JP4286413B2 - 電力変換装置の直流電流検出装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、自己消弧素子を用いた電力変換装置等における直流電流の検出に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の電流検出器としては、鉄心を使用したＤＣＣＴ、ホール素子と鉄心を使用したホールＣＴ、シャント抵抗などがあったが高電圧、大電流の変換装置に適用する場合には大型で高価になるという問題があった。一方、大電力半導体素子の単発パルス電流を計測する検出器としてロゴスキーコイルを利用した電流検出器（以下、ロゴスキー電流変換器と略す）が用いられている。このロゴスキー電流変換器としては、例えばＥＰＥ´９７（１９９７年）第３．３０８頁から３．３１２頁のDEVEROPMENTS IN ROGOWSKI CURRENT TRANNSDUCERSに紹介されており、この中でFig2にコイルの等価回路と積分器の構成を、Fig3に積分器の周波数応答特性が示されているように応答性、精度を向上させるべく、積分器の回路定数の選定に注意が払われている。
【０００３】
このロゴスキー電流変換器を電力変換装置の直流電流検出器として適用した場合の動作を説明する。図２１と図２２はそれぞれロゴスキー電流変換器とその各部動作波形を示すもので電力変換装置の直流母線１に流れる直流電流Ｉ、ロゴスキーコイル２の出力電圧Ｖin（Ｖin＝μ０ＮＡｄI/ｄｔ、Ｎは巻数、Ａはコイル断面積）、積分器３の出力電圧Ｖoutの各動作を直流電流のパルス幅に対応させて比較している。
図２２に示すように、直流電流は、無電流期間を有するパルス形状であるが、その直流電流が狭幅のパルス電流の連続であれば応答性よく、精度も確保できるが、広幅のパルス電流が連続する場合には電流ピーク期間に積分器のコンデンサＣ１が抵抗Ｒ１によって部分放電するために応答性、精度ともに悪化する。
【０００４】
即ち、積分器の回路構成は純粋の積分器ではなく、直流〜低周波入力信号に対しては抵抗Ｒ１を付加することにより、積分器のゲインを下げてＡＭＰ自身のドリフトによる誤差を低減している。この抵抗の作用により、積分器入力の直流電流レベルが定常状態で零であればこの積分器の出力は零になる。
従って、同じスイッチング間隔の場合に、狭幅パルスでは電流零の期間が長くなるために積分器の時定数の選定により、積分器の出力も電流零期間に零まで減衰でき易い。さらに電流が流れている期間が短ければ、その間の積分器出力の減少も少ない。逆に広幅パルスの場合には電流零期間が短いために直流零期間中に積分器出力を零まで減衰しにくい。積分器の時定数を短くして減衰を速めると、電流の通電期間中の積分器出力が速く減衰してしまう。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来のロゴスキー電流変換器を電力変換装置の直流電流検出に適用する場合には、電力変換装置のスイッチング動作を行うＰＷＭ制御によりそのオンパルス幅は長短の広い範囲に分布し直流電流検出装置として十分な精度が得られなかった。逆に、検出精度を確保しようとすると、直流電流のパルス幅が制約され、電力変換装置の交流出力電圧が低減して電力変換装置の出力容量が低減するなどの問題点があった。
【０００６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、直流電流のパルス形状に影響されることがなく、応答性、精度ともに向上できる電流検出方法および電力変換器の直流電流検出装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明の請求項１に係る直流電流検出装置は、自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えた構成のものにおいて、
ゲートパルスオンの信号が与えられた自己消弧素子のターンオン動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
無電流期間予測手段は、上記ゲートパルスオンのタイミングを出力するものである。
【０００８】
また、この発明の請求項２に係る直流電流検出装置は、同構成において、入力直流電源の両極間に接続された自己消弧素子とダイオードとの直列接続体、上記ダイオードの両極間に出力直流電源と直列に接続されたリアクトル、および上記自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器により降圧チョッパーを構成する電力変換装置であって、上記自己消弧素子に流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器からのゲートパルスオンのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【０００９】
また、この発明の請求項３に係る直流電流検出装置は、同構成において、ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
無電流期間予測手段は、上記ゲートパルスオフのタイミングを出力するものである。
【００１０】
また、この発明の請求項４に係る直流電流検出装置は、同構成において、入力直流電源の両極間に接続されたリアクトルと自己消弧素子との直列接続体、上記自己消弧素子の両極間に出力直流電源と直列に接続されたダイオード、および上記自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器により昇圧チョッパーを構成する電力変換装置であって、上記ダイオードに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器からのゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【００１１】
また、この発明の請求項５に係る直流電流検出装置は、同構成において、入力直流電源の両極間に相毎に接続された、正極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる正極側アームと負極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる負極側アームとの直列接続体、および上記両自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記両アームの接続点から交流出力を取り出す２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記正極側アームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記負極側自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【００１２】
また、この発明の請求項６に係る直流電流検出装置は、同構成において、２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記負極側アームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記正極側自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【００１３】
また、この発明の請求項７に係る直流電流検出装置は、同構成において、正極、中性極および負極を有する入力直流電源の上記正負両極間に相毎に接続された、第１ないし第４の自己消弧素子の直列接続体、上記各自己消弧素子と逆並列接続されてそれぞれ第１ないし第４のアームを構成する第１ないし第４のダイオード、上記入力直流電源の中性極とそれぞれ上記第１、第２のアームの接続点および上記第３、第４のアームの接続点との間に接続された第５および第６のダイオード、および上記各自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記第２、第３のアームの接続点から交流出力を取り出す３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第１のアームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記第３の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【００１４】
また、この発明の請求項８に係る直流電流検出装置は、同構成において、３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第４のアームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記第２の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【００１５】
また、この発明の請求項９に係る直流電流検出装置は、同構成において、３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記入力直流電源の中性極と上記第５および第６のダイオードとの間に流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記第１および第４の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【００１６】
また、この発明の請求項１０に係る直流電流検出装置は、同構成において、ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作により、それぞれ第１のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち下がり、第２のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
上記第２のロゴスキー電流変換器の検出電流と当該自己消弧素子のターンオフ動作によっては変化しない電力変換装置の出力電流検出値とを加算した合成電流を求め、上記第１のロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットする無電流期間予測手段は、上記合成電流の零レベルを検出したタイミングを出力するものである。
【００１７】
また、この発明の請求項１１に係る直流電流検出装置は、同構成において、２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記正極側アームに流れる電流を検出する正極側ロゴスキー電流変換器、上記負極側アームに流れる電流を検出する負極側ロゴスキー電流変換器、および上記交流出力電流を検出する交流電流検出器を備えたものにおいて、
上記負極側ロゴスキー電流変換器と交流電流検出器との出力和が零レベルとなるタイミングを検出して上記正極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する正極側リセット回路、および上記正極側ロゴスキー電流変換器と交流電流検出器との出力和が零レベルとなるタイミングを検出して上記負極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する負極側リセット回路を備えたものである。
【００１８】
また、この発明の請求項１２に係る直流電流検出装置は、同構成において、３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第１のアームに流れる電流を検出する正極側ロゴスキー電流変換器、上記第４のアームに流れる電流を検出する負極側ロゴスキー電流変換器、上記入力直流電源の中性極と上記第５および第６のダイオードとの間に流れる電流を検出する中性極側ロゴスキー電流変換器、および上記交流出力電流を検出する交流電流検出器を備えたものにおいて、
上記負極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記中性極側ロゴスキー電流変換器の極性反転出力と上記交流電流検出器の出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記正極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する正極側リセット回路、上記正極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記中性極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記交流電流検出器の極性反転出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記負極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する負極側リセット回路、および上記正極側ロゴスキー電流変換器の極性反転出力と上記負極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記交流電流検出器の出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記中性極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する中性極側リセット回路を備えたものである。
【００１９】
また、この発明の請求項１３に係る直流電流検出装置は、同構成において、交流出力電流が零レベルとなるタイミングを検出し、当該タイミングから所定時間リセット回路の出力を禁止するようにしたものである。
【００２０】
また、この発明の請求項１４に係る直流電流検出装置は、請求項５に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項６に記載のロゴスキー電流変換器の出力とを加算、または請求項１１に記載の正極側ロゴスキー電流変換器の出力と負極側ロゴスキー電流変換器の出力とを加算して２レベルインバータの交流出力電流を検出する加算器を備えたものである。
【００２１】
また、この発明の請求項１５に係る直流電流検出装置は、請求項７に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項８に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項９に記載のロゴスキー電流変換器の出力とを加算、または請求項１２に記載の正極側ロゴスキー電流変換器の出力と負極側ロゴスキー電流変換器の出力と中性極側ロゴスキー電流変換器の出力とを加算して３レベルインバータの交流出力電流を検出する加算器を備えたものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。図１において、４は積分器３のコンデンサＣ１を短絡するスイッチ、５はこのスイッチ４にオン指令を発生するリセットパルス発生器、６はこのリセットパルス発生器５の発生タイミングを決定する無電流期間予測手段である。
【００２３】
次に動作について、図２の動作波形を参照して説明する。無電流期間予測手段６は直流電流の無電流期間を予測して、各部の動作波形に示すように直流電流Ｉの無電流期間にリセットパルス発生器５からリセットパルス（同図（ｃ））を発生させる。直流電流Ｉが広幅パルスであれば、積分器３の出力Ｖoutは直流電流Ｉの発生期間中に積分器３のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とで決まる時定数で減衰して無電流に切り替わるタイミングでは逆極性のレベルまで急減衰して保持されるが、リセットパルスによってスイッチ４が閉路すると、積分器３のコンデンサＣ１がスイッチ４を通って急速放電して積分器３の出力Ｖout（同図（ｄ））は零になる。続いて直流電流Ｉが立ち上がるタイミングでは積分器３の出力Ｖoutは零から立ち上がるようになり、直流電流Ｉに応答する。
なお、上記実施の形態１では、直流電流Ｉの無電流期間の発生タイミング毎に積分器３をリセットするようにしたので広幅パルスの繰り返し波形の直流電流を検出する場合にも応答性や精度が確保でき、また従来の鉄心入りの電流検出器と異なり、鉄心が不要のロゴスキー電流変換器が適用できることにより、小型で安価な電流検出器を得ることができる。
【００２４】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、何らかの方法により直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段からの信号に基づき無電流期間に積分器をリセットする方法を述べたが、各種電力変換装置に適用した場合の具体的な無電流期間予測手段について説明する。図３は降圧チョッパーへの適用例を示すもので、１０ａは正極Ｐと負極Ｎとを有する入力直流電源、１１ａはＧＴＯなど自己消弧型の半導体素子（以下自己消弧素子と略す）、１２ａはダイオードで、この自己消弧素子１１ａとダイオード１２ａとの中間接続点と上記入力直流電源１０ａの負極Ｎとの間にリアクトル１３ａと出力直流電源１４ａとが直列接続されて周知の降圧チョッパーが構成される。２ａと３ａはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって直流入力電源１０ａの正極Ｐ側の直流電流、即ち、自己消弧素子１１ａに流れる直流電流Ｉpを検出する。
６ａは上記降圧チョッパーのゲートパルス発生器であって、自己消弧素子１１ａへゲート信号として出力するとともに、例えば、ワンショットマルチバイブレータからなるリセットパルス発生器５ａにも出力される。４ａは上記積分器３ａのスイッチであって、このリセットパルス発生器５ａの出力により閉路動作する。
【００２５】
ゲートパルス発生器６ａから自己消弧素子１１ａへゲートパルスオンの信号（以下、オンパルスと称す）が与えられると、自己消弧素子１１ａが導通して入力直流電源１０ａから自己消弧素子１１ａ、リアクトル１３ａ、出力直流電源１４ａの経路で入力直流電流Ｉｐが流れる。ゲートパルスをオフすると自己消弧素子１１ａは不導通になり、出力直流電流Ｉｏはリアクトル１３ａ、出力直流電源１４ａ、ダイオード１２ａの経路で環流する。従って入力直流電流Ｉｐは図４（ｃ）の動作波形に図示の如く、自己消弧素子１１ａのスイッチングの状態に応じてパルス状の波形になる。厳密に言えば、自己消弧素子１１ａのターンオン、ターンオフ動作には数μ秒〜数１０μ秒の時間遅れがあるために、ゲートパルス（同図（ａ））のオン、オフのタイミングよりも遅れて入力直流電流Ｉｐは立ち上がり、立ち下がる。リセットパルスの発生タイミングは、このゲートパルスと直流入力電流Ｉｐの動作時間差を利用しており、即ち、ここでは無電流期間予測手段としてゲートパルス発生器６ａのオンパルスの発生タイミングを採用しており、図４（ｂ）の動作波形に図示の如く、ゲートパルスの立ち上がり（オン）のタイミングで、上記動作時間差以内の幅のリセットパルス（パルス幅は、例えば２μＳ程度）を積分器３ａのリセットスイッチ４ａに与えている。無電流期間予測手段を以上のように構成することにより、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００２６】
実施の形態３．
さらに、他の電力変換装置へ適用した場合の具体的な無電流期間予測手段について説明する。図５は昇圧チョッパーへの適用例を示すもので、１０ｂは正極Ｐと負極Ｎを有する出力直流電源、１１ｂは自己消弧素子、１２ｂはダイオード、この自己消弧素子１１ｂとダイオード１２ｂとの中間接続点と上記出力直流電源１０ｂの負極Ｎとの間にリアクトル１３ｂと入力直流電源１４ｂとが直列接続されて周知の昇圧チョッパーが構成される。２ｂと３ｂはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって出力直流電源１０ｂの正極Ｐ側の直流電流、即ち、ダイオード１２ｂに流れる直流電流Ｉｐを検出する。６ｂは上記昇圧チョッパーのゲートパルス発生器であって、自己消弧素子１１ｂへゲート信号として出力するとともにリセットパルス発生器５ｂにも出力される。４ｂは上記積分器３ｂのスイッチであって、このリセットパルス発生器５ｂの出力により閉路動作する。
【００２７】
ゲートパルス発生器６ｂから自己消弧素子１１ｂへオンパルスが与えられると、自己消弧素子１１ｂが導通して入力直流電源１４ｂから、リアクトル１３ｂ、自己消弧素子１１ｂの経路で直流入力電流Ｉｏが流れる。ゲートパルスをオフすると自己消弧素子１１ｂは不導通になり、入力直流電流Ｉｏはダイオード１２ｂ、出力直流電源１０ｂの経路で流れる。従って出力直流電流Ｉｐは図６（ｃ）の動作波形に図示の如く、自己消弧素子１１ｂのスイッチングの状態に応じてパルス状の波形になる。厳密に言えば、自己消弧素子１１ｂのターンオン、ターンオフ動作には数μ秒〜数１０μ秒の時間遅れがあるために、ゲートパルス（同図（ａ））のオン、オフのタイミングよりも遅れて出力直流電流Ｉｐは立ち上がり、立ち下がる。リセットパルスの発生タイミングはゲートパルスと電流Ｉｐの動作時間差を利用しており、即ち、ここでは、無電流期間予測手段としてゲートパルス発生器６ｂのゲートパルスオフの信号の発生タイミングを採用しており、図６（ｂ）の動作波形に図示の如く、ゲートパルスの立ち下がり（オフ）のタイミングで、上記動作時間差以内の幅のリセットパルスを積分器３ｂのリセットスイッチ４ｂに与えている。無電流期間予測手段を以上のように構成することにより、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００２８】
実施の形態４．
また、他の電力変換装置へ適用した場合の具体的な無電流期間予測手段について説明する。図７は２レベルインバータへの適用例を示すもので、１０ｃは正極Ｐと負極Ｎとを有する入力直流電源、１１Ｐと１１Ｎは自己消弧素子であって直列接続されてこの入力直流電源１０ｃの正極Ｐと負極Ｎとの間に接続され、１２Ｐと１２Ｎはダイオードであってそれぞれこの自己消弧素子１１Ｐと１１Ｎとに逆並列接続され、上記自己消弧素子１１Ｐと１１Ｎとの中間接続点から交流出力端子ＡＣ（このＡＣ端子側には一般にインダクタンス要素を含む交流電源あるいは交流電動機などが接続されるが、省略して図示している。）を得るようにして周知の２レベルインバータの１相分が構成される。２Ｐと３Ｐはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって、自己消弧素子１１Ｐとダイオード１２Ｐとからなる正極側アームに流れる直流電流Ｉｐを検出する。２Ｎと３Ｎはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって、自己消弧素子１１Ｎとダイオード１２Ｎからなる負極側アームに流れる直流電流Ｉｎを検出する。６ｃは上記２レベルインバータのゲートパルス発生器であって、自己消弧素子１１Ｐと１１Ｎとへゲート信号として出力するとともにリセットパルス発生器５Ｐと５Ｎとにも出力される。４Ｐと４Ｎはそれぞれ上記積分器３Ｐと３Ｎのスイッチであって、このリセットパルス発生器５Ｐと５Ｎの出力により閉路動作する。
【００２９】
図８に示す動作波形において、電力変換装置の出力電流Ｉｏが図７に図示される極性（以下、正極性と定義する）で流れている場合（図８の［Ｉ］）には、ゲートパルス発生器６ｃから自己消弧素子１１Ｐへオンパルスが与えられている状態では入力直流電源１０ｃの正極Ｐから自己消弧素子１１Ｐを通って電力変換装置の出力電流Ｉｏが流れる。次に自己消弧素子１１Ｐへゲートパルスオフの信号（以下、オフパルスと称す）を与えると、自己消弧素子１１Ｐは不導通になり、入力直流電源１０ｃの負極Ｎからダイオード１２Ｎを通って電力変換装置の出力電流Ｉｏが流れる。自己消弧素子１１Ｐへのオフパルス発生時点から直流短絡防止期間Ｔｄ後に自己消弧素子１１Ｎにオンパルスが与えられるが、電力変換装置の出力電流Ｉｏはダイオード１２Ｎを通って流れ続け、次の自己消弧素子１１Ｐへのオンパルスにより自己消弧素子１１Ｐが導通するとダイオード１２Ｎの電流は自己消弧素子１１Ｐに転流する。
【００３０】
次に電力変換装置の出力電流Ｉｏの極性が図示と逆極性の場合（図８の［ＩＩ］）には、自己消弧素子１１Ｐにオンパルスが与えられても出力電流Ｉｏはダイオード１２Ｐを通って入力直流電源１０ｃの正極Ｐへ流れ、次の自己消弧素子１１Ｎのオンパルスにより、自己消弧素子１１Ｎが導通するとダイオード１２Ｐの電流は自己消弧素子１１Ｎに転流する。その後、自己消弧素子１１Ｎのオフパルスにより、自己消弧素子１１Ｎの電流はダイオード１２Ｐに転流し、続いてＴｄ後に自己消弧素子１１Ｐにオンパルスを与えても自己消弧素子１１Ｎにオンパルスが与えられるまでダイオード１２Ｐを流れ続ける。このようにＰ側およびＮ側の直流電流ＩｐおよびＩｎは図示（図８（ｅ）（ｆ）（ｉ）（ｊ））のごとく、自己消弧素子１１Ｐおよび１１Ｎのスイッチング状態に応じてパルス状の波形になり、しかも自己消弧素子１１Ｐおよび１１Ｎのスイッチング動作遅れにより、直流電流ＩｐおよびＩｎの立ち上がり、立ち下がり動作もゲートパルス発生時点から時間遅れが生じる。
【００３１】
リセットパルスの発生タイミングは図８（ｃ）（ｄ）の動作波形に示すように、Ｐ側の直流電流Ｉｐを検出する積分器３Ｐのスイッチ４Ｐに対しては自己消弧素子１１Ｎへのオンパルスの立ち下がりタイミング（すなわち自己消弧素子１１Ｎへのオフパルスのタイミング）でリセットパルス発生器５Ｐによりリセットパルスを発生して閉路し、Ｎ側の直流電流Ｉｎを検出する積分器３Ｎのスイッチ４Ｎに対しては自己消弧素子１１Ｐへのオンパルスの立ち下がりタイミング（すなわち自己消弧素子１１Ｐへのオフパルスのタイミング）でリセットパルス発生器５Ｎによりリセットパルスを発生して閉路する。このように無電流期間予測手段を構成することにより、交流出力電流Ｉｏの極性に関係なく直流電流の無電流期間に積分器のリセット動作が確実に行え、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００３２】
実施の形態５．
また、他の電力変換装置へ適用した場合の具体的な無電流期間予測手段について説明する。図９は３レベルインバータへの適用例を示すもので、１０ｐと１０ｎとは直列接続の構成で正極Ｐ、中性極Ｃ、負極Ｎを有する入力直流電源、１１Ｐ１、１１Ｐ２、１１Ｎ２、１１Ｎ１は第１ないし第４の自己消弧素子であって直列接続されてこの入力直流電源１０ｐの正極Ｐと入力直流電源１０ｎの負極Ｎとの間に接続され、１２Ｐ１、１２Ｐ２、１２Ｎ２、１２Ｎ１は第１ないし第４のダイオードであってそれぞれこの自己消弧素子１１Ｐ１、１１Ｐ２、１１Ｎ２、１１Ｎ１に逆並列接続され、１５Ｐおよび１５Ｎは第５および第６のダイオードであってそれぞれ上記入力直流電源１０ｐと入力直流電源１０ｎとの中間接続点である中性極Ｃと上記自己消弧素子１１Ｐ１と１１Ｐ２との中間接続点との間および上記中性極Ｃと上記自己消弧素子１１Ｎ２と１１Ｎ１との中間接続点との間に接続され、上記自己消弧素子１１Ｐ２と１１Ｎ２との中間接続点から交流出力端子ＡＣ（このＡＣ端子側には一般にインダクタンス要素を含む交流電源あるいは交流電動機などが接続されるが、省略して図示している。）を得るようにして周知の３レベルインバータの１相分が構成される。
【００３３】
２Ｐと３Ｐはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって、自己消弧素子１１Ｐ１とダイオード１２Ｐ１とからなる第１のアームに流れる直流電流Ｉｐを検出する。２Ｎと３Ｎはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって、自己消弧素子１１Ｎ１とダイオード１２Ｎ１とからなる第４のアームに流れる直流電流Ｉｎを検出する。２Ｃと３Ｃはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって、入力直流電源１０ｐおよび１０ｎの中間接続点である中性極Ｃとダイオード１５Ｐおよびダイオード１５Ｎとの間に流れる直流電流Ｉｃを検出する。６ｄは上記３レベルインバータのゲートパルス発生器であって、自己消弧素子１１Ｐ１、１１Ｐ２、１１Ｎ２、１１Ｎ１へゲート信号として出力するとともにリセットパルス発生器５Ｐ、５Ｎ、５Ｃにも出力される。４Ｐ、４Ｎ、４Ｃはそれぞれ上記積分器３Ｐ、３Ｎ、３Ｃのスイッチであって、このリセットパルス発生器５Ｐ、５Ｎ、５Ｃの出力により閉路動作する。
【００３４】
図１０に示す動作波形において、電力変換装置の出力電流Ｉｏが図９に図示される極性（以下、正極性と定義する）で流れている場合（図１０の［Ｉ］）には、ゲートパルス発生器６ｄから自己消弧素子１１Ｐ２と１１Ｎ２とへオンパルスが与えられている状態では入力直流電源１０ｐおよび１０ｎの中性極Ｃ側からダイオード１５Ｐと自己消弧素子１１Ｐ２とを通って電力変換装置の出力電流Ｉｏが流れる。次に自己消弧素子１１Ｎ２へオフパルスを与えると自己消弧素子１１Ｎ２は不導通になるが、出力電流Ｉｏはダイオード１５Ｐと自己消弧素子１１Ｐ２とを通って流れ続け、自己消弧素子１１Ｎ２へのオフパルス発生時点から直流短絡防止期間Ｔｄ後に自己消弧素子１１Ｐ１にオンパルスを与えると、電力変換装置の出力電流Ｉｏはダイオード１５Ｐから自己消弧素子１１Ｐ１に転流して入力直流電源１０ｐの正極Ｐから自己消弧素子１１Ｐ１と１１Ｐ２とを通って出力電流Ｉｏは流れる。
【００３５】
次に自己消弧素子１１Ｐ１にオフパルスを与えると自己消弧素子１１Ｐ１は不導通になり、出力電流Ｉｏは再度ダイオード１５Ｐに転流して流れる。自己消弧素子１１Ｐ１へのオフパルス発生時点からＴｄ後に再度、自己消弧素子１１Ｎ２へオンパルスを与えても出力電流Ｉｏの通流経路は変化しない。次に自己消弧素子１１Ｐ２にオフパルスを与えると自己消弧素子１１Ｐ２が不導通になり、出力電流Ｉｏは入力直流電源１０ｎの負極Ｎからダイオード１２Ｎ１と１２Ｎ２とを通って流れ、さらにＴｄ後に自己消弧素子１１Ｎ１へオンパルスが与えられても出力電流Ｉｏの通流経路は変化せず、自己消弧素子１１Ｎ１へオフパルスを与えてそのＴｄ後に自己消弧素子１１Ｐ２に再度オンパルスを与えた時点で出力電流Ｉｏは中性極Ｃからダイオード１５Ｐと自己消弧素子１１Ｐ２とを通って流れる。
【００３６】
次に電力変換装置の出力電流Ｉｏの極性が図示と逆極性の場合（図１０の［ＩＩ］）には、自己消弧素子１１Ｐ２と１１Ｎ２とにオンパルスが与えられている状態では出力電流Ｉｏは自己消弧素子１１Ｎ２とダイオード１５Ｎとを通って中性極Ｃ側へ流れる。次に自己消弧素子１１Ｎ２へオフパルスを与えると自己消弧素子１１Ｎ２が不導通になり、出力電流Ｉｏはダイオード１２Ｐ２と１２Ｐ１とを通って入力直流電源１０ｐの正極Ｐへ流れる。そのＴｄ後に自己消弧素子１１Ｐ１へオンパルスを与えても出力電流Ｉｏの通流経路は変化せず、自己消弧素子１１Ｐ１へオフパルスを与えてそのＴｄ後に自己消弧素子１１Ｎ２に再度オンパルスを与えた時点で出力電流Ｉｏは自己消弧素子１１Ｎ２とダイオード１５Ｎとを通って中性極Ｃ側へ流れる。次に自己消弧素子１１Ｐ２にオフパルスを与えても出力電流Ｉｏの通流経路は変化せず、そのＴｄ後に自己消弧素子１１Ｎ１へオンパルスを与えるとダイオード１５Ｎから自己消弧素子１１Ｎ１へ転流し、出力電流Ｉｏは自己消弧素子１１Ｎ２と１１Ｎ１とを通って入力直流電源１０ｎの負極Ｎへ流れる。
【００３７】
次に自己消弧素子１１Ｎ１へオフパルスを与えると自己消弧素子１１Ｎ１が不導通になり、出力電流Ｉｏは再度自己消弧素子１１Ｎ２とダイオード１５Ｎを通って中性極Ｃ側へ流れる。そのＴｄ後に自己消弧素子１１Ｐ２にオンパルスを与えても出力電流Ｉｏの通流経路は変化しない。このようにＰ側、Ｃ側およびＮ側の直流電流Ｉｐ、ＩｃおよびＩｎは図示（図１０（ｈ）（ｉ）（ｊ）（ｎ）（ｏ）（ｐ））のごとく、自己消弧素子１１Ｐ１、１１Ｐ２，１１Ｎ２、１１Ｎ１のスイッチング状態に応じてパルス状の波形になり、しかも自己消弧素子１１Ｐ１、１１Ｐ２，１１Ｎ２、１１Ｎ１のスイッチング動作遅れにより、直流電流Ｉｐ、ＩｃおよびＩｎの立ち上がり、立ち下がり動作もゲートパルス発生時点から時間遅れが生じる。
【００３８】
リセットパルスの発生タイミングは図１０（ｅ）（ｆ）（ｇ）の動作波形に示すように、Ｐ側の直流電流Ｉｐを検出する積分器３Ｐのスイッチ４Ｐに対しては自己消弧素子１１Ｎ２へのオンパルスの立ち下がりタイミング（すなわち自己消弧素子１１Ｎ２のオフパルスのタイミング）でリセットパルス発生器５Ｐによりリセットパルスを発生して閉路し、Ｎ側の直流電流Ｉｎを検出する積分器３Ｎのスイッチ４Ｎに対しては自己消弧素子１１Ｐ２へのオンパルスの立ち下がりタイミング（すなわち自己消弧素子１１Ｐ２のオフパルスのタイミング）でリセットパルス発生器５Ｎによりリセットパルスを発生して閉路し、Ｃ側の直流電流Ｉｃを検出する積分器３Ｃのスイッチ４Ｃに対しては自己消弧素子１１Ｐ１へのオンパルスの立ち下がりタイミング（すなわち自己消弧素子１１Ｐ１のオフパルスのタイミング）でリセットパルス発生器５ＣＰにより発生するリセットパルスと自己消弧素子１１Ｎ１へのオンパルスの立ち下がりタイミング（すなわち自己消弧素子１１Ｎ１のオフパルスのタイミング）でリセットパルス発生器５ＣＮにより発生するリセットパルスのＯＲ回路５ＣＯの出力によってリセットパルスを発生して閉路する。このように無電流期間予測手段を構成することにより、交流出力電流Ｉｏの極性に関係なく直流電流の無電流期間に積分器のリセット動作が確実に行え、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００３９】
実施の形態６．
なお、上記実施の形態２〜５では無電流期間予測手段として各種の電力変換装置におけるゲートパルス発生器からのスイッチングタイミングを利用して構成したものを述べたが、その他の原理に基づく具体的な無電流期間予測手段について説明する。図１１は２レベルインバータへの適用例を示すもので、出力端ＡＣ側に従来型の交流電流検出器である出力電流検出器１６が付加されている以外は上記図７と同じ主回路で構成されている。１７ＰはＮ側の直流電流Ｉｎを検出する積分器３Ｎの出力ＶｏｕｔＮと上記出力電流検出器１６の出力ＶｏｕｔＯとを加算する加算器、１８Ｐはこの加算器１７Ｐの出力の０レベルを検出する０レベル検出器であって、その出力はリセットパルス発生器５Ｐへ与えられる。１９は極性反転器であって、上記出力電流検出器１６の出力ＶｏｕｔＯの極性を反転する。１７ＮはＰ側の直流電流Ｉｐを検出する積分器３Ｐの出力ＶｏｕｔＰと上記極性反転器１９の出力とを加算する加算器、１８Ｎはこの加算器１７Ｎの出力の０レベルを検出する０レベル検出器であって、その出力はリセットパルス発生器５Ｎへ与えられる。
【００４０】
次に動作について図１２を参照して説明する。なお、出力電流Ｉｏの極性は図示の正極性で一定と仮定しているが、負極性の場合も同様の動作となる。また、説明の重複を避けるために主回路の動作については省略する。２レベルインバータにおいては上記図７および図８における主回路の詳細な動作説明からも理解されるように各部の電流には次の関係式が成り立つ。
Ｉｏ＝Ｉｐ−Ｉｎ （１）
上記（１）式から直流電流ＩｐおよびＩｎは次のように展開できる。
Ｉｐ＝Ｉｏ＋Ｉｎ （２）
Ｉｎ＝Ｉｐ−Ｉｏ （３）
【００４１】
この実施の形態６における無電流期間予測手段は上記（２）および（３）式に基づき、直流電流ＩｐおよびＩｎの無電流期間を予測するものである。ゲートパルス発生器６Ｃから自己消弧素子１１Ｐへオフパルスが与えられると自己消弧素子１１Ｐは不導通になり、Ｐ側の直流電流Ｉｐが０になるとともに交流出力電流Ｉｏはダイオード１２Ｎを通って流れる。その結果、Ｉｏ＝−Ｉｎになることにより、ＩｏとＩｎが分かれば上記（２）式からＩｐ＝０になるタイミングを予測できる。交流出力電流Ｉｏの極性が正極性の場合には自己消弧素子１１ＮをゲートオフしてからＴｄ後に自己消弧素子１１Ｐをゲートオンすると交流出力電流Ｉｏはダイオード１２Ｎから自己消弧素子１１Ｐに転流して流れる。その結果、Ｉｏ＝Ｉｐになることにより、ＩｏとＩｐが分かれば上記（３）式からＩｎ＝０になるタイミングを予測できる。
【００４２】
加算器１７ＰはＩｐの予測のために上記（２）式の演算をＩｏおよびＩｎの検出値であるＶｏｕｔＯおよびＶｏｕｔＮを利用して行い、また、加算器１７ＮはＩｎの予測のために上記（３）式の演算をＩｏおよびＩｐの検出値であるＶｏｕｔＯおよびＶｏｕｔＰを利用して行う。その結果、上記加算器１７Ｐおよび１７Ｎの出力は実際の直流電流ＩｐおよびＩｎの波形と同じものを得る（図１２（ｈ）（ｉ））。０レベル検出器１８Ｐおよび１８Ｎは上記加算器１７Ｐおよび１７Ｎの出力の０レベルを検出してＬ出力する（図１２（ｊ）（ｋ））。リセットパルス発生器５Ｐおよび５Ｎは上記０レベル検出器１８Ｐおよび１８Ｎの出力の立ち下がり時点（すなわちＩｐおよびＩｎの電流が０に変化する時点）の直後にリセットパルスを発生する（図１２（ｌ）（ｍ））。このように無電流期間予測手段を構成することにより、直流電流の無電流期間の初期に積分器のリセット動作が確実に行え、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００４３】
なお、自己の積分器の出力自体から無電流期間を求め当該自己の積分器をリセットすることも考えられるが、以下の理由で望ましい結果は得られない。即ち、自己の積分器の出力の立ち下がりのタイミングでリセットする方法は、電流のリップル変動等を考慮した場合、電流が零にならない、従って、無電流期間でないときにもリセットがかかり、誤差が増加するという欠点がある。
また、自己の積分器の出力の０レベルを検出する方法は、複雑な波形の通電電流を積分している期間中の累積誤差により、電流零点を正確に検出できない場合がある。これに対し、この実施の形態６による方法は、加算する交流出力電流Ｉｏはこの直流電流の急変時に変化しないので、実質的に、自己の積分器ではなく、対側の積分器、例えば積分器３Ｐのリセットを行うための無電流期間の予測は、対側の積分器３Ｎを対象に、その出力が零から立ち上がるタイミングを検出することになるので、積分器の誤差が小さく正確な予測が可能となる訳である。
【００４４】
実施の形態７．
なお、上記実施の形態６では２レベルインバータにおける無電流期間予測手段として交流出力電流および直流電源の対の極側の直流電流の各検出値からの演算により予測するように構成したものを述べたが、交流出力電流Ｉｏに瞬時変動が生じた場合にも対応可能な具体的な無電流期間予測手段について説明する。
【００４５】
なお、この交流出力電流の瞬時変動要因としては、以下のものが考えられる。
（１）交流出力電流のリップル成分
インバータ、コンバータのスイッチング周波数に依存して発生する。特に交流出力電流瞬時値の零点付近ではリップルの影響が必ず生じる。ＧＣＴのスイッチング周波数が１ｋＨｚであればリップル周波数も一般的には１ｋＨｚとなる。ＩＧＢＴにも適用すれば１０ｋＨｚ程度になる。
（２）交流電源電圧の急変、負荷の急変
（３）出力電流制御の不調による電流のハンチングなど
電流制御系のハンチング周波数であり、１００〜５００Ｈｚ程度となる。
【００４６】
図１３は２レベルインバータへの適用例を示すもので、図１１の回路構成に対して次の回路を付加している。即ち、１８Ｏは０レベル検出器であって、出力端ＡＣ側の出力電流検出器１６の出力ＶｏｕｔＯの０レベルを検出する。２０はオフディレイ回路であって、この０レベル検出器１８Ｏの出力をオフディレイ動作により、電流の０期間を所定時間延長させた信号を出力する。２１Ｐおよび２１ＮはＡＮＤ回路であって、このオフディレイ回路２０の出力とそれぞれリセットパルス発生器５Ｐおよび５ＮとのＡＮＤ動作をして、この出力はそれぞれスイッチ４Ｐおよび４Ｎへ与えられる。
【００４７】
次に動作について図１４を参照して説明する。図において交流出力電流Ｉｏが２レベルインバータの各動作モード期間中に１回づつ、正極性から負極性に急変して復帰した場合を示している。直流電流Ｉｐ、Ｉｎを予測する加算器１７Ｐ、１７Ｎの出力波形（図１４（ｈ）（ｉ））は実電流と同様になり、電流の０点を通過する頻度が多くなる。そのために０レベル検出器１８Ｐ、１８Ｎの出力がＨレベルからＬレベルに落ち込む頻度が多くなり、リセットパルス発生器５Ｐ、５Ｎの出力のリセットパルス数が増加する（図１４（ｎ）（ｏ））。交流出力電流Ｉｏの極性反転時間が短い場合には、リセットパルス幅にもよるが、強制的に作られる電流の零期間が増加するために電流検出精度が悪くなる。このような不具合を無くすために交流出力電流Ｉｏの出力電流検出器１６の出力ＶｏｕｔＯから０レベル検出器１８Ｏとオフディレイ回路２０から交流出力電流Ｉｏの零期間を延長した信号（図１４（ｍ））を得て、上記リセットパルス発生器５Ｐ、５Ｎの出力とのＡＮＤにより、スイッチ４Ｐ、４Ｎへのリセットパルス信号（図１４（ｐ）（ｑ））を発生させて余分なリセット動作を禁止している。
【００４８】
なお、オフディレイ回路２０のオフディレイ時間は零点設定レベルと電流の時間変化率により設定されるが、零検出点で連続２発のリセットパルスが発生するのを防ぐとすると、少なくともリセットパルス幅の２倍以上は必要であり、５〜１０μＳ程度のオフディレイ時間を設定することになる。
【００４９】
このように無電流期間予測手段を構成することにより、交流出力電流の極性が急変する場合にも余分なリセット動作を抑制できるとともに必要なリセット動作が確実に行え、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００５０】
実施の形態８．
なお、上記実施の形態６、７では交流出力電流検出器を利用した無電流期間予測手段を２レベルインバータへ適用した場合について述べたが、３レベルインバータへ適用する場合について説明する。図１５は３レベルインバータへの適用例を示すもので、出力端ＡＣ側に従来型の出力電流検出器１６が付加されている以外は上記図９と同じ主回路で構成されている。１７Ｐ１はＮ側の直流電流Ｉｎを検出する積分器３Ｎの出力ＶｏｕｔＮとＣ側の直流電流Ｉcを検出する積分器３Ｃの出力ＶｏｕｔＣの極性反転器１９Ｃを介して得られる信号と上記出力電流検出器１６の出力ＶｏｕｔＯとを加算する加算器、１７Ｃ１はＰ側の直流電流Ｉｐを検出する積分器３Ｐの出力ＶｏｕｔＰの極性反転器１９Ｐを介して得られる信号と上記ＶｏｕｔＯと上記ＶｏｕｔＮとを加算する加算器、１７Ｎ１は上記ＶｏｕｔＯの極性反転器１９Ｏを介して得られる信号と上記ＶｏｕｔＰとＶｏｕｔＣとを加算する加算器、１８Ｏ、１８Ｐ、１８Ｃ、１８Ｎは０レベル検出器であってそれぞれ上記ＶｏｕｔＯ、上記加算器１７Ｐ１、１７Ｃ１、１７Ｎ１が入力信号として与えられる。２０はオフディレイ回路であって、この０レベル検出器１８Ｏの出力に接続される。５Ｐ、５Ｃ、５Ｎはリセットパルス発生器であって、それぞれ上記０レベル検出器１８Ｐ、１８Ｃ、１８Ｎの出力に接続される。２１Ｐ、２１Ｃ、２１ＮはＡＮＤ回路であって、上記オフディレイ回路２０の出力とそれぞれ上記リセットパルス発生器５Ｐ、５Ｃ、５Ｎの出力とのＡＮＤ動作を行い、その出力はそれぞれスイッチ４Ｐ、４Ｃ、４Ｎに与えられる。
【００５１】
次に動作について図１６を参照して説明する。なお、交流出力電流Ｉｏの極性は図示の正極性で一定電流中に負極性への急変が一瞬生じた場合を想定している。なお、交流出力電流Ｉｏの極性が負極性の場合も同様の動作となる。また、説明の重複を避けるために主回路の動作については省略する。３レベルインバータにおいては上記図９および図１０における主回路の詳細な動作説明からも理解されるように各部の電流には次の関係式が成り立つ。
【００５２】
Ｉｏ＝Ｉｐ−Ｉｎ＋Ｉｃ （４）
上記（４）式から直流電流Ｉｐ、ＩｃおよびＩｎは次のように展開できる。
Ｉｐ＝Ｉｏ＋Ｉｎ−Ｉｃ （５）
Ｉｃ＝Ｉｏ−Ｉｐ＋Ｉｎ （６）
Ｉｎ＝−Ｉｏ＋Ｉｐ＋Ｉｃ （７）
【００５３】
この実施の形態８における無電流期間予測手段は上記（５）、（６）および（７）式に基づき、Ｉｐ、ＩｃおよびＩｎの無電流期間を予測するものである。ゲートパルス発生器６ｄから自己消弧素子１１Ｐ１と１１Ｐ２とにオンパルスが与えられて、Ｐ側の直流電流Ｉｐ＝交流出力電流Ｉｏの状態から自己消弧素子１１Ｐ１へオフパルスが与えられると、自己消弧素子１１Ｐ１は不導通になり、Ｐ側の直流電流Ｉｐが０になるとともに交流出力電流Ｉｏはダイオード１５Ｐと自己消弧素子１１Ｐ２とを通って流れて、Ｉｏ＝Ｉｃになる。続いて自己消弧素子１１Ｎ２にオンパルスを与えてから自己消弧素子１１Ｐ２にオフパルスを与えると自己消弧素子１１Ｐ２は不導通になり、交流出力電流Ｉｏはダイオード１２Ｎ１と１２Ｎ２とを通って流れて、Ｉｏ＝−Ｉｎになる。
【００５４】
このように交流出力電流Ｉｏは自己消弧素子１１Ｐ１、１１Ｐ２、１１Ｎ１、１１Ｎ２のスイッチング状態に応じて、直流電源のＰ側、Ｃ側、Ｎ側のいずれかに流れる。加算器１７Ｐ１、１７Ｃ１、１７Ｎ１は各部の電流検出信号であるＶｏｕｔＯ、ＶｏｕｔＰ、ＶｏｕｔＣ、ＶｏｕｔＮを利用して、それぞれ上記の（５）、（６）、（７）式に基づいてＩｐ、Ｉｃ、Ｉｎの予測値を演算している（図１６（ｌ）（ｍ）（ｎ））。０レベル検出器１８Ｐ、１８Ｃおよび１８Ｎは図１６では省略しているが、上記加算器１７Ｐ１、１７Ｃ１および１７Ｎ１の出力の０レベルを検出してＬ出力する。リセットパルス発生器５Ｐ、５Ｃおよび５Ｎは上記０レベル検出器１８Ｐ、１８Ｃおよび１８Ｎの出力の立ち下がり時点（すなわちＩｐ、ＩｃおよびＩｎの電流が０に変化する時点）の直後にリセットパルスを発生する（図１６（ｑ）（ｒ）（ｓ））。
【００５５】
次に交流出力電流Ｉｏが一瞬、負極性まで急変する場合について説明する。図１６において自己消弧素子１１Ｐ２と１１Ｎ２とにオンパルスを与えている期間に交流出力電流Ｉｏが図示（図１６（ｅ））の如く変動した場合には交流出力電流Ｉｏの０レベル検出器１８Ｏの出力は２度、Ｌレベルに落ち込み（図１６（ｏ））、リセットパルス発生器５Ｃの出力にも同じタイミングでリセット信号が発生する（図１６（ｒ））が、オフディレイ回路２０の出力（図１６（ｐ））によりＡＮＤ回路２１Ｃの出力ではリセットパルスの発生が禁止される（図１６（ｕ））。
【００５６】
このように無電流期間予測手段を構成することにより、直流電流の無電流期間の初期に積分器のリセット動作が確実に行え、また、交流出力電流の極性が急変する場合にも余分なリセット動作を抑制でき、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００５７】
実施の形態９．
なお、上記実施の形態４では自己消弧素子のオフのタイミングを利用した無電流期間予測手段を２レベルインバータへ適用した場合について述べたが、このように構成される直流電流検出器を利用して２レベルインバータの交流出力電流を検出する方法について説明する。図１７は、上記図７に交流出力電流Ｉｏを検出する回路を付加したものであって、１７Ｏ２はＰ側直流電流Ｉｐの検出信号ＶｏｕｔＰとＮ側直流電流Ｉｎの検出信号ＶｏｕｔＮの極性反転器１９Ｎを介して得られる信号とを加算する加算器で交流出力電流の検出信号Ｉｏ２を出力する。
２レベルインバータにおける各部電流関係式は上記（１）式で得られ、この関係式に基づいて交流出力電流の検出信号Ｉｏ２を演算するように構成している。すなわち、Ｉｏ２＝ＶｏｕｔＰ−ＶｏｕｔＮとなる。
【００５８】
図１８はこの動作波形を示すもので、このようにして得られた交流出力電流検出信号Ｉｏ２（同図（ｊ））には積分器３Ｐ、３Ｎのリセット動作直前のオフセット分が現われる。この動作波形図ではこのオフセット分を誇張して図示しているが、実際上、積分器の適切な選定と本発明による繰り返しリセット手段によりこのオフセット値を１％以下にすることができ、一般的にインバータの交流出力電流の検出精度としては十分許容できる。
このように交流出力電流の検出回路を構成することにより、交流出力が低い周波数であっても応答性、精度を確保でき、また従来の鉄心を用いた交流電流検出器を省略できるために電力変換装置が安価にできる。
【００５９】
実施の形態１０．
なお、上記実施の形態９では自己消弧素子のオフのタイミングを利用した無電流期間予測手段による直流電流検出器を利用した交流出力電流の検出方法を２レベルインバータへ適用した場合について述べたが、３レベルインバータの出力電流を検出する方法について説明する。図１９は、上記図９に交流出力電流Ｉｏを検出する回路を付加したものであって、１７Ｏ３はＰ側直流電流Ｉｐの検出信号ＶｏｕｔＰとＮ側直流電流Ｉｎの検出信号ＶｏｕｔＮの極性反転器１９Ｎを介して得られる信号とＣ側直流電流Ｉｃの検出信号ＶｏｕｔＣとを加算する加算器で交流出力電流の検出信号Ｉｏ３を出力する。３レベルインバータにおける各部電流関係式は上記（４）式で得られ、この関係式に基づいて交流出力電流の検出信号Ｉｏ３を演算するように構成している。すなわち、Ｉｏ３＝ＶｏｕｔＰ−ＶｏｕｔＮ＋ＶｏｕｔＣとなる。
【００６０】
図２０はこの動作波形を示すもので、このようにして得られた出力電流検出信号Ｉｏ３（同図（ｏ））には積分器３Ｐ、３Ｎのリセット動作直前のオフセット分が現われる。この動作波形図ではこのオフセット分を誇張して図示しているが、実際上、積分器の適切な選定と本発明による繰り返しリセット手段によりこのオフセット値を１％以下にすることができ、一般的にインバータの交流出力電流の検出精度としては十分許容できる。
このように交流出力電流の検出回路を構成することにより、交流出力が低い周波数であっても応答性、精度を確保でき、また従来の鉄心を用いた交流電流検出器を省略できるために電力変換装置が安価にできる。
【００６１】
なお、先の実施の形態２ないし１０では、いずれも自己消弧素子を使用した電力変換器に適用した場合について説明したが、何らかの方法で直流電流の無電流期間を予測することが可能であれば、この発明は、実施の形態１に示した通り、電力変換器とは特に関係のない装置における直流電流の検出に適用することができ同等の効果を奏する。
【００６２】
また、先の実施の形態２では、電力変換器として降圧チョッパーの所定の直流電流の検出に適用した場合について説明したが、これに限られることはなく、ゲートパルスオンの信号が与えられた自己消弧素子のターンオン動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がるという動作関係が存在するケースには、上記ゲートパルスオンのタイミングで積分器の出力を零にリセットすることで、この発明を同様に適用することができ同等の効果を奏する。
【００６３】
また、先の実施の形態３ないし５では、昇圧チョッパー、２レベルインバータ、３レベルインバータの所定の直流電流の検出に適用した場合について説明したが、これに限られることはなく、ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がるという動作関係が存在するケースには、上記ゲートパルスオフのタイミングで積分器の出力を零にリセットすることで、この発明を同様に適用することができ同等の効果を奏する。
【００６４】
更に、先の実施の形態６ないし８では、２レベルインバータ、３レベルインバータの所定の直流電流の検出に適用した場合について説明したが、これに限られることはなく、ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作により、それぞれ第１のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち下がり、第２のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がるという動作関係が存在するケースには、上記合成電流の零レベルを検出したタイミングで上記第１のロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットすることで、この発明を同様に適用することができ同等の効果を奏する。
【００６５】
【発明の効果】
以上のように、この発明の請求項１に係る直流電流検出装置は、自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えた構成のものにおいて、
ゲートパルスオンの信号が与えられた自己消弧素子のターンオン動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
無電流期間予測手段は、上記ゲートパルスオンのタイミングを出力するので、自己消弧素子へのゲートパルスオンの信号を利用して応答性、精度の良好な直流電流の検出が可能となる。
【００６６】
また、この発明の請求項２に係る直流電流検出装置は、同構成において、入力直流電源の両極間に接続された自己消弧素子とダイオードとの直列接続体、上記ダイオードの両極間に出力直流電源と直列に接続されたリアクトル、および上記自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器により降圧チョッパーを構成する電力変換装置であって、上記自己消弧素子に流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器からのゲートパルスオンのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、自己消弧素子へのゲートパルスオンの信号を利用して、降圧チョッパーにおける自己消弧素子に流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００６７】
また、この発明の請求項３に係る直流電流検出装置は、同構成において、ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
無電流期間予測手段は、上記ゲートパルスオフのタイミングを出力するので、自己消弧素子へのゲートパルスオフの信号を利用して応答性、精度の良好な直流電流の検出が可能となる。
【００６８】
また、この発明の請求項４に係る直流電流検出装置は、同構成において、入力直流電源の両極間に接続されたリアクトルと自己消弧素子との直列接続体、上記自己消弧素子の両極間に出力直流電源と直列に接続されたダイオード、および上記自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器により昇圧チョッパーを構成する電力変換装置であって、上記ダイオードに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器からのゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、ダイオードへのゲートパルスオフの信号を利用して、昇圧チョッパーにおけるダイオードに流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００６９】
また、この発明の請求項５に係る直流電流検出装置は、同構成において、入力直流電源の両極間に相毎に接続された、正極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる正極側アームと負極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる負極側アームとの直列接続体、および上記両自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記両アームの接続点から交流出力を取り出す２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記正極側アームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記負極側自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、自己消弧素子へのゲートパルスオフの信号を利用して、２レベルインバータの正極側アームに流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７０】
また、この発明の請求項６に係る直流電流検出装置は、同構成において、２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記負極側アームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記正極側自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、自己消弧素子へのゲートパルスオフの信号を利用して、２レベルインバータの負極側アームに流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７１】
また、この発明の請求項７に係る直流電流検出装置は、同構成において、正極、中性極および負極を有する入力直流電源の上記正負両極間に相毎に接続された、第１ないし第４の自己消弧素子の直列接続体、上記各自己消弧素子と逆並列接続されてそれぞれ第１ないし第４のアームを構成する第１ないし第４のダイオード、上記入力直流電源の中性極とそれぞれ上記第１、第２のアームの接続点および上記第３、第４のアームの接続点との間に接続された第５および第６のダイオード、および上記各自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記第２、第３のアームの接続点から交流出力を取り出す３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第１のアームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記第３の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、自己消弧素子へのゲートパルスオフの信号を利用して、３レベルインバータの第１のアームに流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７２】
また、この発明の請求項８に係る直流電流検出装置は、同構成において、３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第４のアームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記第２の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、自己消弧素子へのゲートパルスオフの信号を利用して、３レベルインバータの第４のアームに流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７３】
また、この発明の請求項９に係る直流電流検出装置は、同構成において、３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記入力直流電源の中性極と上記第５および第６のダイオードとの間に流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記第１および第４の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、自己消弧素子へのゲートパルスオフの信号を利用して、３レベルインバータの入力直流電源の中性極と第５および第６のダイオードとの間に流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７４】
また、この発明の請求項１０に係る直流電流検出装置は、同構成において、ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作により、それぞれ第１のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち下がり、第２のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
上記第２のロゴスキー電流変換器の検出電流と当該自己消弧素子のターンオフ動作によっては変化しない電力変換装置の出力電流検出値とを加算した合成電流を求め、上記第１のロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットする無電流期間予測手段は、上記合成電流の零レベルを検出したタイミングを出力するので、第２のロゴスキー電流変換器の検出出力の立ち上がり現象を利用した第１のロゴスキー電流変換器による、応答性、精度の優れた電流検出が可能となる。
【００７５】
また、この発明の請求項１１に係る直流電流検出装置は、同構成において、２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記正極側アームに流れる電流を検出する正極側ロゴスキー電流変換器、上記負極側アームに流れる電流を検出する負極側ロゴスキー電流変換器、および上記交流出力電流を検出する交流電流検出器を備えたものにおいて、
上記負極側ロゴスキー電流変換器と交流電流検出器との出力和が零レベルとなるタイミングを検出して上記正極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する正極側リセット回路、および上記正極側ロゴスキー電流変換器と交流電流検出器との出力和が零レベルとなるタイミングを検出して上記負極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する負極側リセット回路を備えたので、それぞれ関連する他のロゴスキー電流変換器の検出出力の立ち上がり現象を利用して、２レベルインバータにおける正極側アームおよび負極側アームに流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７６】
また、この発明の請求項１２に係る直流電流検出装置は、同構成において、３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第１のアームに流れる電流を検出する正極側ロゴスキー電流変換器、上記第４のアームに流れる電流を検出する負極側ロゴスキー電流変換器、上記入力直流電源の中性極と上記第５および第６のダイオードとの間に流れる電流を検出する中性極側ロゴスキー電流変換器、および上記交流出力電流を検出する交流電流検出器を備えたものにおいて、
上記負極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記中性極側ロゴスキー電流変換器の極性反転出力と上記交流電流検出器の出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記正極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する正極側リセット回路、上記正極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記中性極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記交流電流検出器の極性反転出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記負極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する負極側リセット回路、および上記正極側ロゴスキー電流変換器の極性反転出力と上記負極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記交流電流検出器の出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記中性極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する中性極側リセット回路を備えたので、それぞれ関連する他のロゴスキー電流変換器の検出出力の立ち上がり現象を利用して、３レベルインバータにおける第１のアーム、第４のアームおよび入力直流電源の中性極と第５、第６のダイオードとの間に流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７７】
また、この発明の請求項１３に係る直流電流検出装置は、同構成において、交流出力電流が零レベルとなるタイミングを検出し、当該タイミングから所定時間リセット回路の出力を禁止するようにしたので、交流出力電流の瞬時変動に基づく誤ったリセット動作を防止して直流電流の検出精度を高く維持することができる。
【００７８】
また、この発明の請求項１４に係る直流電流検出装置は、請求項５に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項６に記載のロゴスキー電流変換器の出力とを加算、または請求項１１に記載の正極側ロゴスキー電流変換器の出力と負極側ロゴスキー電流変換器の出力とを加算して２レベルインバータの交流出力電流を検出する加算器を備えたので、低い周波数域でも優れた応答性、精度を有し、しかも安価に２レベルインバータの交流出力電流の検出が可能となる。
【００７９】
また、この発明の請求項１５に係る直流電流検出装置は、請求項７に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項８に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項９に記載のロゴスキー電流変換器の出力とを加算、または請求項１２に記載の正極側ロゴスキー電流変換器の出力と負極側ロゴスキー電流変換器の出力と中性極側ロゴスキー電流変換器の出力とを加算して３レベルインバータの交流出力電流を検出する加算器を備えたので、低い周波数域でも優れた応答性、精度を有し、しかも安価に３レベルインバータの交流出力電流の検出が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図２】 図１の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図３】 この発明の実施の形態２における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図４】 図３の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図５】 この発明の実施の形態３における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図６】 図５の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図７】 この発明の実施の形態４における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図８】 図７の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図９】 この発明の実施の形態５における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図１０】 図９の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図１１】 この発明の実施の形態６における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図１２】 図１１の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図１３】 この発明の実施の形態７における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図１４】 図１３の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図１５】 この発明の実施の形態８における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図１６】 図１５の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図１７】 この発明の実施の形態９における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図１８】 図１７の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図１９】 この発明の実施の形態１０における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図２０】 図１９の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図２１】 従来の直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図２２】 図２１の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【符号の説明】
１ 直流母線、２，２ａ，２ｂ，２Ｐ，２Ｎ，２Ｃ ロゴスキーコイル、
３，３ａ，３ｂ，３Ｐ，３Ｎ，３Ｃ 積分器、
４，４ａ，４ｂ，４Ｐ，４Ｎ，４Ｃ スイッチ、
５，５ａ，５ｂ，５Ｐ，５Ｎ，５Ｃ リセットパルス発生器、
６ 無電流期間予測手段、６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ ゲートパルス発生器、
１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｐ，１０ｎ 直流電源、
１１ａ，１１ｂ，１１Ｐ，１１Ｎ，１１Ｐ１，１１Ｐ２，１１Ｎ１，１１Ｎ２ 自己消弧素子、
１２ａ，１２ｂ，１２Ｐ，１２Ｎ，１２Ｐ１，１２Ｐ２，１２Ｎ１，１２Ｎ２ ダイオード、
１３ａ，１３ｂ リアクトル、１５Ｐ，１５Ｎ ダイオード、
１６ 交流出力電流検出器、
１７Ｐ，１７Ｎ，１７Ｐ１，１７Ｃ１，１７Ｎ１ 加算器、
１８Ｐ，１８Ｎ，１８Ｃ，１８Ｏ ０レベル検出器、
１９，１９Ｐ，１９Ｃ，１９Ｎ，１９Ｏ 極性反転器、
２０ オフディレイ回路、２１Ｐ，２１Ｎ，２１Ｃ ＡＮＤ回路。
【発明の属する技術分野】
この発明は、自己消弧素子を用いた電力変換装置等における直流電流の検出に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種の電流検出器としては、鉄心を使用したＤＣＣＴ、ホール素子と鉄心を使用したホールＣＴ、シャント抵抗などがあったが高電圧、大電流の変換装置に適用する場合には大型で高価になるという問題があった。一方、大電力半導体素子の単発パルス電流を計測する検出器としてロゴスキーコイルを利用した電流検出器（以下、ロゴスキー電流変換器と略す）が用いられている。このロゴスキー電流変換器としては、例えばＥＰＥ´９７（１９９７年）第３．３０８頁から３．３１２頁のDEVEROPMENTS IN ROGOWSKI CURRENT TRANNSDUCERSに紹介されており、この中でFig2にコイルの等価回路と積分器の構成を、Fig3に積分器の周波数応答特性が示されているように応答性、精度を向上させるべく、積分器の回路定数の選定に注意が払われている。
【０００３】
このロゴスキー電流変換器を電力変換装置の直流電流検出器として適用した場合の動作を説明する。図２１と図２２はそれぞれロゴスキー電流変換器とその各部動作波形を示すもので電力変換装置の直流母線１に流れる直流電流Ｉ、ロゴスキーコイル２の出力電圧Ｖin（Ｖin＝μ０ＮＡｄI/ｄｔ、Ｎは巻数、Ａはコイル断面積）、積分器３の出力電圧Ｖoutの各動作を直流電流のパルス幅に対応させて比較している。
図２２に示すように、直流電流は、無電流期間を有するパルス形状であるが、その直流電流が狭幅のパルス電流の連続であれば応答性よく、精度も確保できるが、広幅のパルス電流が連続する場合には電流ピーク期間に積分器のコンデンサＣ１が抵抗Ｒ１によって部分放電するために応答性、精度ともに悪化する。
【０００４】
即ち、積分器の回路構成は純粋の積分器ではなく、直流〜低周波入力信号に対しては抵抗Ｒ１を付加することにより、積分器のゲインを下げてＡＭＰ自身のドリフトによる誤差を低減している。この抵抗の作用により、積分器入力の直流電流レベルが定常状態で零であればこの積分器の出力は零になる。
従って、同じスイッチング間隔の場合に、狭幅パルスでは電流零の期間が長くなるために積分器の時定数の選定により、積分器の出力も電流零期間に零まで減衰でき易い。さらに電流が流れている期間が短ければ、その間の積分器出力の減少も少ない。逆に広幅パルスの場合には電流零期間が短いために直流零期間中に積分器出力を零まで減衰しにくい。積分器の時定数を短くして減衰を速めると、電流の通電期間中の積分器出力が速く減衰してしまう。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来のロゴスキー電流変換器を電力変換装置の直流電流検出に適用する場合には、電力変換装置のスイッチング動作を行うＰＷＭ制御によりそのオンパルス幅は長短の広い範囲に分布し直流電流検出装置として十分な精度が得られなかった。逆に、検出精度を確保しようとすると、直流電流のパルス幅が制約され、電力変換装置の交流出力電圧が低減して電力変換装置の出力容量が低減するなどの問題点があった。
【０００６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、直流電流のパルス形状に影響されることがなく、応答性、精度ともに向上できる電流検出方法および電力変換器の直流電流検出装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明の請求項１に係る直流電流検出装置は、自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えた構成のものにおいて、
ゲートパルスオンの信号が与えられた自己消弧素子のターンオン動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
無電流期間予測手段は、上記ゲートパルスオンのタイミングを出力するものである。
【０００８】
また、この発明の請求項２に係る直流電流検出装置は、同構成において、入力直流電源の両極間に接続された自己消弧素子とダイオードとの直列接続体、上記ダイオードの両極間に出力直流電源と直列に接続されたリアクトル、および上記自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器により降圧チョッパーを構成する電力変換装置であって、上記自己消弧素子に流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器からのゲートパルスオンのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【０００９】
また、この発明の請求項３に係る直流電流検出装置は、同構成において、ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
無電流期間予測手段は、上記ゲートパルスオフのタイミングを出力するものである。
【００１０】
また、この発明の請求項４に係る直流電流検出装置は、同構成において、入力直流電源の両極間に接続されたリアクトルと自己消弧素子との直列接続体、上記自己消弧素子の両極間に出力直流電源と直列に接続されたダイオード、および上記自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器により昇圧チョッパーを構成する電力変換装置であって、上記ダイオードに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器からのゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【００１１】
また、この発明の請求項５に係る直流電流検出装置は、同構成において、入力直流電源の両極間に相毎に接続された、正極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる正極側アームと負極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる負極側アームとの直列接続体、および上記両自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記両アームの接続点から交流出力を取り出す２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記正極側アームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記負極側自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【００１２】
また、この発明の請求項６に係る直流電流検出装置は、同構成において、２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記負極側アームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記正極側自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【００１３】
また、この発明の請求項７に係る直流電流検出装置は、同構成において、正極、中性極および負極を有する入力直流電源の上記正負両極間に相毎に接続された、第１ないし第４の自己消弧素子の直列接続体、上記各自己消弧素子と逆並列接続されてそれぞれ第１ないし第４のアームを構成する第１ないし第４のダイオード、上記入力直流電源の中性極とそれぞれ上記第１、第２のアームの接続点および上記第３、第４のアームの接続点との間に接続された第５および第６のダイオード、および上記各自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記第２、第３のアームの接続点から交流出力を取り出す３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第１のアームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記第３の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【００１４】
また、この発明の請求項８に係る直流電流検出装置は、同構成において、３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第４のアームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記第２の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【００１５】
また、この発明の請求項９に係る直流電流検出装置は、同構成において、３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記入力直流電源の中性極と上記第５および第６のダイオードとの間に流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記第１および第４の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするものである。
【００１６】
また、この発明の請求項１０に係る直流電流検出装置は、同構成において、ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作により、それぞれ第１のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち下がり、第２のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
上記第２のロゴスキー電流変換器の検出電流と当該自己消弧素子のターンオフ動作によっては変化しない電力変換装置の出力電流検出値とを加算した合成電流を求め、上記第１のロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットする無電流期間予測手段は、上記合成電流の零レベルを検出したタイミングを出力するものである。
【００１７】
また、この発明の請求項１１に係る直流電流検出装置は、同構成において、２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記正極側アームに流れる電流を検出する正極側ロゴスキー電流変換器、上記負極側アームに流れる電流を検出する負極側ロゴスキー電流変換器、および上記交流出力電流を検出する交流電流検出器を備えたものにおいて、
上記負極側ロゴスキー電流変換器と交流電流検出器との出力和が零レベルとなるタイミングを検出して上記正極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する正極側リセット回路、および上記正極側ロゴスキー電流変換器と交流電流検出器との出力和が零レベルとなるタイミングを検出して上記負極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する負極側リセット回路を備えたものである。
【００１８】
また、この発明の請求項１２に係る直流電流検出装置は、同構成において、３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第１のアームに流れる電流を検出する正極側ロゴスキー電流変換器、上記第４のアームに流れる電流を検出する負極側ロゴスキー電流変換器、上記入力直流電源の中性極と上記第５および第６のダイオードとの間に流れる電流を検出する中性極側ロゴスキー電流変換器、および上記交流出力電流を検出する交流電流検出器を備えたものにおいて、
上記負極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記中性極側ロゴスキー電流変換器の極性反転出力と上記交流電流検出器の出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記正極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する正極側リセット回路、上記正極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記中性極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記交流電流検出器の極性反転出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記負極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する負極側リセット回路、および上記正極側ロゴスキー電流変換器の極性反転出力と上記負極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記交流電流検出器の出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記中性極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する中性極側リセット回路を備えたものである。
【００１９】
また、この発明の請求項１３に係る直流電流検出装置は、同構成において、交流出力電流が零レベルとなるタイミングを検出し、当該タイミングから所定時間リセット回路の出力を禁止するようにしたものである。
【００２０】
また、この発明の請求項１４に係る直流電流検出装置は、請求項５に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項６に記載のロゴスキー電流変換器の出力とを加算、または請求項１１に記載の正極側ロゴスキー電流変換器の出力と負極側ロゴスキー電流変換器の出力とを加算して２レベルインバータの交流出力電流を検出する加算器を備えたものである。
【００２１】
また、この発明の請求項１５に係る直流電流検出装置は、請求項７に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項８に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項９に記載のロゴスキー電流変換器の出力とを加算、または請求項１２に記載の正極側ロゴスキー電流変換器の出力と負極側ロゴスキー電流変換器の出力と中性極側ロゴスキー電流変換器の出力とを加算して３レベルインバータの交流出力電流を検出する加算器を備えたものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。図１において、４は積分器３のコンデンサＣ１を短絡するスイッチ、５はこのスイッチ４にオン指令を発生するリセットパルス発生器、６はこのリセットパルス発生器５の発生タイミングを決定する無電流期間予測手段である。
【００２３】
次に動作について、図２の動作波形を参照して説明する。無電流期間予測手段６は直流電流の無電流期間を予測して、各部の動作波形に示すように直流電流Ｉの無電流期間にリセットパルス発生器５からリセットパルス（同図（ｃ））を発生させる。直流電流Ｉが広幅パルスであれば、積分器３の出力Ｖoutは直流電流Ｉの発生期間中に積分器３のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とで決まる時定数で減衰して無電流に切り替わるタイミングでは逆極性のレベルまで急減衰して保持されるが、リセットパルスによってスイッチ４が閉路すると、積分器３のコンデンサＣ１がスイッチ４を通って急速放電して積分器３の出力Ｖout（同図（ｄ））は零になる。続いて直流電流Ｉが立ち上がるタイミングでは積分器３の出力Ｖoutは零から立ち上がるようになり、直流電流Ｉに応答する。
なお、上記実施の形態１では、直流電流Ｉの無電流期間の発生タイミング毎に積分器３をリセットするようにしたので広幅パルスの繰り返し波形の直流電流を検出する場合にも応答性や精度が確保でき、また従来の鉄心入りの電流検出器と異なり、鉄心が不要のロゴスキー電流変換器が適用できることにより、小型で安価な電流検出器を得ることができる。
【００２４】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、何らかの方法により直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段からの信号に基づき無電流期間に積分器をリセットする方法を述べたが、各種電力変換装置に適用した場合の具体的な無電流期間予測手段について説明する。図３は降圧チョッパーへの適用例を示すもので、１０ａは正極Ｐと負極Ｎとを有する入力直流電源、１１ａはＧＴＯなど自己消弧型の半導体素子（以下自己消弧素子と略す）、１２ａはダイオードで、この自己消弧素子１１ａとダイオード１２ａとの中間接続点と上記入力直流電源１０ａの負極Ｎとの間にリアクトル１３ａと出力直流電源１４ａとが直列接続されて周知の降圧チョッパーが構成される。２ａと３ａはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって直流入力電源１０ａの正極Ｐ側の直流電流、即ち、自己消弧素子１１ａに流れる直流電流Ｉpを検出する。
６ａは上記降圧チョッパーのゲートパルス発生器であって、自己消弧素子１１ａへゲート信号として出力するとともに、例えば、ワンショットマルチバイブレータからなるリセットパルス発生器５ａにも出力される。４ａは上記積分器３ａのスイッチであって、このリセットパルス発生器５ａの出力により閉路動作する。
【００２５】
ゲートパルス発生器６ａから自己消弧素子１１ａへゲートパルスオンの信号（以下、オンパルスと称す）が与えられると、自己消弧素子１１ａが導通して入力直流電源１０ａから自己消弧素子１１ａ、リアクトル１３ａ、出力直流電源１４ａの経路で入力直流電流Ｉｐが流れる。ゲートパルスをオフすると自己消弧素子１１ａは不導通になり、出力直流電流Ｉｏはリアクトル１３ａ、出力直流電源１４ａ、ダイオード１２ａの経路で環流する。従って入力直流電流Ｉｐは図４（ｃ）の動作波形に図示の如く、自己消弧素子１１ａのスイッチングの状態に応じてパルス状の波形になる。厳密に言えば、自己消弧素子１１ａのターンオン、ターンオフ動作には数μ秒〜数１０μ秒の時間遅れがあるために、ゲートパルス（同図（ａ））のオン、オフのタイミングよりも遅れて入力直流電流Ｉｐは立ち上がり、立ち下がる。リセットパルスの発生タイミングは、このゲートパルスと直流入力電流Ｉｐの動作時間差を利用しており、即ち、ここでは無電流期間予測手段としてゲートパルス発生器６ａのオンパルスの発生タイミングを採用しており、図４（ｂ）の動作波形に図示の如く、ゲートパルスの立ち上がり（オン）のタイミングで、上記動作時間差以内の幅のリセットパルス（パルス幅は、例えば２μＳ程度）を積分器３ａのリセットスイッチ４ａに与えている。無電流期間予測手段を以上のように構成することにより、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００２６】
実施の形態３．
さらに、他の電力変換装置へ適用した場合の具体的な無電流期間予測手段について説明する。図５は昇圧チョッパーへの適用例を示すもので、１０ｂは正極Ｐと負極Ｎを有する出力直流電源、１１ｂは自己消弧素子、１２ｂはダイオード、この自己消弧素子１１ｂとダイオード１２ｂとの中間接続点と上記出力直流電源１０ｂの負極Ｎとの間にリアクトル１３ｂと入力直流電源１４ｂとが直列接続されて周知の昇圧チョッパーが構成される。２ｂと３ｂはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって出力直流電源１０ｂの正極Ｐ側の直流電流、即ち、ダイオード１２ｂに流れる直流電流Ｉｐを検出する。６ｂは上記昇圧チョッパーのゲートパルス発生器であって、自己消弧素子１１ｂへゲート信号として出力するとともにリセットパルス発生器５ｂにも出力される。４ｂは上記積分器３ｂのスイッチであって、このリセットパルス発生器５ｂの出力により閉路動作する。
【００２７】
ゲートパルス発生器６ｂから自己消弧素子１１ｂへオンパルスが与えられると、自己消弧素子１１ｂが導通して入力直流電源１４ｂから、リアクトル１３ｂ、自己消弧素子１１ｂの経路で直流入力電流Ｉｏが流れる。ゲートパルスをオフすると自己消弧素子１１ｂは不導通になり、入力直流電流Ｉｏはダイオード１２ｂ、出力直流電源１０ｂの経路で流れる。従って出力直流電流Ｉｐは図６（ｃ）の動作波形に図示の如く、自己消弧素子１１ｂのスイッチングの状態に応じてパルス状の波形になる。厳密に言えば、自己消弧素子１１ｂのターンオン、ターンオフ動作には数μ秒〜数１０μ秒の時間遅れがあるために、ゲートパルス（同図（ａ））のオン、オフのタイミングよりも遅れて出力直流電流Ｉｐは立ち上がり、立ち下がる。リセットパルスの発生タイミングはゲートパルスと電流Ｉｐの動作時間差を利用しており、即ち、ここでは、無電流期間予測手段としてゲートパルス発生器６ｂのゲートパルスオフの信号の発生タイミングを採用しており、図６（ｂ）の動作波形に図示の如く、ゲートパルスの立ち下がり（オフ）のタイミングで、上記動作時間差以内の幅のリセットパルスを積分器３ｂのリセットスイッチ４ｂに与えている。無電流期間予測手段を以上のように構成することにより、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００２８】
実施の形態４．
また、他の電力変換装置へ適用した場合の具体的な無電流期間予測手段について説明する。図７は２レベルインバータへの適用例を示すもので、１０ｃは正極Ｐと負極Ｎとを有する入力直流電源、１１Ｐと１１Ｎは自己消弧素子であって直列接続されてこの入力直流電源１０ｃの正極Ｐと負極Ｎとの間に接続され、１２Ｐと１２Ｎはダイオードであってそれぞれこの自己消弧素子１１Ｐと１１Ｎとに逆並列接続され、上記自己消弧素子１１Ｐと１１Ｎとの中間接続点から交流出力端子ＡＣ（このＡＣ端子側には一般にインダクタンス要素を含む交流電源あるいは交流電動機などが接続されるが、省略して図示している。）を得るようにして周知の２レベルインバータの１相分が構成される。２Ｐと３Ｐはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって、自己消弧素子１１Ｐとダイオード１２Ｐとからなる正極側アームに流れる直流電流Ｉｐを検出する。２Ｎと３Ｎはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって、自己消弧素子１１Ｎとダイオード１２Ｎからなる負極側アームに流れる直流電流Ｉｎを検出する。６ｃは上記２レベルインバータのゲートパルス発生器であって、自己消弧素子１１Ｐと１１Ｎとへゲート信号として出力するとともにリセットパルス発生器５Ｐと５Ｎとにも出力される。４Ｐと４Ｎはそれぞれ上記積分器３Ｐと３Ｎのスイッチであって、このリセットパルス発生器５Ｐと５Ｎの出力により閉路動作する。
【００２９】
図８に示す動作波形において、電力変換装置の出力電流Ｉｏが図７に図示される極性（以下、正極性と定義する）で流れている場合（図８の［Ｉ］）には、ゲートパルス発生器６ｃから自己消弧素子１１Ｐへオンパルスが与えられている状態では入力直流電源１０ｃの正極Ｐから自己消弧素子１１Ｐを通って電力変換装置の出力電流Ｉｏが流れる。次に自己消弧素子１１Ｐへゲートパルスオフの信号（以下、オフパルスと称す）を与えると、自己消弧素子１１Ｐは不導通になり、入力直流電源１０ｃの負極Ｎからダイオード１２Ｎを通って電力変換装置の出力電流Ｉｏが流れる。自己消弧素子１１Ｐへのオフパルス発生時点から直流短絡防止期間Ｔｄ後に自己消弧素子１１Ｎにオンパルスが与えられるが、電力変換装置の出力電流Ｉｏはダイオード１２Ｎを通って流れ続け、次の自己消弧素子１１Ｐへのオンパルスにより自己消弧素子１１Ｐが導通するとダイオード１２Ｎの電流は自己消弧素子１１Ｐに転流する。
【００３０】
次に電力変換装置の出力電流Ｉｏの極性が図示と逆極性の場合（図８の［ＩＩ］）には、自己消弧素子１１Ｐにオンパルスが与えられても出力電流Ｉｏはダイオード１２Ｐを通って入力直流電源１０ｃの正極Ｐへ流れ、次の自己消弧素子１１Ｎのオンパルスにより、自己消弧素子１１Ｎが導通するとダイオード１２Ｐの電流は自己消弧素子１１Ｎに転流する。その後、自己消弧素子１１Ｎのオフパルスにより、自己消弧素子１１Ｎの電流はダイオード１２Ｐに転流し、続いてＴｄ後に自己消弧素子１１Ｐにオンパルスを与えても自己消弧素子１１Ｎにオンパルスが与えられるまでダイオード１２Ｐを流れ続ける。このようにＰ側およびＮ側の直流電流ＩｐおよびＩｎは図示（図８（ｅ）（ｆ）（ｉ）（ｊ））のごとく、自己消弧素子１１Ｐおよび１１Ｎのスイッチング状態に応じてパルス状の波形になり、しかも自己消弧素子１１Ｐおよび１１Ｎのスイッチング動作遅れにより、直流電流ＩｐおよびＩｎの立ち上がり、立ち下がり動作もゲートパルス発生時点から時間遅れが生じる。
【００３１】
リセットパルスの発生タイミングは図８（ｃ）（ｄ）の動作波形に示すように、Ｐ側の直流電流Ｉｐを検出する積分器３Ｐのスイッチ４Ｐに対しては自己消弧素子１１Ｎへのオンパルスの立ち下がりタイミング（すなわち自己消弧素子１１Ｎへのオフパルスのタイミング）でリセットパルス発生器５Ｐによりリセットパルスを発生して閉路し、Ｎ側の直流電流Ｉｎを検出する積分器３Ｎのスイッチ４Ｎに対しては自己消弧素子１１Ｐへのオンパルスの立ち下がりタイミング（すなわち自己消弧素子１１Ｐへのオフパルスのタイミング）でリセットパルス発生器５Ｎによりリセットパルスを発生して閉路する。このように無電流期間予測手段を構成することにより、交流出力電流Ｉｏの極性に関係なく直流電流の無電流期間に積分器のリセット動作が確実に行え、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００３２】
実施の形態５．
また、他の電力変換装置へ適用した場合の具体的な無電流期間予測手段について説明する。図９は３レベルインバータへの適用例を示すもので、１０ｐと１０ｎとは直列接続の構成で正極Ｐ、中性極Ｃ、負極Ｎを有する入力直流電源、１１Ｐ１、１１Ｐ２、１１Ｎ２、１１Ｎ１は第１ないし第４の自己消弧素子であって直列接続されてこの入力直流電源１０ｐの正極Ｐと入力直流電源１０ｎの負極Ｎとの間に接続され、１２Ｐ１、１２Ｐ２、１２Ｎ２、１２Ｎ１は第１ないし第４のダイオードであってそれぞれこの自己消弧素子１１Ｐ１、１１Ｐ２、１１Ｎ２、１１Ｎ１に逆並列接続され、１５Ｐおよび１５Ｎは第５および第６のダイオードであってそれぞれ上記入力直流電源１０ｐと入力直流電源１０ｎとの中間接続点である中性極Ｃと上記自己消弧素子１１Ｐ１と１１Ｐ２との中間接続点との間および上記中性極Ｃと上記自己消弧素子１１Ｎ２と１１Ｎ１との中間接続点との間に接続され、上記自己消弧素子１１Ｐ２と１１Ｎ２との中間接続点から交流出力端子ＡＣ（このＡＣ端子側には一般にインダクタンス要素を含む交流電源あるいは交流電動機などが接続されるが、省略して図示している。）を得るようにして周知の３レベルインバータの１相分が構成される。
【００３３】
２Ｐと３Ｐはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって、自己消弧素子１１Ｐ１とダイオード１２Ｐ１とからなる第１のアームに流れる直流電流Ｉｐを検出する。２Ｎと３Ｎはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって、自己消弧素子１１Ｎ１とダイオード１２Ｎ１とからなる第４のアームに流れる直流電流Ｉｎを検出する。２Ｃと３Ｃはそれぞれロゴスキーコイルと積分器であって、入力直流電源１０ｐおよび１０ｎの中間接続点である中性極Ｃとダイオード１５Ｐおよびダイオード１５Ｎとの間に流れる直流電流Ｉｃを検出する。６ｄは上記３レベルインバータのゲートパルス発生器であって、自己消弧素子１１Ｐ１、１１Ｐ２、１１Ｎ２、１１Ｎ１へゲート信号として出力するとともにリセットパルス発生器５Ｐ、５Ｎ、５Ｃにも出力される。４Ｐ、４Ｎ、４Ｃはそれぞれ上記積分器３Ｐ、３Ｎ、３Ｃのスイッチであって、このリセットパルス発生器５Ｐ、５Ｎ、５Ｃの出力により閉路動作する。
【００３４】
図１０に示す動作波形において、電力変換装置の出力電流Ｉｏが図９に図示される極性（以下、正極性と定義する）で流れている場合（図１０の［Ｉ］）には、ゲートパルス発生器６ｄから自己消弧素子１１Ｐ２と１１Ｎ２とへオンパルスが与えられている状態では入力直流電源１０ｐおよび１０ｎの中性極Ｃ側からダイオード１５Ｐと自己消弧素子１１Ｐ２とを通って電力変換装置の出力電流Ｉｏが流れる。次に自己消弧素子１１Ｎ２へオフパルスを与えると自己消弧素子１１Ｎ２は不導通になるが、出力電流Ｉｏはダイオード１５Ｐと自己消弧素子１１Ｐ２とを通って流れ続け、自己消弧素子１１Ｎ２へのオフパルス発生時点から直流短絡防止期間Ｔｄ後に自己消弧素子１１Ｐ１にオンパルスを与えると、電力変換装置の出力電流Ｉｏはダイオード１５Ｐから自己消弧素子１１Ｐ１に転流して入力直流電源１０ｐの正極Ｐから自己消弧素子１１Ｐ１と１１Ｐ２とを通って出力電流Ｉｏは流れる。
【００３５】
次に自己消弧素子１１Ｐ１にオフパルスを与えると自己消弧素子１１Ｐ１は不導通になり、出力電流Ｉｏは再度ダイオード１５Ｐに転流して流れる。自己消弧素子１１Ｐ１へのオフパルス発生時点からＴｄ後に再度、自己消弧素子１１Ｎ２へオンパルスを与えても出力電流Ｉｏの通流経路は変化しない。次に自己消弧素子１１Ｐ２にオフパルスを与えると自己消弧素子１１Ｐ２が不導通になり、出力電流Ｉｏは入力直流電源１０ｎの負極Ｎからダイオード１２Ｎ１と１２Ｎ２とを通って流れ、さらにＴｄ後に自己消弧素子１１Ｎ１へオンパルスが与えられても出力電流Ｉｏの通流経路は変化せず、自己消弧素子１１Ｎ１へオフパルスを与えてそのＴｄ後に自己消弧素子１１Ｐ２に再度オンパルスを与えた時点で出力電流Ｉｏは中性極Ｃからダイオード１５Ｐと自己消弧素子１１Ｐ２とを通って流れる。
【００３６】
次に電力変換装置の出力電流Ｉｏの極性が図示と逆極性の場合（図１０の［ＩＩ］）には、自己消弧素子１１Ｐ２と１１Ｎ２とにオンパルスが与えられている状態では出力電流Ｉｏは自己消弧素子１１Ｎ２とダイオード１５Ｎとを通って中性極Ｃ側へ流れる。次に自己消弧素子１１Ｎ２へオフパルスを与えると自己消弧素子１１Ｎ２が不導通になり、出力電流Ｉｏはダイオード１２Ｐ２と１２Ｐ１とを通って入力直流電源１０ｐの正極Ｐへ流れる。そのＴｄ後に自己消弧素子１１Ｐ１へオンパルスを与えても出力電流Ｉｏの通流経路は変化せず、自己消弧素子１１Ｐ１へオフパルスを与えてそのＴｄ後に自己消弧素子１１Ｎ２に再度オンパルスを与えた時点で出力電流Ｉｏは自己消弧素子１１Ｎ２とダイオード１５Ｎとを通って中性極Ｃ側へ流れる。次に自己消弧素子１１Ｐ２にオフパルスを与えても出力電流Ｉｏの通流経路は変化せず、そのＴｄ後に自己消弧素子１１Ｎ１へオンパルスを与えるとダイオード１５Ｎから自己消弧素子１１Ｎ１へ転流し、出力電流Ｉｏは自己消弧素子１１Ｎ２と１１Ｎ１とを通って入力直流電源１０ｎの負極Ｎへ流れる。
【００３７】
次に自己消弧素子１１Ｎ１へオフパルスを与えると自己消弧素子１１Ｎ１が不導通になり、出力電流Ｉｏは再度自己消弧素子１１Ｎ２とダイオード１５Ｎを通って中性極Ｃ側へ流れる。そのＴｄ後に自己消弧素子１１Ｐ２にオンパルスを与えても出力電流Ｉｏの通流経路は変化しない。このようにＰ側、Ｃ側およびＮ側の直流電流Ｉｐ、ＩｃおよびＩｎは図示（図１０（ｈ）（ｉ）（ｊ）（ｎ）（ｏ）（ｐ））のごとく、自己消弧素子１１Ｐ１、１１Ｐ２，１１Ｎ２、１１Ｎ１のスイッチング状態に応じてパルス状の波形になり、しかも自己消弧素子１１Ｐ１、１１Ｐ２，１１Ｎ２、１１Ｎ１のスイッチング動作遅れにより、直流電流Ｉｐ、ＩｃおよびＩｎの立ち上がり、立ち下がり動作もゲートパルス発生時点から時間遅れが生じる。
【００３８】
リセットパルスの発生タイミングは図１０（ｅ）（ｆ）（ｇ）の動作波形に示すように、Ｐ側の直流電流Ｉｐを検出する積分器３Ｐのスイッチ４Ｐに対しては自己消弧素子１１Ｎ２へのオンパルスの立ち下がりタイミング（すなわち自己消弧素子１１Ｎ２のオフパルスのタイミング）でリセットパルス発生器５Ｐによりリセットパルスを発生して閉路し、Ｎ側の直流電流Ｉｎを検出する積分器３Ｎのスイッチ４Ｎに対しては自己消弧素子１１Ｐ２へのオンパルスの立ち下がりタイミング（すなわち自己消弧素子１１Ｐ２のオフパルスのタイミング）でリセットパルス発生器５Ｎによりリセットパルスを発生して閉路し、Ｃ側の直流電流Ｉｃを検出する積分器３Ｃのスイッチ４Ｃに対しては自己消弧素子１１Ｐ１へのオンパルスの立ち下がりタイミング（すなわち自己消弧素子１１Ｐ１のオフパルスのタイミング）でリセットパルス発生器５ＣＰにより発生するリセットパルスと自己消弧素子１１Ｎ１へのオンパルスの立ち下がりタイミング（すなわち自己消弧素子１１Ｎ１のオフパルスのタイミング）でリセットパルス発生器５ＣＮにより発生するリセットパルスのＯＲ回路５ＣＯの出力によってリセットパルスを発生して閉路する。このように無電流期間予測手段を構成することにより、交流出力電流Ｉｏの極性に関係なく直流電流の無電流期間に積分器のリセット動作が確実に行え、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００３９】
実施の形態６．
なお、上記実施の形態２〜５では無電流期間予測手段として各種の電力変換装置におけるゲートパルス発生器からのスイッチングタイミングを利用して構成したものを述べたが、その他の原理に基づく具体的な無電流期間予測手段について説明する。図１１は２レベルインバータへの適用例を示すもので、出力端ＡＣ側に従来型の交流電流検出器である出力電流検出器１６が付加されている以外は上記図７と同じ主回路で構成されている。１７ＰはＮ側の直流電流Ｉｎを検出する積分器３Ｎの出力ＶｏｕｔＮと上記出力電流検出器１６の出力ＶｏｕｔＯとを加算する加算器、１８Ｐはこの加算器１７Ｐの出力の０レベルを検出する０レベル検出器であって、その出力はリセットパルス発生器５Ｐへ与えられる。１９は極性反転器であって、上記出力電流検出器１６の出力ＶｏｕｔＯの極性を反転する。１７ＮはＰ側の直流電流Ｉｐを検出する積分器３Ｐの出力ＶｏｕｔＰと上記極性反転器１９の出力とを加算する加算器、１８Ｎはこの加算器１７Ｎの出力の０レベルを検出する０レベル検出器であって、その出力はリセットパルス発生器５Ｎへ与えられる。
【００４０】
次に動作について図１２を参照して説明する。なお、出力電流Ｉｏの極性は図示の正極性で一定と仮定しているが、負極性の場合も同様の動作となる。また、説明の重複を避けるために主回路の動作については省略する。２レベルインバータにおいては上記図７および図８における主回路の詳細な動作説明からも理解されるように各部の電流には次の関係式が成り立つ。
Ｉｏ＝Ｉｐ−Ｉｎ （１）
上記（１）式から直流電流ＩｐおよびＩｎは次のように展開できる。
Ｉｐ＝Ｉｏ＋Ｉｎ （２）
Ｉｎ＝Ｉｐ−Ｉｏ （３）
【００４１】
この実施の形態６における無電流期間予測手段は上記（２）および（３）式に基づき、直流電流ＩｐおよびＩｎの無電流期間を予測するものである。ゲートパルス発生器６Ｃから自己消弧素子１１Ｐへオフパルスが与えられると自己消弧素子１１Ｐは不導通になり、Ｐ側の直流電流Ｉｐが０になるとともに交流出力電流Ｉｏはダイオード１２Ｎを通って流れる。その結果、Ｉｏ＝−Ｉｎになることにより、ＩｏとＩｎが分かれば上記（２）式からＩｐ＝０になるタイミングを予測できる。交流出力電流Ｉｏの極性が正極性の場合には自己消弧素子１１ＮをゲートオフしてからＴｄ後に自己消弧素子１１Ｐをゲートオンすると交流出力電流Ｉｏはダイオード１２Ｎから自己消弧素子１１Ｐに転流して流れる。その結果、Ｉｏ＝Ｉｐになることにより、ＩｏとＩｐが分かれば上記（３）式からＩｎ＝０になるタイミングを予測できる。
【００４２】
加算器１７ＰはＩｐの予測のために上記（２）式の演算をＩｏおよびＩｎの検出値であるＶｏｕｔＯおよびＶｏｕｔＮを利用して行い、また、加算器１７ＮはＩｎの予測のために上記（３）式の演算をＩｏおよびＩｐの検出値であるＶｏｕｔＯおよびＶｏｕｔＰを利用して行う。その結果、上記加算器１７Ｐおよび１７Ｎの出力は実際の直流電流ＩｐおよびＩｎの波形と同じものを得る（図１２（ｈ）（ｉ））。０レベル検出器１８Ｐおよび１８Ｎは上記加算器１７Ｐおよび１７Ｎの出力の０レベルを検出してＬ出力する（図１２（ｊ）（ｋ））。リセットパルス発生器５Ｐおよび５Ｎは上記０レベル検出器１８Ｐおよび１８Ｎの出力の立ち下がり時点（すなわちＩｐおよびＩｎの電流が０に変化する時点）の直後にリセットパルスを発生する（図１２（ｌ）（ｍ））。このように無電流期間予測手段を構成することにより、直流電流の無電流期間の初期に積分器のリセット動作が確実に行え、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００４３】
なお、自己の積分器の出力自体から無電流期間を求め当該自己の積分器をリセットすることも考えられるが、以下の理由で望ましい結果は得られない。即ち、自己の積分器の出力の立ち下がりのタイミングでリセットする方法は、電流のリップル変動等を考慮した場合、電流が零にならない、従って、無電流期間でないときにもリセットがかかり、誤差が増加するという欠点がある。
また、自己の積分器の出力の０レベルを検出する方法は、複雑な波形の通電電流を積分している期間中の累積誤差により、電流零点を正確に検出できない場合がある。これに対し、この実施の形態６による方法は、加算する交流出力電流Ｉｏはこの直流電流の急変時に変化しないので、実質的に、自己の積分器ではなく、対側の積分器、例えば積分器３Ｐのリセットを行うための無電流期間の予測は、対側の積分器３Ｎを対象に、その出力が零から立ち上がるタイミングを検出することになるので、積分器の誤差が小さく正確な予測が可能となる訳である。
【００４４】
実施の形態７．
なお、上記実施の形態６では２レベルインバータにおける無電流期間予測手段として交流出力電流および直流電源の対の極側の直流電流の各検出値からの演算により予測するように構成したものを述べたが、交流出力電流Ｉｏに瞬時変動が生じた場合にも対応可能な具体的な無電流期間予測手段について説明する。
【００４５】
なお、この交流出力電流の瞬時変動要因としては、以下のものが考えられる。
（１）交流出力電流のリップル成分
インバータ、コンバータのスイッチング周波数に依存して発生する。特に交流出力電流瞬時値の零点付近ではリップルの影響が必ず生じる。ＧＣＴのスイッチング周波数が１ｋＨｚであればリップル周波数も一般的には１ｋＨｚとなる。ＩＧＢＴにも適用すれば１０ｋＨｚ程度になる。
（２）交流電源電圧の急変、負荷の急変
（３）出力電流制御の不調による電流のハンチングなど
電流制御系のハンチング周波数であり、１００〜５００Ｈｚ程度となる。
【００４６】
図１３は２レベルインバータへの適用例を示すもので、図１１の回路構成に対して次の回路を付加している。即ち、１８Ｏは０レベル検出器であって、出力端ＡＣ側の出力電流検出器１６の出力ＶｏｕｔＯの０レベルを検出する。２０はオフディレイ回路であって、この０レベル検出器１８Ｏの出力をオフディレイ動作により、電流の０期間を所定時間延長させた信号を出力する。２１Ｐおよび２１ＮはＡＮＤ回路であって、このオフディレイ回路２０の出力とそれぞれリセットパルス発生器５Ｐおよび５ＮとのＡＮＤ動作をして、この出力はそれぞれスイッチ４Ｐおよび４Ｎへ与えられる。
【００４７】
次に動作について図１４を参照して説明する。図において交流出力電流Ｉｏが２レベルインバータの各動作モード期間中に１回づつ、正極性から負極性に急変して復帰した場合を示している。直流電流Ｉｐ、Ｉｎを予測する加算器１７Ｐ、１７Ｎの出力波形（図１４（ｈ）（ｉ））は実電流と同様になり、電流の０点を通過する頻度が多くなる。そのために０レベル検出器１８Ｐ、１８Ｎの出力がＨレベルからＬレベルに落ち込む頻度が多くなり、リセットパルス発生器５Ｐ、５Ｎの出力のリセットパルス数が増加する（図１４（ｎ）（ｏ））。交流出力電流Ｉｏの極性反転時間が短い場合には、リセットパルス幅にもよるが、強制的に作られる電流の零期間が増加するために電流検出精度が悪くなる。このような不具合を無くすために交流出力電流Ｉｏの出力電流検出器１６の出力ＶｏｕｔＯから０レベル検出器１８Ｏとオフディレイ回路２０から交流出力電流Ｉｏの零期間を延長した信号（図１４（ｍ））を得て、上記リセットパルス発生器５Ｐ、５Ｎの出力とのＡＮＤにより、スイッチ４Ｐ、４Ｎへのリセットパルス信号（図１４（ｐ）（ｑ））を発生させて余分なリセット動作を禁止している。
【００４８】
なお、オフディレイ回路２０のオフディレイ時間は零点設定レベルと電流の時間変化率により設定されるが、零検出点で連続２発のリセットパルスが発生するのを防ぐとすると、少なくともリセットパルス幅の２倍以上は必要であり、５〜１０μＳ程度のオフディレイ時間を設定することになる。
【００４９】
このように無電流期間予測手段を構成することにより、交流出力電流の極性が急変する場合にも余分なリセット動作を抑制できるとともに必要なリセット動作が確実に行え、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００５０】
実施の形態８．
なお、上記実施の形態６、７では交流出力電流検出器を利用した無電流期間予測手段を２レベルインバータへ適用した場合について述べたが、３レベルインバータへ適用する場合について説明する。図１５は３レベルインバータへの適用例を示すもので、出力端ＡＣ側に従来型の出力電流検出器１６が付加されている以外は上記図９と同じ主回路で構成されている。１７Ｐ１はＮ側の直流電流Ｉｎを検出する積分器３Ｎの出力ＶｏｕｔＮとＣ側の直流電流Ｉcを検出する積分器３Ｃの出力ＶｏｕｔＣの極性反転器１９Ｃを介して得られる信号と上記出力電流検出器１６の出力ＶｏｕｔＯとを加算する加算器、１７Ｃ１はＰ側の直流電流Ｉｐを検出する積分器３Ｐの出力ＶｏｕｔＰの極性反転器１９Ｐを介して得られる信号と上記ＶｏｕｔＯと上記ＶｏｕｔＮとを加算する加算器、１７Ｎ１は上記ＶｏｕｔＯの極性反転器１９Ｏを介して得られる信号と上記ＶｏｕｔＰとＶｏｕｔＣとを加算する加算器、１８Ｏ、１８Ｐ、１８Ｃ、１８Ｎは０レベル検出器であってそれぞれ上記ＶｏｕｔＯ、上記加算器１７Ｐ１、１７Ｃ１、１７Ｎ１が入力信号として与えられる。２０はオフディレイ回路であって、この０レベル検出器１８Ｏの出力に接続される。５Ｐ、５Ｃ、５Ｎはリセットパルス発生器であって、それぞれ上記０レベル検出器１８Ｐ、１８Ｃ、１８Ｎの出力に接続される。２１Ｐ、２１Ｃ、２１ＮはＡＮＤ回路であって、上記オフディレイ回路２０の出力とそれぞれ上記リセットパルス発生器５Ｐ、５Ｃ、５Ｎの出力とのＡＮＤ動作を行い、その出力はそれぞれスイッチ４Ｐ、４Ｃ、４Ｎに与えられる。
【００５１】
次に動作について図１６を参照して説明する。なお、交流出力電流Ｉｏの極性は図示の正極性で一定電流中に負極性への急変が一瞬生じた場合を想定している。なお、交流出力電流Ｉｏの極性が負極性の場合も同様の動作となる。また、説明の重複を避けるために主回路の動作については省略する。３レベルインバータにおいては上記図９および図１０における主回路の詳細な動作説明からも理解されるように各部の電流には次の関係式が成り立つ。
【００５２】
Ｉｏ＝Ｉｐ−Ｉｎ＋Ｉｃ （４）
上記（４）式から直流電流Ｉｐ、ＩｃおよびＩｎは次のように展開できる。
Ｉｐ＝Ｉｏ＋Ｉｎ−Ｉｃ （５）
Ｉｃ＝Ｉｏ−Ｉｐ＋Ｉｎ （６）
Ｉｎ＝−Ｉｏ＋Ｉｐ＋Ｉｃ （７）
【００５３】
この実施の形態８における無電流期間予測手段は上記（５）、（６）および（７）式に基づき、Ｉｐ、ＩｃおよびＩｎの無電流期間を予測するものである。ゲートパルス発生器６ｄから自己消弧素子１１Ｐ１と１１Ｐ２とにオンパルスが与えられて、Ｐ側の直流電流Ｉｐ＝交流出力電流Ｉｏの状態から自己消弧素子１１Ｐ１へオフパルスが与えられると、自己消弧素子１１Ｐ１は不導通になり、Ｐ側の直流電流Ｉｐが０になるとともに交流出力電流Ｉｏはダイオード１５Ｐと自己消弧素子１１Ｐ２とを通って流れて、Ｉｏ＝Ｉｃになる。続いて自己消弧素子１１Ｎ２にオンパルスを与えてから自己消弧素子１１Ｐ２にオフパルスを与えると自己消弧素子１１Ｐ２は不導通になり、交流出力電流Ｉｏはダイオード１２Ｎ１と１２Ｎ２とを通って流れて、Ｉｏ＝−Ｉｎになる。
【００５４】
このように交流出力電流Ｉｏは自己消弧素子１１Ｐ１、１１Ｐ２、１１Ｎ１、１１Ｎ２のスイッチング状態に応じて、直流電源のＰ側、Ｃ側、Ｎ側のいずれかに流れる。加算器１７Ｐ１、１７Ｃ１、１７Ｎ１は各部の電流検出信号であるＶｏｕｔＯ、ＶｏｕｔＰ、ＶｏｕｔＣ、ＶｏｕｔＮを利用して、それぞれ上記の（５）、（６）、（７）式に基づいてＩｐ、Ｉｃ、Ｉｎの予測値を演算している（図１６（ｌ）（ｍ）（ｎ））。０レベル検出器１８Ｐ、１８Ｃおよび１８Ｎは図１６では省略しているが、上記加算器１７Ｐ１、１７Ｃ１および１７Ｎ１の出力の０レベルを検出してＬ出力する。リセットパルス発生器５Ｐ、５Ｃおよび５Ｎは上記０レベル検出器１８Ｐ、１８Ｃおよび１８Ｎの出力の立ち下がり時点（すなわちＩｐ、ＩｃおよびＩｎの電流が０に変化する時点）の直後にリセットパルスを発生する（図１６（ｑ）（ｒ）（ｓ））。
【００５５】
次に交流出力電流Ｉｏが一瞬、負極性まで急変する場合について説明する。図１６において自己消弧素子１１Ｐ２と１１Ｎ２とにオンパルスを与えている期間に交流出力電流Ｉｏが図示（図１６（ｅ））の如く変動した場合には交流出力電流Ｉｏの０レベル検出器１８Ｏの出力は２度、Ｌレベルに落ち込み（図１６（ｏ））、リセットパルス発生器５Ｃの出力にも同じタイミングでリセット信号が発生する（図１６（ｒ））が、オフディレイ回路２０の出力（図１６（ｐ））によりＡＮＤ回路２１Ｃの出力ではリセットパルスの発生が禁止される（図１６（ｕ））。
【００５６】
このように無電流期間予測手段を構成することにより、直流電流の無電流期間の初期に積分器のリセット動作が確実に行え、また、交流出力電流の極性が急変する場合にも余分なリセット動作を抑制でき、直流電流検出器の応答性、精度を確保できる。
【００５７】
実施の形態９．
なお、上記実施の形態４では自己消弧素子のオフのタイミングを利用した無電流期間予測手段を２レベルインバータへ適用した場合について述べたが、このように構成される直流電流検出器を利用して２レベルインバータの交流出力電流を検出する方法について説明する。図１７は、上記図７に交流出力電流Ｉｏを検出する回路を付加したものであって、１７Ｏ２はＰ側直流電流Ｉｐの検出信号ＶｏｕｔＰとＮ側直流電流Ｉｎの検出信号ＶｏｕｔＮの極性反転器１９Ｎを介して得られる信号とを加算する加算器で交流出力電流の検出信号Ｉｏ２を出力する。
２レベルインバータにおける各部電流関係式は上記（１）式で得られ、この関係式に基づいて交流出力電流の検出信号Ｉｏ２を演算するように構成している。すなわち、Ｉｏ２＝ＶｏｕｔＰ−ＶｏｕｔＮとなる。
【００５８】
図１８はこの動作波形を示すもので、このようにして得られた交流出力電流検出信号Ｉｏ２（同図（ｊ））には積分器３Ｐ、３Ｎのリセット動作直前のオフセット分が現われる。この動作波形図ではこのオフセット分を誇張して図示しているが、実際上、積分器の適切な選定と本発明による繰り返しリセット手段によりこのオフセット値を１％以下にすることができ、一般的にインバータの交流出力電流の検出精度としては十分許容できる。
このように交流出力電流の検出回路を構成することにより、交流出力が低い周波数であっても応答性、精度を確保でき、また従来の鉄心を用いた交流電流検出器を省略できるために電力変換装置が安価にできる。
【００５９】
実施の形態１０．
なお、上記実施の形態９では自己消弧素子のオフのタイミングを利用した無電流期間予測手段による直流電流検出器を利用した交流出力電流の検出方法を２レベルインバータへ適用した場合について述べたが、３レベルインバータの出力電流を検出する方法について説明する。図１９は、上記図９に交流出力電流Ｉｏを検出する回路を付加したものであって、１７Ｏ３はＰ側直流電流Ｉｐの検出信号ＶｏｕｔＰとＮ側直流電流Ｉｎの検出信号ＶｏｕｔＮの極性反転器１９Ｎを介して得られる信号とＣ側直流電流Ｉｃの検出信号ＶｏｕｔＣとを加算する加算器で交流出力電流の検出信号Ｉｏ３を出力する。３レベルインバータにおける各部電流関係式は上記（４）式で得られ、この関係式に基づいて交流出力電流の検出信号Ｉｏ３を演算するように構成している。すなわち、Ｉｏ３＝ＶｏｕｔＰ−ＶｏｕｔＮ＋ＶｏｕｔＣとなる。
【００６０】
図２０はこの動作波形を示すもので、このようにして得られた出力電流検出信号Ｉｏ３（同図（ｏ））には積分器３Ｐ、３Ｎのリセット動作直前のオフセット分が現われる。この動作波形図ではこのオフセット分を誇張して図示しているが、実際上、積分器の適切な選定と本発明による繰り返しリセット手段によりこのオフセット値を１％以下にすることができ、一般的にインバータの交流出力電流の検出精度としては十分許容できる。
このように交流出力電流の検出回路を構成することにより、交流出力が低い周波数であっても応答性、精度を確保でき、また従来の鉄心を用いた交流電流検出器を省略できるために電力変換装置が安価にできる。
【００６１】
なお、先の実施の形態２ないし１０では、いずれも自己消弧素子を使用した電力変換器に適用した場合について説明したが、何らかの方法で直流電流の無電流期間を予測することが可能であれば、この発明は、実施の形態１に示した通り、電力変換器とは特に関係のない装置における直流電流の検出に適用することができ同等の効果を奏する。
【００６２】
また、先の実施の形態２では、電力変換器として降圧チョッパーの所定の直流電流の検出に適用した場合について説明したが、これに限られることはなく、ゲートパルスオンの信号が与えられた自己消弧素子のターンオン動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がるという動作関係が存在するケースには、上記ゲートパルスオンのタイミングで積分器の出力を零にリセットすることで、この発明を同様に適用することができ同等の効果を奏する。
【００６３】
また、先の実施の形態３ないし５では、昇圧チョッパー、２レベルインバータ、３レベルインバータの所定の直流電流の検出に適用した場合について説明したが、これに限られることはなく、ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がるという動作関係が存在するケースには、上記ゲートパルスオフのタイミングで積分器の出力を零にリセットすることで、この発明を同様に適用することができ同等の効果を奏する。
【００６４】
更に、先の実施の形態６ないし８では、２レベルインバータ、３レベルインバータの所定の直流電流の検出に適用した場合について説明したが、これに限られることはなく、ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作により、それぞれ第１のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち下がり、第２のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がるという動作関係が存在するケースには、上記合成電流の零レベルを検出したタイミングで上記第１のロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットすることで、この発明を同様に適用することができ同等の効果を奏する。
【００６５】
【発明の効果】
以上のように、この発明の請求項１に係る直流電流検出装置は、自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えた構成のものにおいて、
ゲートパルスオンの信号が与えられた自己消弧素子のターンオン動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
無電流期間予測手段は、上記ゲートパルスオンのタイミングを出力するので、自己消弧素子へのゲートパルスオンの信号を利用して応答性、精度の良好な直流電流の検出が可能となる。
【００６６】
また、この発明の請求項２に係る直流電流検出装置は、同構成において、入力直流電源の両極間に接続された自己消弧素子とダイオードとの直列接続体、上記ダイオードの両極間に出力直流電源と直列に接続されたリアクトル、および上記自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器により降圧チョッパーを構成する電力変換装置であって、上記自己消弧素子に流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器からのゲートパルスオンのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、自己消弧素子へのゲートパルスオンの信号を利用して、降圧チョッパーにおける自己消弧素子に流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００６７】
また、この発明の請求項３に係る直流電流検出装置は、同構成において、ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
無電流期間予測手段は、上記ゲートパルスオフのタイミングを出力するので、自己消弧素子へのゲートパルスオフの信号を利用して応答性、精度の良好な直流電流の検出が可能となる。
【００６８】
また、この発明の請求項４に係る直流電流検出装置は、同構成において、入力直流電源の両極間に接続されたリアクトルと自己消弧素子との直列接続体、上記自己消弧素子の両極間に出力直流電源と直列に接続されたダイオード、および上記自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器により昇圧チョッパーを構成する電力変換装置であって、上記ダイオードに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器からのゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、ダイオードへのゲートパルスオフの信号を利用して、昇圧チョッパーにおけるダイオードに流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００６９】
また、この発明の請求項５に係る直流電流検出装置は、同構成において、入力直流電源の両極間に相毎に接続された、正極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる正極側アームと負極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる負極側アームとの直列接続体、および上記両自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記両アームの接続点から交流出力を取り出す２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記正極側アームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記負極側自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、自己消弧素子へのゲートパルスオフの信号を利用して、２レベルインバータの正極側アームに流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７０】
また、この発明の請求項６に係る直流電流検出装置は、同構成において、２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記負極側アームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記正極側自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、自己消弧素子へのゲートパルスオフの信号を利用して、２レベルインバータの負極側アームに流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７１】
また、この発明の請求項７に係る直流電流検出装置は、同構成において、正極、中性極および負極を有する入力直流電源の上記正負両極間に相毎に接続された、第１ないし第４の自己消弧素子の直列接続体、上記各自己消弧素子と逆並列接続されてそれぞれ第１ないし第４のアームを構成する第１ないし第４のダイオード、上記入力直流電源の中性極とそれぞれ上記第１、第２のアームの接続点および上記第３、第４のアームの接続点との間に接続された第５および第６のダイオード、および上記各自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記第２、第３のアームの接続点から交流出力を取り出す３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第１のアームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記第３の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、自己消弧素子へのゲートパルスオフの信号を利用して、３レベルインバータの第１のアームに流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７２】
また、この発明の請求項８に係る直流電流検出装置は、同構成において、３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第４のアームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記第２の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、自己消弧素子へのゲートパルスオフの信号を利用して、３レベルインバータの第４のアームに流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７３】
また、この発明の請求項９に係る直流電流検出装置は、同構成において、３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記入力直流電源の中性極と上記第５および第６のダイオードとの間に流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備えたものにおいて、
上記ゲートパルス発生器から上記第１および第４の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするので、自己消弧素子へのゲートパルスオフの信号を利用して、３レベルインバータの入力直流電源の中性極と第５および第６のダイオードとの間に流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７４】
また、この発明の請求項１０に係る直流電流検出装置は、同構成において、ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作により、それぞれ第１のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち下がり、第２のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
上記第２のロゴスキー電流変換器の検出電流と当該自己消弧素子のターンオフ動作によっては変化しない電力変換装置の出力電流検出値とを加算した合成電流を求め、上記第１のロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットする無電流期間予測手段は、上記合成電流の零レベルを検出したタイミングを出力するので、第２のロゴスキー電流変換器の検出出力の立ち上がり現象を利用した第１のロゴスキー電流変換器による、応答性、精度の優れた電流検出が可能となる。
【００７５】
また、この発明の請求項１１に係る直流電流検出装置は、同構成において、２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記正極側アームに流れる電流を検出する正極側ロゴスキー電流変換器、上記負極側アームに流れる電流を検出する負極側ロゴスキー電流変換器、および上記交流出力電流を検出する交流電流検出器を備えたものにおいて、
上記負極側ロゴスキー電流変換器と交流電流検出器との出力和が零レベルとなるタイミングを検出して上記正極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する正極側リセット回路、および上記正極側ロゴスキー電流変換器と交流電流検出器との出力和が零レベルとなるタイミングを検出して上記負極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する負極側リセット回路を備えたので、それぞれ関連する他のロゴスキー電流変換器の検出出力の立ち上がり現象を利用して、２レベルインバータにおける正極側アームおよび負極側アームに流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７６】
また、この発明の請求項１２に係る直流電流検出装置は、同構成において、３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第１のアームに流れる電流を検出する正極側ロゴスキー電流変換器、上記第４のアームに流れる電流を検出する負極側ロゴスキー電流変換器、上記入力直流電源の中性極と上記第５および第６のダイオードとの間に流れる電流を検出する中性極側ロゴスキー電流変換器、および上記交流出力電流を検出する交流電流検出器を備えたものにおいて、
上記負極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記中性極側ロゴスキー電流変換器の極性反転出力と上記交流電流検出器の出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記正極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する正極側リセット回路、上記正極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記中性極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記交流電流検出器の極性反転出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記負極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する負極側リセット回路、および上記正極側ロゴスキー電流変換器の極性反転出力と上記負極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記交流電流検出器の出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記中性極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する中性極側リセット回路を備えたので、それぞれ関連する他のロゴスキー電流変換器の検出出力の立ち上がり現象を利用して、３レベルインバータにおける第１のアーム、第４のアームおよび入力直流電源の中性極と第５、第６のダイオードとの間に流れる直流電流の、応答性、精度の優れた検出が可能となる。
【００７７】
また、この発明の請求項１３に係る直流電流検出装置は、同構成において、交流出力電流が零レベルとなるタイミングを検出し、当該タイミングから所定時間リセット回路の出力を禁止するようにしたので、交流出力電流の瞬時変動に基づく誤ったリセット動作を防止して直流電流の検出精度を高く維持することができる。
【００７８】
また、この発明の請求項１４に係る直流電流検出装置は、請求項５に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項６に記載のロゴスキー電流変換器の出力とを加算、または請求項１１に記載の正極側ロゴスキー電流変換器の出力と負極側ロゴスキー電流変換器の出力とを加算して２レベルインバータの交流出力電流を検出する加算器を備えたので、低い周波数域でも優れた応答性、精度を有し、しかも安価に２レベルインバータの交流出力電流の検出が可能となる。
【００７９】
また、この発明の請求項１５に係る直流電流検出装置は、請求項７に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項８に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項９に記載のロゴスキー電流変換器の出力とを加算、または請求項１２に記載の正極側ロゴスキー電流変換器の出力と負極側ロゴスキー電流変換器の出力と中性極側ロゴスキー電流変換器の出力とを加算して３レベルインバータの交流出力電流を検出する加算器を備えたので、低い周波数域でも優れた応答性、精度を有し、しかも安価に３レベルインバータの交流出力電流の検出が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図２】 図１の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図３】 この発明の実施の形態２における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図４】 図３の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図５】 この発明の実施の形態３における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図６】 図５の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図７】 この発明の実施の形態４における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図８】 図７の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図９】 この発明の実施の形態５における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図１０】 図９の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図１１】 この発明の実施の形態６における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図１２】 図１１の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図１３】 この発明の実施の形態７における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図１４】 図１３の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図１５】 この発明の実施の形態８における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図１６】 図１５の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図１７】 この発明の実施の形態９における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図１８】 図１７の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図１９】 この発明の実施の形態１０における直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図２０】 図１９の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【図２１】 従来の直流電流検出装置を示す回路構成図である。
【図２２】 図２１の直流電流検出装置の動作を説明する動作波形図である。
【符号の説明】
１ 直流母線、２，２ａ，２ｂ，２Ｐ，２Ｎ，２Ｃ ロゴスキーコイル、
３，３ａ，３ｂ，３Ｐ，３Ｎ，３Ｃ 積分器、
４，４ａ，４ｂ，４Ｐ，４Ｎ，４Ｃ スイッチ、
５，５ａ，５ｂ，５Ｐ，５Ｎ，５Ｃ リセットパルス発生器、
６ 無電流期間予測手段、６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ ゲートパルス発生器、
１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｐ，１０ｎ 直流電源、
１１ａ，１１ｂ，１１Ｐ，１１Ｎ，１１Ｐ１，１１Ｐ２，１１Ｎ１，１１Ｎ２ 自己消弧素子、
１２ａ，１２ｂ，１２Ｐ，１２Ｎ，１２Ｐ１，１２Ｐ２，１２Ｎ１，１２Ｎ２ ダイオード、
１３ａ，１３ｂ リアクトル、１５Ｐ，１５Ｎ ダイオード、
１６ 交流出力電流検出器、
１７Ｐ，１７Ｎ，１７Ｐ１，１７Ｃ１，１７Ｎ１ 加算器、
１８Ｐ，１８Ｎ，１８Ｃ，１８Ｏ ０レベル検出器、
１９，１９Ｐ，１９Ｃ，１９Ｎ，１９Ｏ 極性反転器、
２０ オフディレイ回路、２１Ｐ，２１Ｎ，２１Ｃ ＡＮＤ回路。
Claims (15)
- 自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えたものにおいて、
ゲートパルスオンの信号が与えられた自己消弧素子のターンオン動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
上記無電流期間予測手段は、上記ゲートパルスオンのタイミングを出力することを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。 - 自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えたものにおいて、
入力直流電源の両極間に接続された自己消弧素子とダイオードとの直列接続体、上記ダイオードの両極間に出力直流電源と直列に接続されたリアクトル、および上記自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器により降圧チョッパーを構成する電力変換装置であって、上記自己消弧素子に流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備え、
上記ゲートパルス発生器からのゲートパルスオンのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットすることを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。 - 自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えたものにおいて、
ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作によりロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
上記無電流期間予測手段は、上記ゲートパルスオフのタイミングを出力することを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。 - 自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えたものにおいて、
入力直流電源の両極間に接続されたリアクトルと自己消弧素子との直列接続体、上記自己消弧素子の両極間に出力直流電源と直列に接続されたダイオード、および上記自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器により昇圧チョッパーを構成する電力変換装置であって、上記ダイオードに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備え、
上記ゲートパルス発生器からのゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットすることを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。 - 自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えたものにおいて、
入力直流電源の両極間に相毎に接続された、正極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる正極側アームと負極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる負極側アームとの直列接続体、および上記両自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記両アームの接続点から交流出力を取り出す２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記正極側アームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備え、
上記ゲートパルス発生器から上記負極側自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットすることを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。 - 自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えたものにおいて、
入力直流電源の両極間に相毎に接続された、正極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる正極側アームと負極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる負極側アームとの直列接続体、および上記両自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記両アームの接続点から交流出力を取り出す２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記負極側アームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備え、
上記ゲートパルス発生器から上記正極側自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットすることを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。 - 自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えたものにおいて、
正極、中性極および負極を有する入力直流電源の上記正負両極間に相毎に接続された、第１ないし第４の自己消弧素子の直列接続体、上記各自己消弧素子と逆並列接続されてそれぞれ第１ないし第４のアームを構成する第１ないし第４のダイオード、上記入力直流電源の中性極とそれぞれ上記第１、第２のアームの接続点および上記第３、第４のアームの接続点との間に接続された第５および第６のダイオード、および上記各自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記第２、第３のアームの接続点から交流出力を取り出す３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第１のアームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備え、
上記ゲートパルス発生器から上記第３の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットすることを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。 - 自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えたものにおいて、
正極、中性極および負極を有する入力直流電源の上記正負両極間に相毎に接続された、第１ないし第４の自己消弧素子の直列接続体、上記各自己消弧素子と逆並列接続されてそれぞれ第１ないし第４のアームを構成する第１ないし第４のダイオード、上記入力直流電源の中性極とそれぞれ上記第１、第２のアームの接続点および上記第３、第４のアームの接続点との間に接続された第５および第６のダイオード、および上記各自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記第２、第３のアームの接続点から交流出力を取り出す３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第４のアームに流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備え、
上記ゲートパルス発生器から上記第２の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットすることを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。 - 自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えたものにおいて、
正極、中性極および負極を有する入力直流電源の上記正負両極間に相毎に接続された、第１ないし第４の自己消弧素子の直列接続体、上記各自己消弧素子と逆並列接続されてそれぞれ第１ないし第４のアームを構成する第１ないし第４のダイオード、上記入力直流電源の中性極とそれぞれ上記第１、第２のアームの接続点および上記第３、第４のアームの接続点との間に接続された第５および第６のダイオード、および上記各自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記第２、第３のアームの接続点から交流出力を取り出す３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記入力直流電源の中性極と上記第５および第６のダイオードとの間に流れる電流を検出するロゴスキー電流変換器を備え、
上記ゲートパルス発生器から上記第１および第４の自己消弧素子に供給されるゲートパルスオフのタイミングを検出して上記ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットすることを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。 - 自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えたものにおいて、
ゲートパルスオフの信号が与えられた自己消弧素子のターンオフ動作により、それぞれ第１のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち下がり、第２のロゴスキー電流変換器の被検出電流が立ち上がる場合、
上記第２のロゴスキー電流変換器の検出電流と当該自己消弧素子のターンオフ動作によっては変化しない電力変換装置の出力電流検出値とを加算した合成電流を求め、上記第１のロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットする無電流期間予測手段は、上記合成電流の零レベルを検出したタイミングを出力することを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。 - 自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えたものにおいて、
入力直流電源の両極間に相毎に接続された、正極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる正極側アームと負極側自己消弧素子およびこれと逆並列接続されたダイオードからなる負極側アームとの直列接続体、および上記両自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記両アームの接続点から交流出力を取り出す２レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記正極側アームに流れる電流を検出する正極側ロゴスキー電流変換器、上記負極側アームに流れる電流を検出する負極側ロゴスキー電流変換器、および上記交流出力電流を検出する交流電流検出器を備え、
上記負極側ロゴスキー電流変換器と交流電流検出器との出力和が零レベルとなるタイミングを検出して上記正極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する正極側リセット回路、および上記正極側ロゴスキー電流変換器と交流電流検出器との出力和が零レベルとなるタイミングを検出して上記負極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する負極側リセット回路を備えたことを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。 - 自己消弧素子を用いた電力変換装置に流れる、無電流期間を有する直流電流を、ロゴスキーコイルとその出力を積分する積分器とからなるロゴスキー電流変換器により検出する直流電流検出装置であって、
上記直流電流の無電流期間を予測する無電流期間予測手段、およびこの無電流期間の予測タイミングで上記積分器の出力を零にリセットするリセット手段を備えたものにおいて、
正極、中性極および負極を有する入力直流電源の上記正負両極間に相毎に接続された、第１ないし第４の自己消弧素子の直列接続体、上記各自己消弧素子と逆並列接続されてそれぞれ第１ないし第４のアームを構成する第１ないし第４のダイオード、上記入力直流電源の中性極とそれぞれ上記第１、第２のアームの接続点および上記第３、第４のアームの接続点との間に接続された第５および第６のダイオード、および上記各自己消弧素子にゲートパルスを供給するゲートパルス発生器を備え上記第２、第３のアームの接続点から交流出力を取り出す３レベルインバータを構成する電力変換装置であって、上記第１のアームに流れる電流を検出する正極側ロゴスキー電流変換器、上記第４のアームに流れる電流を検出する負極側ロゴスキー電流変換器、上記入力直流電源の中性極と上記第５および第６のダイオードとの間に流れる電流を検出する中性極側ロゴスキー電流変換器、および上記交流出力電流を検出する交流電流検出器を備え、
上記負極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記中性極側ロゴスキー電流変換器の極性反転出力と上記交流電流検出器の出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記正極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する正極側リセット回路、上記正極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記中性極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記交流電流検出器の極性反転出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記負極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する負極側リセット回路、および上記正極側ロゴスキー電流変換器の極性反転出力と上記負極側ロゴスキー電流変換器の出力と上記交流電流検出器の出力との和が零レベルとなるタイミングを検出して上記中性極側ロゴスキー電流変換器の積分器の出力を零にリセットするリセット信号を発生する中性極側リセット回路を備えたことを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。 - 交流出力電流が零レベルとなるタイミングを検出し、当該タイミングから所定時間リセット回路の出力を禁止するようにしたことを特徴とする請求項１１または１２に記載の電力変換装置の直流電流検出装置。
- 請求項５に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項６に記載のロゴスキー電流変換器の出力とを加算、または請求項１１に記載の正極側ロゴスキー電流変換器の出力と負極側ロゴスキー電流変換器の出力とを加算して２レベルインバータの交流出力電流を検出する加算器を備えたことを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。
- 請求項７に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項８に記載のロゴスキー電流変換器の出力と請求項９に記載のロゴスキー電流変換器の出力とを加算、または請求項１２に記載の正極側ロゴスキー電流変換器の出力と負極側ロゴスキー電流変換器の出力と中性極側ロゴスキー電流変換器の出力とを加算して３レベルインバータの交流出力電流を検出する加算器を備えたことを特徴とする電力変換装置の直流電流検出装置。
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013231601A (ja) * | 2012-04-27 | 2013-11-14 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置の電流検出装置、およびこの電流検出装置を備えた半導体モジュール |
| CN107436616A (zh) * | 2017-08-04 | 2017-12-05 | 昆山帝森克罗德光电技术有限公司 | 一种用于功率因数控制器产品的罗氏线圈积分电路 |
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