KR20220024889A - 전력 변환기의 버스 전압 변동에 대한 회로 및 방법 - Google Patents

전력 변환기의 버스 전압 변동에 대한 회로 및 방법 Download PDF

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KR20220024889A
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제유 장
루카 토니니
케네스 맥클렐런 러쉬
하오 투
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제너럴 일렉트릭 캄파니
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Abstract

전력 변환기를 위한 제어 회로가 제공된다. 제어 회로는 펄스 폭 변조기, 전류 피드백 루프, 버스 전압 피드포워드 경로 및 로직 회로를 포함한다. 펄스 폭 변조기는 부하 전류를 조절하기 위해 전력 변환기용 제어 신호를 생성한다. 전류 피드백 루프는 부하 전류를 요구된 전류로 수렴하도록 펄스 폭 변조기를 제어한다. 버스 전압 피드포워드 경로는 입력 버스에서 전력 변환기에 공급되는 버스 전압을 측정하고, 전류 피드백 루프와 함께 펄스 폭 변조기를 제어하여 버스 전압을 기반으로 부하 전류를 조절한다. 로직 회로는 부하 전류 측정치를 수집하고 이에 적어도 부분적으로 기초하여 전압 변동 이벤트가 입력 버스에서 발생했는지를 결정하고, 전압 변동 이벤트가 발생했다는 결정에 응답하여 전력 변환기에 대한 제어 신호를 디스에이블한다.

Description

전력 변환기의 버스 전압 변동에 대한 회로 및 방법
관련 출원에 대한 상호 참조
본 출원은 "전력 변환기의 버스 전압 변동에 대한 제어 회로 및 방법"이라는 명칭으로 2019년 6월 24일에 발명자 Zheyu Zhang 등에 의해 출원된 미국 가특허출원 제62/865,776호에 대한 우선권을 주장하며, 이는 그 전체 내용이 본 명세서에 참조로 포함된다.
본 개시의 분야는 일반적으로 전력 변환기에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 전력 변환기에서의 버스 전압 변동 이벤트에 대한 제어 회로 및 방법에 관한 것이다.
DC-DC 변환기에 있는 것과 같은 많은 공지된 변환기 회로는 제1 버스와 제2 버스 사이, 또는 입력 버스와 출력 버스 사이에 병렬로 결합된 다중 DC-DC 변환기를 포함한다. DC-DC 변환기는 일반적으로 하나의 DC 레벨에서 다른 DC 레벨로의 변환을 생성하는 방식으로 제어되는 다양한 스위치 또는 스위칭 회로, 예를 들어 벅-부스트 변환기를 포함한다. 대안으로, 적어도 일부 다른 변환기 회로는 AC에서 DC로 또는 DC에서 AC로의 변환을 생성하도록 스위칭을 유사하게 제어할 수 있다.
전력 변환기의 입력 버스에서 과도 전압 상승 또는 기타 높은 dV/dt 이벤트와 같은 전기적 이벤트가 발생할 때, 변환기는 피드백 제어 또는 피드포워드 보상과 같이 자신의 제어를 관리할 수 있을 만큼 충분히 그러한 이벤트를 신속하게 검출할 수 없고 결과적으로 과전류 보호가 개입되어 전력 변환기를 비활성화할 수 있다. 전력 변환기에서 높은 dV/dt 이벤트 검출 및 응답을 개선하는 것이 바람직할 수 있다.
일 양태에서, 전력 변환기를 위한 제어 회로가 제공된다. 제어 회로는 펄스 폭 변조기, 전류 피드백 루프, 버스 전압 피드포워드 경로 및 로직 회로를 포함한다. 펄스 폭 변조기는 전력 변환기를 통과하는 부하 전류를 조절하기 위해 전력 변환기용 제어 신호를 생성하도록 구성된다. 전류 피드백 루프는 전력 변환기를 통과하는 부하 전류를 요구된 전류로 수렴하도록 펄스 폭 변조기를 제어하도록 구성된다. 버스 전압 피드포워드 경로는 입력 버스에서 전력 변환기에 공급되는 버스 전압을 측정하고 전류 피드백 루프와 함께 펄스 폭 변조기를 제어하여 버스 전압을 기반으로 부하 전류를 조절하도록 구성된다. 로직 회로는 부하 전류 측정치를 수집하고 이에 적어도 부분적으로 기초하여 전압 변동 이벤트가 입력 버스에서 발생했는지를 결정하도록 구성된다. 로직 회로는 전압 변동 이벤트가 발생했다는 결정에 응답하여 전력 변환기에 대한 제어 신호를 디스에이블하도록 구성된다.
다른 측면에서, 전력 변환기가 제공된다. 전력 변환기는 입력 버스, 출력 버스, 복수의 반도체 스위치 및 제어 회로를 포함한다. 복수의 반도체 스위치는 입력 버스와 출력 버스 사이에 연결된다. 복수의 반도체 스위치는 입력 버스로부터 출력 버스로의 부하 전류를 조절하기 위해 스위칭 주파수에서 정류되도록 구성된다. 제어 회로는 복수의 반도체 스위치의 정류를 제어하여 부하 전류를 요구된 전류로 수렴시키고 입력 버스에서 측정된 버스 전압에 기초하여 부하 전류를 조절하도록 구성된다. 제어 회로는 부하 전류 측정치를 수집하고 이에 적어도 부분적으로 기초하여 전압 변동 이벤트가 입력 버스에서 발생했다고 결정하고, 전압 변동 이벤트가 발생했다는 결정에 응답하여, 복수의 반도체 스위치를 동작시키는 제어 신호를 디스에이블한다.
또 다른 측면에서, 버스 전압 변동 이벤트 동안 전력 변환기를 제어하는 방법이 제공된다. 이 방법은 전력 변환기를 통해 제공된 부하 전류를 요구된 전류로 수렴하기 위해 전력 변환기의 복수의 반도체 스위치를 정류하기 위한 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 방법은 복수의 반도체 스위치가 정류되는 스위칭 주파수의 적어도 2배의 주파수에서, 입력 버스에서 전력 변환기에 공급되는 버스 전압을 샘플링하는 단계를 포함한다. 이 방법은 버스 전압을 기반으로 PWM 제어 신호를 수정하여 부하 전류를 조절하는 단계를 포함한다. 이 방법은 부하 전류 측정치를 수집하고 부하 전류 측정치에 적어도 부분적으로 기초하여, 입력 버스에서 전압 변동 이벤트가 발생했는지를 결정하는 단계를 포함한다. 방법은 전압 변동 이벤트가 발생했다는 결정에 응답하여 전력 변환기에 대한 PWM 제어 신호를 디스에이블하는 단계를 포함한다.
적어도 일부 실시예에서, 방법은 시간 경과에 따른 버스 전압의 변화를 결정하기 위해 버스 전압을 후속 버스 전압과 비교하는 단계, 및 시간 경과에 따른 버스 전압의 변화가 전압 변화 임계치 아래로 떨어지면 전력 변환기에 대한 PWM 제어 신호를 다시 인에이블하는 단계를 더 포함한다.
본 개시의 이러한 및 다른 특징, 측면, 및 이점은 첨부 도면을 참조하여 다음의 상세한 설명을 읽을 때 더 잘 이해될 것이며 도면에서 동일한 문자는 도면 전체에 걸쳐 동일한 부분을 나타낸다.
도 1은 예시적인 전력 시스템의 개략적인 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시된 전력 시스템에서 사용하기 위한 예시적인 전력 변환기의 개략도이다.
도 3은 전력 변환기에 대한 공지된 제어 회로의 개략도이다.
도 4는 도 2에 도시된 전력 변환기를 위한 제어 회로의 개략도이다.
도 5는 전압 변동 이벤트 동안 도 4에 도시된 제어 회로를 사용하는 방법을 예시하는 시뮬레이션으로부터 전력 변환기의 전압 및 전류의 플롯이다.
도 6은 전력 변환기를 제어하는 예시적인 방법의 흐름도이다.
달리 표시되지 않는 한, 본 명세서에 제공된 도면은 본 개시의 실시예의 특징을 예시하기 위한 것이다. 이러한 특징은 본 개시의 하나 이상의 실시예를 포함하는 매우 다양한 시스템에 적용될 수 있는 것으로 여겨진다. 이와 같이, 도면은 본 명세서에 개시된 실시예의 실시에 필요한 것으로 당업자에게 알려진 모든 통상적인 특징을 포함하기 위한 것은 아니다.
다음의 명세서 및 청구범위에서, 다음 의미를 갖는 다수의 용어가 참조된다.
단수 형태 관사("a", "an" 및 "the")는 문맥이 명백하게 달리 지시하지 않는 한 복수형의 참조를 포함한다.
"선택적" 또는 "선택적으로"는 이후에 설명되는 이벤트 또는 상황이 발생할 수도 있고 발생하지 않을 수도 있음을 의미하고, 설명은 이벤트가 발생하는 경우 및 이벤트가 발생하지 않는 경우를 포함한다는 것을 의미한다.
명세서 및 청구범위 전반에 걸쳐 본 명세서에서 사용되는 근사 언어는 관련된 기본 기능의 변경을 초래하지 않으면서 허용 가능하게 변할 수 있는 임의의 양적 표현을 한정하는 데 적용될 수 있다. 따라서, "약", "대략" 및 "실질적으로"와 같은 용어(들)로 한정된 값은 지정된 정확한 값으로 제한되지 않는다. 적어도 일부 경우에, 근사 언어는 값을 측정하기 위한 도구의 정밀도에 대응할 수 있다. 여기 및 명세서 및 청구범위 전반에 걸쳐, 범위 제한이 연결되고/되거나 상호교환될 수 있고, 문맥이나 언어가 달리 나타내지 않는 한 그러한 범위는 식별되고 그 안에 포함된 모든 하위 범위를 포함한다.
일부 실시예는 하나 이상의 전자 프로세싱 또는 컴퓨팅 장치의 사용을 포함한다. 본 명세서에 사용된 바와 같이, "프로세서" 및 "컴퓨터"라는 용어 및 관련 용어, 예를 들어, "처리 장치", "컴퓨팅 장치" 및 "제어기"는 당업계에서 컴퓨터로 지칭되는 집적 회로에만 제한되지 않으며, 넓게는 프로세서, 처리 장치, 제어기, 범용 중앙 처리 장치(CPU), 그래픽 처리 장치(GPU), 마이크로컨트롤러, 마이크로컴퓨터, 프로그래머블 로직 컨트롤러(PLC), RISC(reduced instruction set computer) 프로세서, FPGA(Field Programmable Gate Array), DSP(Digital Signal Processing) 장치, ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 및 본 명세서에 설명된 기능을 실행할 수 있는 기타 프로그램 가능 회로 또는 처리 장치를 지칭하고, 이들 용어는 본 명세서에서 상호 교환적으로 사용된다. 위의 실시예는 예시일 뿐이며, 프로세서, 처리 장치 및 관련 용어의 정의 또는 의미를 어떤 식으로든 제한하려는 것이 아니다.
본 명세서에 설명된 실시예에서, 메모리는 플래시 메모리, 랜덤 액세스 메모리(RAM), 읽기 전용 메모리(ROM), 소거 가능한 프로그래밍 가능 읽기 전용 메모리(EPROM), 전기적으로 소거 가능한 프로그래밍 가능 읽기 전용 메모리(EEPROM) 및 비휘발성 RAM(NVRAM)과 같은 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체를 포함할 수 있지만 이에 한정되는 것은 아니다. 본 명세서에 사용된 바와 같이, "비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체"라는 용어는, 휘발성 및 비휘발성 매체를 포함하나 이에 제한되지 않는 비일시적 컴퓨터 저장 장치를 포함하나, 이에 제한되지 않는 모든 유형적 컴퓨터 판독 가능 매체 및 이동식 및 비이동식 매체(예컨대, 펌웨어, 물리적 및 가상 저장소, CD-ROM, DVD) 및 네트워크나 인터넷과 같은 기타 디지털 소스, 아직 개발되지 않은 디지털 수단을 나타내는 것을 의도하나, 유일한 예외는 일시적인 전파 신호이다. 대안적으로, 플로피 디스크, 컴팩트 디스크 읽기 전용 메모리(CD-ROM), 광자기 디스크(MOD), 디지털 다목적 디스크(DVD) 또는 컴퓨터 판독 가능 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈 및 하위 모듈 또는 기타 데이터와 같은 정보의 단기 및 장기 저장을 위한 어떠한 방법이나 기술로 구현된 모든 임의의 다른 컴퓨터 기반 장치가 사용될 수 있다. 따라서, 본 명세서에 설명된 방법은 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체에 구현된 실행 가능한 명령어, 예를 들어 "소프트웨어" 및 "펌웨어"로서 인코딩될 수 있다. 또한, 본 명세서에서 사용된 "소프트웨어" 및 "펌웨어"라는 용어는 상호 교환 가능하며, 개인용 컴퓨터, 워크스테이션, 클라이언트 및 서버에서 실행하기 위해 메모리에 저장된 임의의 컴퓨터 프로그램을 포함한다. 이러한 명령어는 프로세서에 의해 실행될 때, 프로세서로 하여금 본 명세서에 설명된 방법의 적어도 일부를 수행하게 한다. 또한, 본 명세서에 사용된 바와 같이, "실시간"이라는 용어는 연관된 이벤트가 발생한 시간, 사전 결정된 데이터를 측정 및 수집하는 시간, 데이터를 처리하는 시간 및 이벤트 및 환경에 대한 시스템 응답의 시간 중 적어도 하나를 의미한다. 본 명세서에 설명된 실시예에서, 이러한 활동 및 이벤트는 실질적으로 즉각적으로 발생한다.
본 개시의 실시예는 전력 변환기에서 버스 전압 변동 이벤트에 대한 제어 회로 및 방법에 관한 것이다. 본 명세서에 설명된 제어 회로 및 방법은 높은 dV/dt 이벤트의 선행 지표로서 높은 dI/dt 검출을 가능하게 함으로써, 그리고 전력 변환기에 공급되는 버스 전압의 감지 주파수를 증가시켜 피드포워드 보상을 강화하고 전류 제어의 방해 제거 기능을 개선함으로써, 높은 dV/dt 이벤트의 검출 속도를 향상시킨다. 일반적으로, 전류 감지 또는 검출은 전압 감지보다 훨씬 높은 대역폭에서 수행될 수 있다. 예를 들어, 전류 감지는 전력 변환기의 반도체 스위치에 대한 스위칭 주파수보다 높은 주파수에서 수행될 수 있다. 보다 구체적으로, 특정 실시예에서, 전류 감지는 스위칭 주파수의 10배의 대역폭에서 수행될 수 있다.
도 1은 예시적인 전력 시스템(100)의 개략적인 블록도이다. 전력 시스템(100)은 예를 들어, 태양광(PV) 스트링(104) 또는 배터리(106), 또는 임의의 다른 적절한 재생 가능 또는 비 재생 가능 에너지원으로부터 전력을 공급받을 수 있는 전력망(102)을 포함한다. 일반적으로, 전력망(102)은 전력 전송을 위해 다양한 전압 레벨에서 작동하는 교류(AC) 망이다. 따라서, 예를 들어 PV 스트링(104) 또는 배터리(106)에 의해 공급된 전력은 인버터(108)에 의해 라인 주파수 전력으로 변환되고, 일반적으로 변압기(110)에 의해 승압된다. 대안적인 실시예에서, 변압기(110)는 AC 전압을 전력망(102) 내의 주어진 배전선에 적합하도록 강압한다.
PV 스트링(104)은 PV 스트링(104)을 인버터(108)에 연결하는 DC 버스(112)에 대한 공칭 직류(DC) 전압에서 DC 전력을 생성한다. DC 버스(112)가 작동하는 이 공칭 DC 전압을 버스 전압이라고 한다. 유사하게, 배터리(106) 또는 임의의 다른 에너지 저장 장치는 배터리(106)의 작동 전압에서 DC 전력을 생성하고, 이는 그 다음 벅-부스트 변환기와 같은 전력 변환기(200)에 의해 버스 전압으로 변환된다. 전력 변환기(200)는 인버터(108) 및 전력망(102) 또는 임의의 다른 전기 부하에 전력을 공급할 때 배터리(106)에 의해 공급되는 DC 전력을 작동 전압에서 DC 버스(112) 상의 버스 전압으로 변환한다. 반대로, 배터리(106)가 인버터(108) 및 전력망(102)에 전력을 공급하지 않을 때, 배터리(106)는 DC 버스(112)로부터 충전될 수 있다. 이러한 시나리오에서, 전력 변환기(200)는 DC 버스(112) 상의 버스 전압으로부터 배터리(106)의 작동 전압으로 DC 전력을 변환하여 배터리(106)를 충전한다.
전력 시스템(100)은 때때로 계통 결함과 같은 전압 변동 이벤트를 경험할 수 있다. 이것이 발생하면 인버터(108)는 더 이상 유효 전력을 전달하지 않아, DC 버스(112)의 전력 불균형을 초래하는데, 그 이유는 PV 스트링(104)이 DC 버스(112)의 현재 버스 전압에 기초하여 전력을 계속 공급하기 때문이다. 따라서, DC 버스(112)의 버스 전압은 PV 스트링(104)의 개방 회로 전압에 접근할 때까지 빠르게 증가하고, 일시적인 높은 dV/dt 이벤트, 예를 들어 밀리초당 최대 200볼트(V/ms)의 전압 증가를 초래할 수 있다. 추가 전력이 인버터(108)를 통해 전력망(102)에 공급되지 않는 특정 상황에서, 버스 전압의 증가는 버스 전압 변동 이벤트로서 전력 변환기(200) 및 잠재적으로 배터리(106)에 제공된다.
도 2는 도 1에 도시된 전력 시스템(100)에서 사용하기 위한 예시적인 전력 변환기(200)의 개략도이다. 전력 변환기(200)는 전력 변환기 아키텍처의 한 예이며, 보다 구체적으로 플라잉 커패시터 전력 변환기로서 예시된다. 전력 변환기(200)는 입력 버스 또는 버스 측(202), 및 출력 버스 또는 배터리 측(204)을 포함한다. 버스 측(202)은 DC 버스(112)(도 1에 도시됨)에 결합되도록 구성되고 따라서, 복수의 반도체 스위치(210) 및 플라잉 커패시터(212)를 포함하는 스위칭 회로(208) 및 버스 커패시터(206)에 걸쳐 인가되는 버스 전압을 공급받는다. 배터리 측(204)은 배터리(106)에 결합되고 출력 커패시터(214)에 걸쳐 배터리 전압을 제공한다. 배터리 측(204)은 복수의 반도체 스위치(218) 및 플라잉 커패시터(220)를 포함하는 스위칭 회로(216)를 포함한다. 일반적으로, 반도체 스위치(210, 218)는 하나 이상의 PWM(펄스 폭 변조) 제어 신호에 따라 프로세서(미도시)에 의해 제어되어, 버스 전압에서 배터리 전압으로의 변환 또는 배터리 전압에서 버스 전압으로의 변환에 영향을 준다. 전력 변환기(200)는 버스 측(202)과 배터리 측(204) 사이에 걸쳐 있는 인덕터(222)를 포함하고, 전력 변환기(200)를 통과하는 전류(IL)를 안정화하는 기능, 즉 원하는 실질적으로 일정한 전류를 제공하는 기능을 한다.
예를 들어, 전력 시스템(100)이 전압 변동 이벤트를 경험할 때, 반도체 스위치(210, 218)의 제어는 전력 변환기(200)를 통과하는 전류(IL)를 제어하도록 수정된다. 전류(IL)가 적절하게 조절되지 않으면, 과도 전류 보호가 발동되고 전력 변환기(200)를 비활성화할 수 있다. 이러한 조정은 전통적으로 DC 버스(112) 상의 버스 전압을 모니터링함으로써 그리고 예를 들어 프로세서에서 구현된 전류 피드백 제어 루프와 함께 피드포워드 제어 루프를 사용함으로써, 반도체 스위치(210, 218)를 제어하는 PWM 제어 신호를 조정하여 전력 변환기(200)를 통과하는 전류(IL)를 조절하도록 달성된다. 그러나, 이러한 전통적인 보호는 일반적으로 지연되고 전력 변환기(200)를 위한 과전류 보호를 개입시키는 결과를 초래할 수 있다.
도 3은 전력 변환기(200)(도 2에 도시됨)와 같은 전력 변환기를 위한 공지된 제어 회로(300)의 개략도이다. 일반적으로, 제어 회로(300)는 전력 변환기에서 다양한 반도체 스위치를 제어하기 위한 PWM 제어 신호(302)를 생성한다. 제어 회로(300)는 측정된 전류(IL) 및 측정된 버스 전압(Vbus)을 사용하여 시간 경과에 따라 PWM 제어 신호(302)를 조정하고, 이는 결국 예를 들어 요구된 전류(IL*)로 수렴할 것이다. 제어 회로(300)는 PWM 제어 신호(302)를 추가로 조정하고 새로운 레벨의 출력 또는 전류(IL)에 수렴함으로써 주어진 기간 동안 요구된 전류(IL*)의 변화 및 버스 전압(Vbus)의 작은 변동에 응답한다. 그러나, 예를 들어 버스 전압(Vbus)이 예를 들어 200V/ms와 같이 급격하게 증가할 때, 제어 회로(300)는 일반적으로 과전류 제어의 발동 및 전력 변환기의 디스에이블링을 피하기에 충분히 신속하게 검출 및 응답하지 않는다(예를 들어, 전류 처리량을 감소시킨다).
제어 회로(300)는 전류 피드백 루프(304) 및 버스 전압 피드포워드 경로(306)에서 제어 기능을 구현한다. 전류 피드백 루프(304)는 요구된 전류(IL*)와 실제 또는 측정된 전류(IL) 사이의 차이인 전류 에러(308)를 계산한다. 전류 피드백 루프(304)는 또한, 전류 에러(308)를 최소화하는 것을 목표로 하고 PWM 제어 신호(302)를 생성하도록 PWM 변조기(312)에 의해 변조되는 출력 신호를 생성하는 비례 적분(PI) 제어기(310)를 포함한다. 버스 전압 피드포워드 경로(306)는, PWM 변조기(312)가 PWM 제어 신호(302)를 생성하는 듀티 사이클을 나타내는 듀티 사이클 신호(314)를 조정하기 위해, 예를 들어 DC 버스(112) 상의 측정된 버스 전압(Vbus)을 이용한다. 측정된 버스 전압(Vbus)은 일반적으로 PI 제어기(310)의 출력 신호와 결합되어 듀티 사이클 신호(314)를 생성하기 전에 획득된다(316). 일반적으로, 버스 전압 피드포워드 경로(306)에 의한 높은 dV/dt 이벤트의 검출은 너무 지연되어 듀티 사이클 신호(314), 따라서 PWM 제어 신호(302)를 적절히 조절하지 못하고, 그에 따라 높은 dV/dt 이벤트의 결과로서 전력 변환기에 잠재적인 과전류를 발생시킨다.
도 4는 도 2에 도시된 전력 변환기(200)에 대해 본 명세서에 개시된 예시적인 제어 회로(400)의 개략도이다. 제어 회로(400)는 하나 이상의 프로세서 또는 다른 적절한 처리 장치에 구현될 수 있다. 일반적으로, 제어 회로(400)는 전력 변환기(200)의 다양한 반도체 스위치를 제어하기 위한 PWM 제어 신호(402)를 생성한다. 제어 회로(300)(도 3에 도시됨)와 같은 제어 회로(400)는 시간 경과에 따라 PWM 제어 신호(402)를 조정하기 위해, 측정된 전류(IL) 및 측정된 버스 전압(Vbus)을 사용하며, 이는 결국 예를 들어 요구된 전류(IL*)로 수렴할 것이다. 도 3의 제어 회로(300)와 대조적으로, 제어 회로(400)는 버스 전압 피드포워드 제어 및 전류 모니터링 모두를 활용하여, 전력 변환기(200)에서 높은 dV/dt 이벤트가 있을 시 제어 회로(400)에서 빠른 응답 보호를 제공하고, 특정 실시예에서, 전압 변동이 가라앉을 때 전력 변환기(200)의 재시작을 가능하게 한다. 전류 모니터링 또는 전류 감지는 적어도 스위칭 주파수의 주파수에서, 그리고 특정 실시예에서는, 예를 들어 반도체 스위치의 스위칭 주파수의 10배의 주파수에서 전류 측정을 수행함으로써 빠른 응답 보호를 가능하게 한다.
제어 회로(400)는 전류 피드백 루프(404) 및 버스 전압 피드포워드 경로(406)를 포함한다. 전류 피드백 루프(404)는 전력 변환기(200)에 대한 요구된 전류(IL*)와 전력 변환기(200)를 통과하는 실제 전류(IL) 사이의 차이인 전류 에러(408)를 계산한다. 피드백 루프(404)는 특정 실시예에서, 예를 들어 전류 에러(408)를 최소화하는 것을 목표로 하고 전력 변환기(200)의 반도체 스위치(210,218) 중 하나 이상에 대해 PWM 제어 신호(402)를 생성하기 위해 PWM 변조기(412)에 의해 변조되는 출력 신호를 생성하는 PI 제어기(410)를 포함한다. PI 제어기(410)는 일반적으로 높은 이득(Gfb)을 가져야 한다. 예를 들어, 특정 실시예에서, PI 제어기(410)의 이득(Gfb)은 전압 변동 이벤트가 발생하는 주파수 범위, 예를 들어 약 200Hz에서 적어도 20dB이다.
버스 전압 피드포워드 경로(406)는, PWM 변조기(412)가 PWM 제어 신호(402)를 생성하는 듀티 사이클을 나타내는 듀티 사이클 신호(414)를 조정하기 위해 DC 버스(112)(도 1에 도시됨) 상의 측정된 버스 전압(Vbus)을 이용한다. 측정된 버스 전압(Vbus)은 일반적으로, 듀티 사이클 신호(414)를 생성하기 위해 PI 제어기(410)의 출력 신호와 결합되기 전에 (예를 들어, Gff의 이득으로) 획득된다(416). 버스 전압 피드포워드 경로(406)는 제어 회로(400)를 통한 피드포워드 응답 시 지연을 줄이도록 높은 대역폭, 예를 들어, 적어도 1000Hz 및 높은 샘플링 레이트를 가져야 한다. 특정 실시예에서, 버스 전압 피드포워드 경로(406)에 대한 샘플링 레이트 또는 샘플링 주파수는 반도체 스위치(210, 218)가 스위칭되는 주파수의 몇 배가 되어야 한다. 예를 들어, 스위칭 주파수가 약 30KHz인 특정 실시예에서, 버스 전압 피드포워드 경로(406)에 대한 샘플링 주파수는 적어도 240KHz이어야 한다. 버스 전압 피드포워드 경로(406)가 전압 변동 이벤트를 검출하면, 그 출력은 제어 회로(400)에 의해 생성된 PWM 제어 신호(402)의 조정, 및 전력 변환기(200)를 통과하는 전류(IL)의 상응하는 조정을 초래할 것이다.
제어 회로(400)는 빠른 변화에 대해 전력 변환기(200)를 통과하는 전류(IL)를 모니터링하기 위한 로직 회로(420)를 포함하는 고속 응답 보호 경로(418)를 포함하여, PWM 제어 신호(402)에 직접 인가되어 PWM 제어 신호(402)를 인에이블/디스에이블하는 고속 응답 전류 제어 신호(422)를 초래한다. 일반적으로, 전류 감지 대역폭이 전압 감지 대역폭보다 높기 때문에, 전류 감지는 전력 변환기(200)를 통과하는 전류(IL)의 모니터링이 전압 변동 이벤트의 선행 지표가 되도록 한다. 전류 모니터링은, 제어 회로(400)가 동작할 수 있는 응답 속도의 개선을 추가로 가능하게 한다. 일 실시예에서, 로직 회로(420)는 요구된 전류(IL*) 및 DC 버스(112)(도 1에 도시됨) 상의 버스 전압과 관련하여 일련의 로직 평가에서 전력 변환기(200)를 통과하는 측정된 전류(IL)를 평가한다. 보다 구체적으로, 일 실시예에서, 전류 에러(408)가 계산되고 전류 에러 임계치에 비교된다. 전류 에러가 임계치를 초과하면, 로직 회로(420)는 전류 에러가 예를 들어 증가하는지 여부에 대한 제2 평가로 진행한다. 전류 에러가 시간이 지남에 따라 증가하는 경우, 로직 회로(420)는, 요구된 전류(IL*)가 소정의 방식으로, 예를 들어 빠르게, 변화하여 시간의 경과에 따라 전류 에러의 큰 변화를 야기할 것인지 여부에 대한 제3 평가로 진행한다. 요구된 전류(IL*)의 변화가 요구된 전류 변화 임계치 미만인 경우(즉, 측정된 전류(IL)의 변화가 요구된 전류(IL*)의 변화로 인한 것이 아님), 빠른 응답 전류 제어 신호(422)는 PWM 제어 신호(412) 및 결과적으로 전력 변환기(200)의 출력을 디스에이블하도록 동작한다.
특정 실시예에서, 로직 회로(420)는 버스 전압이 안정화될 때 PWM 제어 신호(402)를 인에이블하기 위한 재시작 로직 평가를 더 포함할 수 있다. 이러한 실시예에서, 로직 회로(420)는 시간 경과에 따른 버스 전압의 변화(양 또는 음)가 전력 변환기(200)를 재시작하거나 다시 활성화하기 위한 전압 변화 임계치 아래로 떨어지는지 여부를 평가한다.
로직 회로(420)에서의 전술한 로직 평가는 고속 응답 전류 제어 신호(422)를 생성할 목적으로 로직 회로(420)에 통합될 수 있는 하나 이상의 로직 테스트의 일 예일 뿐이다. 마찬가지로, 전류 에러 임계치, 요구된 전류 변화 임계치, 및 전압 변화 임계치는 주어진 전력 변환기(200) 및 전력 시스템(100)과 같은 애플리케이션에 대해 맞춤화될 수 있다.
도 5는 전압 변동 이벤트 동안 제어 회로(400)(도 4에 도시됨)를 사용하는 방법을 예시하는 시뮬레이션으로부터 전력 변환기(200)(도 2에 도시됨)와 같은 전력 변환기에서 전압 및 전류의 플롯(500)이다. 플롯(500)은 전력 변환기(200)의 위상 1 및 위상 2(각각 밝은 회색 및 어두운 회색으로 표시됨)에 대한 전류 플롯(502)을 포함한다. 전류 플롯(502)은 수직축(504)을 따라 암페어(A)로 표현된 전류 대 수평축(506)을 따라 1/10초(tenths)로 표현된 시간을 나타낸다. 전류 범위는 0 A 바로 위부터 -60 A 바로 아래까지이다. 시간 범위는 4.00 tenths 바로 앞에서부터 약 4.03 tenths까지이다. 플롯(500)은 또한 DC 버스(112)(도 1에 도시됨)에서 경험되는 높은 dV/dt 이벤트를 예시하는 버스 전압 플롯(508)을 포함한다. 버스 전압 플롯(508)은 수직 축(510)을 따라 볼트(V)로 표현되는 전압 대 수평 축(506)의 시간(10분의 1초)을 도시한다. 전압 범위는 약 800V 내지 약 1200V이다.
플롯(500)은 제1 수직 마커(512) 또는 파선으로 도시된, 대략 4.00 tenths의 시간에서의 높은 dV/dt 이벤트의 발생을 예시한다. 제1 수직 마커(512)와 제2 수직 마커(514) 사이의 제1 기간 동안, 전류 피드백 루프(404)와 버스 전압 피드포워드 경로(406)는 결합하여 버스 전압의 변화를 검출하고, 요구된 전류 값(약 -20A)로부터 버스 전압 플롯(508)에 예시된 전압 램프와 함께 급속히 증가하는, PHASE 1 및 PHASE 2 전류 플롯(502)으로 예시된 전력 변환기(200) 전류 처리량을 제한하려고 시도한다. 제2 수직 마커(514)에 대응하는 시간(높은 dV/dt 이벤트가 시작된 후 약 300마이크로초)에서, 고속 응답 보호 경로(418)는 전류 모니터링 및 로직 회로(420)를 사용하여 높은 dV/dt 이벤트를 검출하여, 전력 변환기(200)에 의한 전류 출력을 비활성화한다. 이러한 비활성화는 전류 플롯(502)에서 0 A로의 PHASE 1 및 PHASE 2 전류의 급격한 감소로 예시된다. 제3 수직 마커(516)(높은 dV/dt 이벤트가 시작된 후 약 3ms)에서, 고속 응답 보호 경로(418)는 감지된 버스 전압에 기초하여, 버스 전압 자체가 높은 dV/dt 이벤트 이전보다 훨씬 더 높더라도(약 1200V), 높은 dV/dt 이벤트는 지나갔고 전력 변환기(200)에 의한 전류 출력이 다시 시작될 수 있다고 결정한다. 전력 변환기(200)로부터의 전류 출력의 재시작은 이전에 요구된 전류 값(약 -20A)에 재수렴하는 전류 플롯(502)에 예시되어 있다.
도 6은 예를 들어 제어 회로(400)(도 4에 도시)를 사용하여 버스 전압 변동 이벤트 동안 전력 변환기(200)(도 1 및 2에 도시)를 제어하는 방법(600)의 흐름도이다. 방법은 전력 변환기(200)를 통해 제공되는 부하 전류를 요구된 전류로 수렴하기 위해 전력 변환기(200)의 복수의 반도체 스위치(210, 218)를 정류하기 위한 PWM 제어 신호(402)를 생성하는 단계(602)를 포함한다. 입력 버스(202)에서 전력 변환기(200)에 공급되는 버스 전압은 반도체 스위치(210, 218)가 정류되는 스위칭 주파수의 적어도 2배의 주파수에서 샘플링된다(604). PWM 제어 신호(402)는 부하 전류를 조절하기 위해 버스 전압에 기초하여 수정된다(606). 제어 회로(400)는 부하 전류 측정치를 수집하고(608), 그런 다음 이 부하 전류 측정치에 적어도 부분적으로 기초하여 로직 회로(420)를 사용하여, 입력 버스(202)에서 전압 변동 이벤트가 발생했다고 결정한다. 이에 응답하여, 제어 회로(400)는 전력 변환기(200)용 PWM 제어 신호(402)를 디스에이블한다(612).
적어도 일부 실시예에서, 방법(600)은 로직 회로(420)에 의해, 버스 전압을 후속 버스 전압과 비교하여 시간 경과에 따른 버스 전압의 변화를 결정하는 단계, 및 시간에 따른 버스 전압의 변화가 전압 변화 임계치 아래로 떨어질 때 전력 변환기(200)에 대한 PWM 제어 신호(402)를 재활성화하는 단계를 더 포함한다.
전술한 실시예는 전력 변환기에 대한 버스 전압 변동 이벤트 하에서의 제어 회로 및 방법에 관한 것이다. 본 명세서에 설명된 제어 회로 및 방법은 높은 dV/dt 이벤트의 선행 지표로서 높은 dI/dt 검출을 가능하게 함으로써, 그리고 전력 변환기에 공급되는 버스 전압의 감지 주파수를 증가시켜 피드포워드 보상을 강화하고 전류 제어의 방해 제거 기능을 개선함으로써, 높은 dV/dt 이벤트의 검출 속도를 향상시킨다.
본 명세서에 설명된 방법, 시스템 및 장치의 예시적인 기술적 효과는 (a) 전력 변환기에 대한 입력 버스에서 높은 dV/dt 이벤트의 검출을 개선하는 것, (b) 높은 dI/dt 검출을 높은 dV/dt 이벤트에 대한 선행 지표로 활용하는 것, (c) 전력 변환기의 출력 버스로의 전력 변환의 피드포워드 보상 속도를 개선하는 것, (d) 높은 dV/dt 이벤트 후에 정상 작동을 재개하기 위해 재시작을 활성화하는 것 중 적어도 하나를 포함한다.
스위칭 회로를 위한 방법, 시스템 및 장치의 예시적인 실시예는 본 명세서에 설명된 특정 실시예로 제한되지 않으며, 오히려 시스템의 컴포넌트 및/또는 방법의 단계는 본 명세서에 설명된 다른 컴포넌트 및/또는 단계로부터 독립적으로 그리고 별개로 활용될 수 있다. 예를 들어, 방법은 다른 통상적이지 않은 스위칭 회로와 조합하여 사용될 수도 있으며, 본 명세서에 설명된 시스템 및 방법만으로 실행하는 것으로 제한되지 않는다. 오히려, 예시적인 실시예는 감소된 비용, 감소된 복잡성, 상업적 이용 가능성, 개선된 제조 가능성 및 감소된 제품 출시 시간이라는 이익을 얻을 수 있는 많은 다른 애플리케이션, 장비 및 시스템과 관련하여 구현 및 활용될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시예의 특정 특징이 일부 도면에 도시되고 다른 도면에는 도시되지 않을 수 있지만, 이는 단지 편의를 위한 것이다. 본 개시의 원리에 따르면, 도면의 임의의 특징은 임의의 다른 도면의 임의의 특징과 조합하여 참조 및/또는 청구될 수 있다.
본 명세서에 기술된 설명은 최상의 모드를 포함하는 실시예를 개시하고, 또한 당업자가 임의의 장치 또는 시스템의 제조 및 사용과, 임의의 통합된 방법의 수행을 포함하는 실시예를 실시할 수 있도록 한다. 본 개시의 특허 가능한 범위는 청구범위에 의해 정의되고, 당업자에게 떠오르는 다른 예를 포함할 수 있다. 그러한 다른 예는 청구범위의 문자 그대로의 언어와 다르지 않은 구조적 요소를 가지고 있거나 청구범위의 문자 그대로의 언어와 실질적으로 차이가 없는 등가의 구조적 요소를 포함하는 경우, 청구범위의 범위 내에 있는 것으로 의도된다.

Claims (20)

  1. 전력 변환기를 위한 제어 회로로서,
    상기 전력 변환기를 통과하는 부하 전류를 조절하기 위해 상기 전력 변환기에 대한 제어 신호를 생성하도록 구성된 펄스 폭 변조기와,
    상기 전력 변환기를 통과하는 상기 부하 전류를 요구된 전류로 수렴하도록 상기 펄스 폭 변조기를 제어하도록 구성된 전류 피드백 루프와,
    입력 버스에서 상기 전력 변환기에 공급되는 버스 전압을 측정하고, 상기 전류 피드백 루프와 함께, 상기 버스 전압에 기초하여 상기 부하 전류를 조절하도록 상기 펄스 폭 변조기를 제어하도록 구성된 버스 전압 피드포워드 경로와,
    로직 회로를 포함하되,
    상기 로직 회로는
    부하 전류 측정치를 수집하고 상기 부하 전류 측정치에 적어도 부분적으로 기초하여, 상기 입력 버스에서 전압 변동 이벤트가 발생했는지 결정하고,
    상기 전압 변동 이벤트가 발생했다는 결정에 대한 응답으로 상기 전력 변환기에 대한 상기 제어 신호를 비활성화하는
    제어 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 로직 회로는 전류 에러 임계치에 대한 전류 에러 신호의 논리 비교를 포함하고, 상기 로직 회로는 상기 논리 비교에 기초하여 상기 전압 변동 이벤트가 발생했음을 결정하도록 추가로 구성되는
    제어 회로.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 로직 회로는 전류 에러 신호가 시간이 지남에 따라 증가하고 있는지 결정하기 위해 후속 전류 에러 신호에 대한 상기 전류 에러 신호의 논리 비교를 포함하고, 상기 로직 회로는 상기 증가하는 전류 에러 신호를 기반으로 상기 전압 변동 이벤트가 발생했다고 결정하도록 더 구성되는
    제어 회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 로직 회로는 상기 요구된 전류의 변화율을 결정하기 위해 시간 경과에 따른 상기 요구된 전류의 제1 논리 비교를 포함하고, 요구된 전류 변화 임계치에 대한 상기 요구된 전류 변화율의 제2 논리 비교를 더 포함하고, 상기 로직 회로는, 상기 변화율이 상기 요구된 전류 변화 임계치보다 작다는 것에 기초하여 상기 전압 변동 이벤트가 발생했다고 결정하도록 더 구성되는
    제어 회로.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 로직 회로는
    전류 에러 임계치에 대한 전류 에러 신호의 제3 논리 비교- 상기 로직 회로는 또한 상기 제3 논리 비교에 기초하여 상기 전압 변동 이벤트가 발생했다고 결정하도록 구성됨 -와,
    상기 전류 에러 신호가 시간이 지남에 따라 증가하고 있는지를 결정하기 위해 후속 전류 에러 신호에 대한 상기 전류 에러 신호의 제4 논리 비교를 포함하고, 상기 로직 회로는 상기 증가하는 전류 에러 신호에 기초하여 상기 전압 변동 이벤트가 발생했다고 결정하도록 더 구성되는
    제어 회로.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 로직 회로는 시간 경과에 따른 버스 전압의 변화를 결정하기 위해 후속 버스 전압에 대한 상기 버스 전압의 논리 비교를 포함하는 재시작 로직 회로를 포함하고, 상기 재시작 로직 회로는 시간 경과에 따른 상기 버스 전압의 변화가 전압 변화 임계치 아래로 떨어질 때 상기 전력 변환기에 대한 제어 신호를 다시 활성화시키도록 구성되는
    제어 회로.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 버스 전압 피드포워드 경로는 상기 전력 변환기가 동작하는 스위칭 주파수의 적어도 2배의 주파수에서 상기 버스 전압을 샘플링하도록 더 구성되는
    제어 회로.
  8. 전력 변환기로서,
    입력 버스와,
    출력 버스와,
    상기 입력 버스와 상기 출력 버스 사이에 연결된 복수의 반도체 스위치- 상기 복수의 반도체 스위치는 상기 입력 버스로부터 상기 출력 버스로의 부하 전류를 조절하기 위해 스위칭 주파수에서 정류되도록 구성됨 -와,
    상기 부하 전류를 요구된 전류로 수렴시키도록 상기 복수의 반도체 스위치를 제어하고 상기 입력 버스에서의 버스 전압에 기초하여 상기 부하 전류를 조절하도록 구성된 제어 회로를 포함하되,
    상기 제어 회로는
    부하 전류 측정치를 수집하고 상기 부하 전류 측정치에 적어도 부분적으로 기초하여, 전압 변동 이벤트가 상기 입력 버스에서 발생했는지를 결정하고,
    상기 전압 변동 이벤트가 발생했다는 결정에 응답하여 상기 복수의 반도체 스위치를 동작시키기 위한 제어 신호를 디스에이블하도록 구성되는
    로직 회로를 포함하는
    전력 변환기.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 복수의 반도체 스위치의 스위칭 주파수의 적어도 2배의 주파수에서 상기 버스 전압을 샘플링하도록 구성된 고주파 버스 전압 피드포워드 경로를 포함하는
    전력 변환기.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 전력 변환기를 통과하는 상기 부하 전류를 상기 요구된 전류로 수렴시키도록 펄스 폭 변조기를 제어하도록 구성된 전류 피드백 루프를 포함하는
    전력 변환기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 전류 피드백 루프는 1000 헤르츠 미만의 동작 주파수에서 적어도 20 데시벨의 이득을 갖는 비례 적분(PI) 제어기를 포함하는
    전력 변환기.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 복수의 반도체 스위치는 상기 입력 버스에 공급된 제1 직류(DC) 버스 전압을 상기 출력 버스에서 생성된 제2 DC 버스 전압으로 변환하도록 정류되도록 구성되는
    전력 변환기.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 로직 회로는 시간 경과에 따른 버스 전압의 변화를 결정하기 위해 후속 버스 전압에 대한 상기 버스 전압의 논리 비교를 포함하는 재시작 로직 회로를 더 포함하고, 상기 재시작 로직 회로는 시간 경과에 따른 상기 버스 전압의 변화가 전압 변화 임계치 아래로 떨어질 때 상기 전력 변환기에 대한 상기 제어 신호를 다시 활성화하도록 구성되는
    전력 변환기.
  14. 버스 전압 변동 이벤트 동안 전력 변환기를 제어하는 방법으로서,
    상기 전력 변환기를 통해 제공된 부하 전류를 요구된 전류로 수렴시키도록 상기 전력 변환기의 복수의 반도체 스위치를 제어하기 위한 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호를 생성하는 단계와,
    상기 복수의 반도체 스위치가 정류되는 스위칭 주파수의 적어도 2배의 주파수에서, 입력 버스에서 상기 전력 변환기에 공급되는 버스 전압을 샘플링하는 단계와,
    상기 부하 전류를 조절하기 위해 상기 버스 전압에 기초하여 상기 PWM 제어 신호를 수정하는 단계와,
    부하 전류 측정치를 수집하는 단계와,
    상기 부하 전류 측정치에 적어도 부분적으로 기초하여, 전압 변동 이벤트가 상기 입력 버스에서 발생했는지를 결정하는 단계와,
    상기 전압 변동 이벤트가 발생했다는 결정에 응답하여 상기 전력 변환기에 대한 상기 PWM 제어 신호를 디스에이블하는 단계를 포함하는
    전력 변환기 제어 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 부하 전류를 샘플링하고, 비례 적분(PI) 전류 피드백 루프를 사용하여 상기 PWM 제어 신호를 수정하는 단계를 더 포함하는
    전력 변환기 제어 방법.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 전압 변동 이벤트가 발생했는지를 결정하는 단계는,
    전류 에러 신호를 전류 에러 임계치와 비교하는 단계와,
    상기 비교에 기초하여 상기 전압 변동 이벤트가 발생했는지 결정하는 단계를 포함하는
    전력 변환기 제어 방법.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 전압 변동 이벤트가 발생했는지를 결정하는 단계는,
    상기 전류 에러 신호가 시간이 지남에 따라 증가하고 있는지를 결정하기 위해 후속 전류 에러 신호에 전류 에러 신호를 비교하는 단계와,
    상기 증가하는 전류 에러 신호에 기초하여 상기 전압 변동 이벤트가 발생했다고 결정하는 단계를 포함하는
    전력 변환기 제어 방법.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 전압 변동 이벤트가 발생했는지를 결정하는 단계는,
    상기 요구된 전류의 변화율을 결정하기 위해 시간에 따라 상기 요구된 전류를 비교하는 단계와,
    상기 요구된 전류의 변화율을 요구된 전류 변화 임계치와 비교하는 단계와,
    상기 변화율이 상기 요구된 전류 변화 임계치보다 작다는 것에 기초하여, 상기 전압 변동 이벤트가 발생했다고 결정하는 단계를 포함하는
    전력 변환기 제어 방법.
  19. 제14항에 있어서,
    상기 전압 변동 이벤트가 발생했는지를 결정하는 단계는,
    전류 에러 신호를 전류 에러 임계치에 비교하는 단계와,
    상기 전류 에러 신호가 시간이 지남에 따라 증가하고 있는지를 결정하기 위해 상기 전류 에러 신호를 후속하는 전류 에러 신호에 비교하는 단계와,
    상기 요구된 전류의 변화율을 결정하기 위해 시간에 따라 상기 요구된 전류를 비교하는 단계와,
    상기 요구된 전류의 변화율을 요구된 전류 변화 임계치에 비교하는 단계와,
    상기 전류 에러 임계치를 초과하는 상기 전류 에러 신호, 상기 증가하는 전류 에러 신호, 및 상기 요구된 전류 변화 임계치보다 작은 상기 변화율에 기초하여, 상기 전압 변동 이벤트가 발생한 것으로 결정하는 단계를 포함하는
    전력 변환기 제어 방법.
  20. 제14항에 있어서,
    시간 경과에 따른 버스 전압의 변화를 결정하기 위해 상기 버스 전압을 후속 버스 전압에 비교하는 단계와,
    시간 경과에 따른 상기 버스 전압의 변화가 전압 변화 임계치 아래로 떨어질 때 상기 전력 변환기에 대한 상기 PWM 제어 신호를 다시 활성화시키는 단계를 더 포함하는
    전력 변환기 제어 방법.
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