がり値は０．７％／ミリ秒であることがカタログに記載されている。これに対して、例えば、加速器のバンプ電磁石に通電する電流の精度は１％程度に制御しようとしているので、このドループ特性は無視できない値となる。
ここで、交流電流検出器５のドループ特性について簡単に説明する。交流電流検出器５は、図２に示すように、電磁石３に流れるパルス電流の通電路に電磁的に結合された電流検出コイル５１と、電流検出コイル５１に並列に接続された抵抗５２を有して形成されている。このように形成されることから、パルス電流に応じて電流検出コイル５１と抵抗５２のループに流れる電流を、抵抗５２の端子電圧として検出するようになっている。

一方、電流パターン発生部７１により発生する電流パターンの一例を図３に示す。図示のように、パルス電流のパターンは、例えばゼロから一定率で増加させる開始帯（attack time）と、一定電流を保持する時間帯（flat top）と、一定電流からゼロまで下げる低下帯（decay time)を有している。電流パターンは、例えば、全体で１ミリ秒の長さである。ビームの注入は、一定電流を保持する時間帯から低下帯に切り替えるタイミングで行うが、一定電流を保持する時間帯中に行う電流パターンの場合もある。また、パルス電流の通電は、設定周期（例えば、２５Ｈｚ）で同じパターンで行う。また、数秒周期でビーム条件を変更するときには、図３とは異なる電流パターンに変更する。

図３のような電流パターンのパルス電流が、交流電流検出器５に繰返し流れると、図２の抵抗５２の端子電圧は、図３の点線で示すようになる。すなわち、交流電流検出器５は直流分を検出できないので、抵抗５２の端子電圧の波形はオフセットされるとともに、交流電流検出器５のドループ特性によって低下帯の波形が垂れ下がったものとなる。

ここで、簡単のため交流電流検出器５の変流比を１として入力電流と出力電流のレベルを一致させると、交流電流検出器５の入力電流Ｉinと出力電流Ｉoutの関係は、次式（１）で与えられる。ここで、τ０は、電流検出コイル５１の励磁インダクタンスと、抵抗５２の抵抗値によって決定される時定数であり、ｓは微分演算子である。

Ｉout＝（τ_０ｓ／（１＋τ_０ｓ））・Ｉin （１）
また、交流電流検出器５のドループ特性により生ずる誤差は、入力電流Ｉinと出力電流Ｉoutとの差分ΔＩであり、式（１）から、次式（２）で求めることができる。

ΔＩ＝Ｉin−Ｉout
＝（１−τ_０ｓ／（１＋τ_０ｓ））・Ｉin
＝（１／（１＋τ_０ｓ））・Ｉin （２）
なお、時定数τ_０は例えば百ミリ秒以上の値であり、パルス電流の１ミリ秒前後の時間領域では、式（２）は積分とみなすことができる。したがって、交流電流検出器５の出力の誤差は、入力電流Ｉinを積分した積分値に一定率を乗じたものに相当する。また、入力電流Ｉinは電流パターンを積分した値に相関する。したがって、電流パターンを積分して設定比率を乗ずることにより、ΔＩを求めることができる。

また、出力波形のオフセット分は、電流検出コイル５１に蓄積された励磁電流によって、パルス電流の休止期間に時定数τ_０で減衰する直流分として現れる。したがって、パルス電流の休止期間に交流電流検出器の出力電流Ｉoutをサンプリングして保持することにより、オフセット分を検出できる。サンプリングするタイミングは、パルス電流の休止期間の最後、つまり、次回のパルス電流の通電期間の直前が望ましい。

すなわち、検出電流補正部８のサンプルホールド回路８１は、パルス電流の通電開始のタイミング信号を検出したとき、交流電流検出器５の出力をサンプルホールド（保持）する。そして、減算器８２により、交流電流検出器５から出力される検出波形からサンプルホールド回路８１に保持された交流電流検出器５の出力の保持値（負極性）を減算して、通電開始時のパルス電流の検出波形の零レベルをオフセット調整する。
一方、積分器８３は、電流パターン発生部７１から出力される電流パターンの立ち上がりを検出して通電開始のタイミングを検知し、式（２）の演算を行って交流電流検出器５のドループ特性による誤差ΔＩを演算する。このとき、積分器８３内の積分値は通電開始のタイミングにリセットしておく。次いで、減算器８２のオフセット分が除去された検出波形と、積分器８３により演算された誤差ΔＩを加算器８４で加算することにより、電磁石３に通電されたパルス電流を正確に検出することができる。
なお、ピアソン社（米国）製のモデル１４２３では、式（２）で表される交流電流検出器５の時定数τoは百ミリ秒以上の値である。したがって、1ミリ秒前後のパルス電流の時間領域では、式（２）は積分と見なすことができ、同式の演算器として積分器８３を使用してもよいことがわかる。また、積分器８３の積分ゲインは、パルス電流の通電終了時における加算器８４の出力が零となるよう調整することにより、交流電流検出器５の特性を模擬できる。したがって、交流電流検出器５の特性を予め測定等することは不要である。
また、本発明は、積分器８３の代わりに、式（２）の時定数τ_０を用いた擬似積分器を使用してもよいことは明らかである。

以上説明したように、本実施例によれば、交流電流検出器５のドループ特性及びオフセットによる誤差を補正して、正確なパルス電流を検出できる。その結果、検出した正確なパルス電流の検出値に基づいて、例えば、電流パターン発生部７１の電流パターンを微調整することにより、電磁石３に高精度のパルス電流を通電することができる。
なお、実施例１では、減算器８２でオフセット分を補償した後に、積分器８３で求めたドループ特性の誤差を加算器８４で補償するようにしたが、これに代えて、ドループ特性の誤差を交流電流検出器５の出力波形に加えた後、サンプルホールド回路８１で求めたオフセット分を補償するようにしても効果は同一である。

図４に、本発明のパルス電流検出方法を適用してなるパルス電源装置の他の実施例の全体構成図を示す。本実施例が、実施例１と異なる点は、交流電流検出器５の出力を比較器６１に帰還信号として与えていたが、本実施例２では比較器６１の帰還信号として、加算器８４の出力を用いたことにある。その他の構成は、図１の実施例１と同一であることから、説明を省略する。

したがって、本実施例２によれば、加算器８４から出力される正確な検出波形を帰還信号として電流を制御していることから、本実施例によれば、より正確な電流制御を実現できる。

図５に、本発明の他の実施例のパルス電流検出方法を適用してなるパルス電源装置の要部構成図を示す。本実施例が、実施例１、２と相違する点は、積分器８３の入力を、電流パターン発生部７１から出力される電流パターンに代えて、減算器８２から出力されるオフセット補償された交流電流検出器５の検出波形を用いたことにある。

すなわち、式（２）のΔＩは、入力電流Ｉinと出力電流Ｉoutに比べて小さいから、式（２）のＩinに代えてＩoutを用いても、ΔＩの誤差は小さい。そこで、本実施例では、電流パターンを積分することに代えて、オフセット補償された交流電流検出器５の出力を積分した値を用いて、ドループ特性の誤差を求めるようにしたのである。

本実施例によれば、電流パターンが不明な場合でも、交流電流検出器５の出力の補正が可能である。
なお、電流パターンによる通電開始のタイミングが得られない場合は、交流電流検出器５から出力される検出波形（パルス）の立ち上がりを検知して、積分開始のトリガ信号とすする。

また、本実施例によれば、交流電流検出器５の計測データを基に、オフラインで検出電流波形の計測値を補正することも可能となる。

本発明の一実施例のパルス電流検出方法を適用してなるパルス電源装置の全体構成図である。 交流電流検出器の一実施例の等価回路図である。 パルス電流の電流パターンの一例を示す図である。 本発明のパルス電流検出方法を適用してなる他の実施例のパルス電源装置の全体構成図である。 本発明の他の実施例のパルス電流検出方法を適用してなる検出電流補正部の構成図である。

符号の説明

１ 整流器
２ チョツパ
３ 電磁石
４ 電圧検出器
５ 交流電流検出器
６ 制御装置
７ 通電パターン作成部
８ 検出電流補正部
６１ 比較器
６２ 電流制御器(ＡＣＲ)
６３ 比較器
６４ 電圧制御器(ｍ−ＡＶＲ)
６５ ＰＷＭパルス発生器
７１ 電流パターン発生部
７２ 電圧パターン発生部
８１ サンプルホールド回路
８２ 減算器
８３ 積分器（又は、擬似積分器）
８４ 加算器

Claims (3)

1. パルス電流の波形に従って設定周期で繰返し加速器に通電されるパルス電流を交流電流検出器により検出するパルス電流の検出方法において、
   パルス電流の波形と前記交流電流検出器の出力のいずれか一方を前記パルス電流の通電期間に合わせて積分又は前記パルス電流の通電期間よりも十分に大きい時定数の一次遅れ要素を有する伝達関数で擬似積分し、該積分値に設定された比率を乗じて前記交流電流検出器の出力に加算し、該加算値にパルス電流の休止期間において保持した前記交流電流検出器の出力を加算して、前記加速器に通電されたパルス電流の検出値とすることを特徴とするパルス電流の検出方法。
2. 入力される直流電流をチョッピングして加速器にパルス電流を通電するチョッパ電源と、前記加速器に通電されるパルス電流を検出する交流電流検出器と、パルス電流の波形と前記交流電流検出器の出力の偏差に基づいて、前記チョッパ電源を設定周期で繰返し制御して前記加速器に通電するパルス電流を制御する制御手段とを備えてなるパルス電源装置において、
   パルス電流の波形と前記交流電流検出器の出力のいずれか一方をパルス電流の通電期間に合わせて積分又は前記パルス電流の通電期間よりも十分に大きい時定数の一次遅れ要素を有する伝達関数で擬似積分する積分手段と、
   該積分手段から出力される積分値に設定された比率を乗じて前記交流電流検出器の出力に加算する第１の加算手段と、
   パルス電流の休止期間ごとに前記交流電流検出器の出力を保持する保持手段と、
   前記第１の加算手段から出力される加算値に、前記保持手段に保持された前記交流電流検出器の出力を加算して、前記加速器に通電されたパルス電流の検出値とする第２の加算手段とを備えてなることを特徴とするパルス電源装置。
3. 請求項２に記載のパルス電源装置において、
   前記保持手段は、パルス電流の休止期間の終期又はパルス電流の通電開始のタイミングで、前記交流電流検出器の出力をサンプリングして保持することを特徴とするパルス電源装置。

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