JP5010992B2

JP5010992B2 - Ｔｄｄ方式の無線送受信装置における送信電力廻り込み防止方式

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Publication number: JP5010992B2
Application number: JP2007150499A
Authority: JP
Inventors: 淳也堂坂
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2007-06-06
Filing date: 2007-06-06
Publication date: 2012-08-29
Anticipated expiration: 2027-06-06
Also published as: JP2008306370A

Description

本発明は、送信周波数と受信周波数とを同じ周波数とし、短時間周期で送信と受信とを交互に行なうようにしたＴＤＤ方式の無線送受信装置における送信電力廻り込み防止方式に関する。

携帯電話などの無線通信システムでは、無線装置装置間で行なわれる送・受信の複信方式として、使用周波数帯域を二分し、その一方の周波数帯域を一方の方向の通信に、他方の周波数帯域をこれとは逆方向の通信に夫々用いるようにしたＦＤＤ(Frequency Division Duplex：周波数分割複信）方式と、両方向の通信に同じ周波数帯域を使用し、その通信方向を周期的に交互に切り替えるようにしたＴＤＤ(Time Division Duplex：時分割複信）方式とがある。ＦＤＤ方式の無線送受信装置では、送信周波数と受信周波数とが異なり、ＴＤＤ方式の無線送受信装置では、送信周波数と受信周波数とが同じ周波数となっている。

図６はＦＤＤ方式の無線送受信装置の要部を概略的に示すブロック構成図であって、１は送信系側の電力増幅器（ＰＡ）、２はアイソレータ、３は送受分波器（デュプレクサ）、４は送受信アンテナ、４ａはアンテナ接続点、５はアイソレータ、６は受信系側の低雑音増幅器（ＬＮＡ）である。

同図において、送信系では、図示しない回路系で生成された無線周波帯の送信信号Ｔｘは、電力増幅器１で電力増幅された後、アイソレータ２を介して、サーキュレータなどの送受分波器３に供給される。送受分波器３は、アイソレータ２からの送信信号Ｔｘをアンテナ接続点４ａでこの送受分波器３に接続されている送受信アンテナ４に供給し、この送受信アンテナ４から送信する。また、送受分波器３は、送受信アンテナ４からの受信信号を受信系に供給する。

なお、アイソレータ２は、一方の方向の信号をそのまま通過させ、これとは逆方向の信号を減衰するものであって、電力増幅器１から供給される送信信号Ｔｘをそのまま送受分波器３に供給するが、例えば、送受分波器３で反射されるなどしてアイソレータ２に逆方向から供給される信号を減衰する。

送受信アンテナ４で受信された無線周波帯の受信信号Ｒｘは、送信信号Ｔｘとは異なる周波数帯域の信号であり、送受分波器３から受信系のアイソレータ５に供給される。この受信信号Ｒｘは、このアイソレータ５をそのまま通過して低雑音増幅器６に供給され、この低雑音増幅器６で増幅されて図示しない後続の受信回路系に供給される。アイソレータ５は、低雑音増幅器６などからの反射信号を減衰する。

かかるＦＤＤ方式を用いたシステムとしては、ＰＤＣ(Personal Digital Celluler）やＷ−ＣＤＭＡ(Wideband Code Division Multiple Access：広帯域符号分割多重接続），ＣＤＭＡ２０００などが知られている。

図７はＴＤＤ方式の無線送受信装置の要部を概略的に示すブロック構成図であって、７は切替スイッチ、８はＢＰＦ(Band Pass Filter：帯域通過フィルタ）であり、図６に対応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

同図において、ＴＤＤ方式の無線送受信装置では、無線周波帯の送信信号Ｔｘと受信信号Ｒｘとで同じ周波数帯域を利用するものであるから、送信と受信とが所定の周期で切り替えられるものであり、このために、送信系と受信系とに交互に切り替えられる切替スイッチ７が設けられている。この切替スイッチ７はＴＤＤコントロール信号Ｓ_Cによって切替制御され、送信期間では、送信系側に閉じてアイソレータ２からの送信信号Ｔｘを通し、ＢＰＦ８を介して送受信アンテナ４から送信させる。また、受信期間では、切替スイッチ７は受信系側に閉じ、送受信アンテナ４で受信されてＢＰＦ８で帯域制限された受信信号Ｒｘを受信系でのアイソレータ５に供給する。アイソレータ５を通過した受信信号Ｒｘは、低雑音増幅器６で増幅された後、図示しない後続の受信回路系に供給される。

かかるＴＤＤ方式を用いたシステムとしては、ＰＨＳ(Personal Handy-phone System）などが知られている。

ところで、近年、携帯電話に代表されるように、無線を利用したシステムが日常不可欠になっており、システムとしては、いかに高速データ伝送を効率的（周波数利用効率）に実現するかがキーワードとなっている。このような背景で、モバイル通信の分野では、携帯電話を例にすると、次表に示すように、システムが移行している。

今後、無線部ローバンドアクセスの実現として最も注目されているのが、ＷｉＭＡＸである。

ところで、ＴＤＤ方式による無線送受信装置では、図７に示すように、無線部に切替スイッチ７が設けられて構成が採られることが一般的である。かかる切替スイッチ７は、ＴＤＤコントロール信号Ｓｃによって切り替え制御されるものであり、通常ＦＥＴ(Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）やダイオードなどのデバイスで構成されるものであって、かかるデバイスが持つ非線形特性により、歪みが発生し、送信信号Ｔｘには、特に、高出力時、品質劣化が生ずる。また、切替スイッチ７として、機械式の切替スイッチも考えられるが、機械式の切替スイッチには寿命があり、常時切り替えを必要とするＴＤＤ方式を用いたシステムでは、信頼性の点から適したものではない。

これに対し、ＴＤＤ方式による無線送受信装置において、かかる切替スイッチの代わりに、サーキュレータを用いたものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図８はかかる特許文献１に記載のＴＤＤ方式の無線送受信装置の要部を概略的に示すブロック構成図であって、かかる特許文献１に記載の無線送受信装置の要部を概略的に示すブロック構成図であって、９はサーキュレータであり、前出図面に対応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

同図において、かかるＴＤＤ方式の無線送受信装置では、送受信アンテナ４はサーキュレータ９にアンテナ接続点４ａを介して接続されており、これにより、送信系と受信系とが振り分けられる。

即ち、即ち、送信期間では、電力増幅器１で電力増幅された無線周波帯の送信信号Ｔｘが、送信系側の端子Ｔからサーキュレータ９に入力される。サーキュレータ９では、供給された送信信号Ｔｘをそのまま通してアンテナ側の入出力端子Ａから送受信アンテナ４に供給し、この送受信アンテナ４から送信させる。受信期間では、送受信アンテナ４で受信された無線周波帯の受信信号Ｒｘが入出力端子Ａからサーキュレータ９に入力され、受信系側の出力端子Ｒから出力されて直接信系の低雑音増幅器６に供給される。

ここで、送信期間では、ＴＤＤコントロール信号Ｓｃが“Ｈ”（または“Ｌ”）となって、電力増幅器１が動作（オン）状態に、低雑音増幅器６が非動作（オフ）状態に夫々設定され、受信期間では、ＴＤＤコントロール信号Ｓｃが“Ｌ”（または“Ｈ”）となって、逆に電力増幅器１が非動作（オフ）状態に、低雑音増幅器６が動作（オン）状態に夫々設定される。

また、切替スイッチが無線周波帯の送信信号Ｔｘの信号線上にないので、送信信号Ｔｘでの切替スイッチによる歪みも防止することができる。
特開２００７ー８１６４６号公報

ところで、上記の特許文献１に記載のＴＤＤ方式の無線送受信装置では、送信系と受信系との振り分けがサーキュレータで行なわれ、かつ送信系の電力増幅器１と低雑音増幅器６とが送信期間と受信期間とに合わせてオン／オフ制御されるものであるから、送信信号の経路に切替スイッチを設ける必要がなく、このため、切替スイッチによる歪みが生ずることがなく、高送信出力向きであるという利点がある。

ところで、増幅器の電源ラインでは、その増幅器に供給する電源電圧を安定化するために、コンデンサなどの容量性の電気部品が使用されるが（以下、コンデンサとして説明する）、送信信号Ｔｘを高電力に増幅する電力増幅器１では、電源電圧の高電圧となり、これに伴ってコンデンサも静電容量の大きいものが使用される。このように静電容量が大きいコンデンサを使用すると、送・受信期間に応じて電源をオン／オフ制御するときの電源ラインの時定数が大きくなり、電力増幅器１での高速なオン／オフ制御をすることができなくなる。

このため、送信期間が終了しても、電力増幅器１に印加される電源電圧（バイアス）は、電源がオフされたにもかかわらず、上記の時定数に応じて期間（以下、この期間をバイアス延長期間という）減衰するようにして継続することになり、このため、電力増幅器１はこのバイアス延長期間オン状態を継続することになり、このバイアス延長期間電力増幅器１に入力されるノイズが増幅されて電力増幅器１から出力されることになる。このバイアス延長期間は、上記コンデンサの静電容量が大きいほど長くなり、送信期間に続くガード期間を越えて受信期間に達するものとなる。

送信期間終了後のこのバイアス延長期間に電力増幅器１から出力されるノイズはサーキュレータ９に供給されることになるが、このときのノイズは電力増幅器で増幅されて受信信号に対して比較的高い電力となっており、電力増幅器１の電源ラインでのコンデンサの静電容量が大きく、このバイアス延長期間が次の受信期間まで続く場合、このノイズがサーキュレータ９で受信系側に反射されて受信信号Ｒｘに混入すると、この受信信号Ｒｘの品質が劣化してしまうことになる。

このことからすると、電力増幅器１の電源ラインでは、あまり大きな静電容量のコンデンサを装備できないことになるが、これによると、この電力増幅器１のバイアスが不安定になるという問題がある。

本発明の目的は、かかる問題を解消し、送信信号を安定に電力増幅することができて、かつ受信期間での送信系から受信系へのノイズの廻り込みを防止することができるようにしたＴＤＤ方式の無線送受信装置における送信電力廻り込み防止方式を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明は、電力増幅した送信信号をサーキュレータを介して送受信アンテナに供給し、該送受信アンテナで受信された受信信号を該サーキュレータを介して受信系の低雑音増幅器に供給するようにしたＴＤＤ方式の無線送受信装置において、送信期間だけ入力送信信号が供給される方向性結合器と、該方向性結合器の出力に接続された分配器と、該分配器の一方の出力に接続された遅延回路と、該遅延回路の出力に接続された一方の電力増幅器と、前記分配器の他方の出力に接続された可変移相器と、該可変移相器の出力に接続された他方の電力増幅器と、一方の入力には前記一方の電力増幅器の出力が接続され、他方の入力には前記他方の電力増幅器が接続され、出力には前記サーキュレータの送信系側入力が接続された合成器と、前記方向性結合器により分離された前記入力送信信号の一部が入力される送信レベル検出器及びバイアス制御部とを備え、前記送信レベル検出器は、前記入力送信信号のレベルにより前記送信期間を検出し、当該送信期間においてはレベル“１”となり、それ以外の期間ではレベル“０”となる位相シフト制御信号を前記可変移相器に供給し、前記可変移相器は、前記レベル“１”の位相シフト制御信号が入力されたときは位相量を０°とし、前記レベル“０”の位相シフト制御信号が入力されたときは、前記レベル“１”の位相シフト制御信号が入力されたときに対して１８０°の位相差が与えられるように位相量を設定し、前記遅延回路は、前記可変移相器に前記レベル“１”の位相シフト制御信号が入力されたときの位相シフト量に等しい遅延量に設定され、前記バイアス制御部は、前記入力送信信号のレベルにより前記送信期間を検出し、当該送信期間の終了時点からの時間計測により、当該送信期間の次の送信期間の開始時点になる前の時点でオンになり、当該次の送信期間の終了時点でオフになるバイアス制御信号を発生して前記一方の電力増幅器と前記他方の電力増幅器の双方に供給し、前記一方の電力増幅器と前記他方の電力増幅器は、前記バイアス制御信号がオンのとき増幅動作状態に設定され、前記バイアス制御信号がオフのときは非増幅動作状態に設定されるようにしたことを特徴とする。

従って、本発明は、前記送信期間では、前記一方と他方の電力増幅器を動作状態にするためにバイアス制御し、前記送信期間以外の期間では、前記一方と他方の電力増幅器を非動作状態にするためにバイアス制御するものである。

本発明によると、大電力送信のために、電力増幅手段の電源ラインに大きい静電容量の電気部品を使用しても、送信期間以外の期間では、増幅されたノイズが相殺されてサーキュレータでのノイズの受信系側への廻り込みをなくすことができ、受信期間での受信信号の品質低下を防止することができるし、電力増幅手段の電源ラインに大きい静電容量の電気部品を使用することができることから、送信期間での送信信号を安定して電力増幅することができる。

また、本発明によると、送信期間に上記の電力増幅手段を動作状態になるように制御するものであるから、サーキュレータでの送信系側からのノイズの受信系側への廻り込みをなくしながら、消費電力の低減を実現できる。

以下、本発明の実施形態を図面により説明する。

図１は本発明によるＴＤＤ方式の無線送受信装置における送信電力廻り込み防止方式の第１の実施形態の要部を示すブロック構成図であって、１ａ，１ｂは電力増幅器（ＰＡ）、１０は入力端子、１１は方向性結合器、１２はプリアンプ、１３は分配器、１４は遅延回路、１５は可変移相器、１６は合成器、１７は検波器、１８は比較器であり、前出図面に対応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

図２はＴＤＤ方式のタイミングと図１における要部の信号波形とを示す図である。

図２（ａ）に示すように、ＴＤＤ方式では、送信期間と受信期間とが所定のデータ長ずつ交互に設定され、また、送信期間と受信期間との間にμｓｅｃオーダーの非常に短いガード期間が設けられている。

図１において、送信期間では、図２（ｂ）に示すように、入力端子１０から送信信号Ｔｘが入力され、ガード期間及び受信期間では、入力端子１０から送信信号Ｔｘが入力されない。

入力端子１０から入力された送信信号Ｔｘは、方向性結合器１１を介して常時動作状態にあるプリアンプ１２に供給され、そこで増幅されて分配器１３に供給される。この分配器１３は、例えば、３ｄＢカプラからなるものであって、同振幅で位相が９０゜異なる２つの送信信号Ｔｘ₁，Ｔｘ₂に分配する（以下、これらを分配送信信号という）。一方の分配送信信号Ｔｘ₁は、遅延回路１４で所定の遅延量遅延された後、常時電源電圧が印加（バイアス）されて動作状態にある電力増幅器１ａで電力増幅されて合成器１６に供給され、他方の分配送信信号Ｔｘ₂は、分配送信信号Ｔｘ₁に対して９０゜位相シフトされているものであって、可変移相器１５で位相シフトされた後、常時バイアスされて動作状態にある電力増幅器１ｂで電力増幅されて合成器１６に供給される。この合成器１６は、例えば、３ｄＢカプラからなるものであって、これら分配送信信号Ｔｘ₁，Ｔｘ₂を合成する。合成器１６でこれら分配送信信号Ｔｘ₁，Ｔｘ₂が合成されて得られた送信信号Ｔｘは、送信系側の入力端子Ｔからサーキュレータ９を通り、ＢＰＦ８で帯域制限されて送受信アンテナ４から送信される。

また、受信期間（図２（ａ)）では、送受信アンテナ４で受信された受信信号Ｒｘが、ＢＰＦ８を介してサーキュレータ９に入力され、受信系側の出力端子Ｒから出力されて低雑音増幅器６に供給される。

ここで、送信期間では、方向性結合器１１で送信信号Ｔｘの一部が分離される。この送信信号Ｔｘからの分離信号は送信レベル検出器１７に供給されてそのレベルが検出され、その検出結果が送信レベル検出電圧Ｖ_Tとして出力される。この送信レベル検出電圧Ｖ_Tは比較器１８に供給され、図２（ｂ）に示すように、所定の閾値Ｌ_Tと比較されて、送信信号Ｔｘの期間、従って、送信期間でレベル“１”となり、それ以外の期間でレベル“０”となる位相シフト制御信号φ（図２（ｃ)）が生成される。

可変移相器１５は、この位相シフト制御信号φによって分配送信信号Ｔｘ２の位相が制御されるが、位相シフト制御信号φがレベル“１”の送信期間では位相シフト量を０°とする０シフト状態に設定され、位相シフト制御信号φがレベル“０”の送信期間以外の期間では、０シフト状態に対して分配送信信号Ｔｘ２を１８０°位相シフトする１８０°シフト状態に設定される。これにより送信期間では、分配送信信号Ｔｘ２が０°シフト状態の可変移相器１５で０°位相シフトされ、送信期間以外の期間では、分配送信信号Ｔｘ２と同様の周波数帯域の信号(ここでは、ノイズ)が可変移相器１５で０°シフト状態のときよりも１８０°位相シフトされることになる。

一方、遅延回路１４は、可変移相器１５と等しい損失量を有し、かつ０゜シフト状態にある可変移相器１５の位相シフト量に等しい遅延量を有する。

このように、遅延回路１４と可変移相器１５とは、これらから出力される信号の位相関係を送信期間とそれ以外の期間とに応じて調整する位相調整手段を形成している。

これにより、送信期間では、遅延回路１４から出力される分配送信信号Ｔｘ１と可変移相器１５から出力される分配送信信号Ｔｘ２とは、合成器１６による合成時において同位相、相振幅であり、送信期間以外の期間では、合成器１６による合成時において同振幅で位相が１８０°異なる信号(これは、分配送信信号Ｔｘ２の周波数帯域内でのノイズ)が出力されることになる。

なお、分配器１３と電力増幅器１ａ，１ｂと合成器１６とは並列増幅器を構成するものであり、この第１の実施形態は、かかる並列増幅器に可変移相器１５と遅延回路１４とを設けたものである。

電力増幅器１ａ，１ｂは常時バイアスされた状態にあるため、送信期間以外の期間では、電力増幅器１ａ，１ｂに入力されたノイズが増幅されて出力される。かかるノイズが送信信号Ｔｘの周波数帯域外のものであるときには、ＢＰＦ８によって除去することができるし、また、これがサーキュレータ９で反射されて受信側に廻り込んでも、受信系に設けられているフィルタ（図示せず）で除去することができる。

また、送信期間以外の期間に電力増幅器１ａ、１ｂに入力されるノイズが送信信号Ｔｘの周波数帯域内のものであるときは、電力増幅器１ａから出力されるノイズと電力増幅器１ｂから出力されるノイズとは、合成器１６の出力において同振幅で互いに逆位相の関係にあるから、合成器１６によって互いにキャンセルし合って除去されることになる。

このようにして、電力増幅器１ａ，１ｂが常時動作状態にあっても、送信期間以外の期間において、サーキュレータ９での送信系側から受信側へのノイズの廻り込みを防止することができて、受信信号を高品質に維持することができるし、また、電力増幅器１ａ，１ｂが常時動作状態に保持されることにより、電力増幅器１ａ，１ｂの電源ラインに大容量のコンデンサを使用してバイアスの安定化を図ることもでき、大電力の安定した送信信号を送信することが可能となる。

図３は本発明によるＴＤＤ方式の無線送受信装置における送信電力廻り込み防止方式の第２の実施形態の要部を示すブロック構成図であって、１９はバイアス制御部であり、図１に対応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

図４はＴＤＤ方式のタイミングと図３における要部の信号波形とを示す図であって、図２に対応する信号には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

図３において、この第２の実施形態は、図１に示した第１の実施形態に対し、プリアンプ１２と電力増幅器１ａ，１ｂを動作状態と非動作状態との状態切り替えを可能とし、かつこのための手段として、バイアス制御部１９を設けたものである。これ以外の構成部分については、その動作も含めて、図１に示す第１の実施形態と同様であるので、特に必要でない限り、説明を省略する。

送信期間（図４（ａ））では、送信信号Ｔｘからの分離信号は送信レベル検出器１７からの送信信号Ｔｘの分離信号の送信レベル検出電圧Ｖ_Tは、比較器１８に供給されるとともに、バイアス制御部１９にも供給される。

比較器１８では、第１の実施形態と同様、位相シフト制御信号φ（図４（ｃ)）が生成されるとともに、送信期間にレベル“１”となり、それ以外の期間レベル“０”となるオン・オフ制御信号Ｓ₁（図４（ｄ)）とが生成される。

プリアンプ１２は、その状態がオン・オフ制御信号Ｓ₁に応じて制御されるものであって、オン・オフ制御信号Ｓ₁がレベル“１”のとき（送信期間であるとき）、送信信号Ｔｘを増幅する動作状態に設定され、オン・オフ制御信号Ｓ₁がレベル“０”のとき（送信期間以外の期間であるとき）、増幅動作をしない非動作状態に設定される。

また、バイアス制御部１９では、送信レベル検出器１７からの送信レベル検出電圧Ｖ_Tから電力増幅器１ａ，１ｂのバイアス制御信号Ｓ₂が生成される。このバイアス制御信号Ｓ₂は、図４（ｅ）に示すように、送信期間の開始時点よりも所定時間Ｔ₁だけ早めに電力増幅器１ａ，１ｂのバイアスをオンし、送信期間の終了時点で電力増幅器１ａ，１ｂのバイアスをオフにするものである。

ここで、図示しないが、電力増幅器１ａ，１ｂの電源ラインには、これらに印加される電源電圧を安定化するために、静電容量が大きいコンデンサが用いられているが、このため、先に説明したように、電力増幅器１ａ，１ｂのオン，オフの時定数が大きくなり、バイアスの立上り，立ち下がり特性が緩やかなものとなる。

そこで、かかる特性を見越してバイアス制御信号Ｓ₂の立上り時点を送信期間の開始時点よりも所定時間Ｔ₁だけ早めにするものであって、これにより、図４（ｆ）に示すように、電力増幅器１ａ，１ｂのバイアスは送信期間の開始時点よりも時間Ｔ₁だけ早めに立ち上がり始めて、送信期間の開始時点では、電力増幅器１ａ，１ｂのバイアスが安定した状態となるようにする。

なお、かかる時間Ｔ₁のバイアス延長期間の開始時点、即ち、バイアス制御信号Ｓ２の立ち上がり時点は、例えば、バイアス制御部１９が送信レベル検出電圧Ｖ_Tから送信信号Ｔｘの終端（即ち、送信期間の終了時点）を検出しており、この検出された終了時点から次の送信期間の開始時点よりも時間Ｔ₁だけ早めの時点となるまでを、この終了時点からクロックをカウントするなどして、時間計測することにより、求めることができる。

また、バイアス制御信号Ｓ₂の立ち下がり時点は送信期間の終了時点と一致するようにしており、このため、電源ラインのコンデンサによる時定数回路の作用により、電力増幅器１ａ，１ｂのバイアスは送信期間の終了時点から緩やかに減少していき、受信期間の開始部分を含む期間Ｔ₂電力増幅器１ａ，１ｂがバイアスされた状態を継続する。

このように、送信期間の前後の受信期間にも達する期間（即ち、バイアス延長期間）でも、電力増幅器１ａ，１ｂはバイアスされた状態にあるため、このバイアス延長期間では、電力増幅器１ａ，１ｂに入力されたノイズが増幅されて出力される。

しかし、この第２の実施形態においても、かかるノイズが送信信号Ｔｘの周波数帯域外のものであるときには、ＢＰＦ８によって除去することができるし、また、これがサーキュレータ９で反射されて受信側に廻り込んでも、受信系に設けられているフィルタ（図示せず）で除去することができる。

また、バイアス延長期間に電力増幅器１ａ，１ｂに入力されるノイズが送信信号Ｔｘの周波数帯域内のものであるときには、電力増幅器１ａから出力されるノイズと電力増幅器１ｂから出力されるノイズとは、同振幅で互いに逆位相の関係にあるから、合成器１６によって互いにキャンセルし合って除去されることになる。

このようにして、この第２の実施形態においても、上記第１の実施形態と同様、送信期間以外の期間に電力増幅器１ａ，１ｂに入力されるノイズを送信系で取り除き、受信期間において、サーキュレータ９でのそのノイズの受信系への廻り込みをなくして、受信信号の品質劣化を防止することができ、また、これら電力増幅器１ａ，１ｂの電源ラインに大容量のコンデンサを用いて、大電力増幅であっても、これらに印加される電源電圧を安定化して、安定した送信が可能となるが、さらに、これら電力増幅器１ａ，１ｂを送信期間で動作状態とし、送信期間以外の期間では、非動作状態にするものであるから、消費電力の低減も実現できる。

図５は図３に示す第２の実施形態での位相シフト制御信号φやオン・オフ制御信号Ｓ₁，バイアス制御信号Ｓ₂の生成手段の他の具体例を示すブロック構成図であって、２０はＡＤＣ(Analog-to-Digital Converter：アナログ／デジタル変換器）、２１はＭＰＵ(MicroProcessing Unit：マイクロプロセッシングユニット）、２２はメモリ、２３はカウンタ、２４はクロック発生器であり、前出図面に対応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

図３では、位相シフト制御信号φやオン・オフ制御信号Ｓ₁，バイアス制御信号Ｓ₂を生成する専用の比較器１８やバイアス制御部１９を用いたものであるが、図５に示す具体例では、無線送受信装置に設けられているＭＰＵを用いてこれらの制御信号を生成するものである。

図５において、送信レベル検出器１７から出力される送信信号Ｔｘのレベルを表わす送信レベル検出電圧Ｖ_Tは、ＡＤＣ２０でデジタルデータに変換された後、ＭＰＵ２１に供給される。ＭＰＵ２１は、この送信レベル検出電圧Ｖ_Tをもとに、位相シフト制御信号φやオン・オフ制御信号Ｓ₁，バイアス制御信号Ｓ₂を生成して出力する。

メモリ２２には、位相シフト制御信号φやオン・オフ制御信号Ｓ₁を生成するための閾値Ｌ_T（図４），バイアス制御信号Ｓ₂を生成するための各種閾値（送信信号Ｔｘの終了時点を検出するための閾値やバイアス制御信号Ｓ₂の開始時点を決めるための時間の閾値）などが格納されており、ＭＰＵ２１がこれら閾値を用いて演算処理することにより、上記の位相シフト制御信号φやオン・オフ制御信号Ｓ₁，バイアス制御信号Ｓ₂が生成される。

カウンタ２３とクロック発生器２４とは、図４（ｅ）に示すバイアス制御信号Ｓ₂の立ち上がりタイミングを決定するのに用いるものであって、ＭＰＵ２１は、送信レベル検出電圧Ｖ_Tから送信信号Ｔｘの終了時点（送信期間の終了時点）を検出すると、このタイミングをバイアス制御信号Ｓ２の立ち下がり時点とするとともに、カウンタ２３にカウント開始の指令を送る。これにより、カウンタ２３はクロック発生器２４からのクロックＣＫのカウントを値０から開始し、その順次のカウント値をＭＰＵ２１に送る。ＭＰＵ２１は、このカウント値を常時監視し、このカウント値がバイアス制御信号Ｓ₂を立ち上がらせる時点（即ち、図４（ｅ）に示す次の送信期間の開始時点よりも時間Ｔ₁だけ進んだ時点）に該当する値となったことを検出すると、バイアス制御信号Ｓ₂を立ち上げるとともに、カウンタ２３の動作を停止させる。

なお、メモリ２６には、上記の各閾値が異なる値で設定されたテーブルや温度に応じた値のデータブルが格納されており、操作者の操作に応じて閾値を適宜変更することができるし、また、ＭＰＵ２１は、図示しない温度センサによる装置内の検出温度に応じて閾値を補正することができる。

このようにして、ＭＰＵ２１を用いて位相シフト制御信号φやオン・オフ制御信号Ｓ₁，バイアス制御信号Ｓ₂を生成することができ、これらのための専用の回路を用いる必要がない。

なお、図１に示す第１の実施形態においても、図５に示す構成でもって位相シフト制御信号φすることができるが、この場合には、カウンタ２３やクロック発生器２４を用いる必要がない。

本発明によるＴＤＤ方式の無線送受信装置における送信電力廻り込み防止方式の第１の実施形態の要部を示すブロック構成図である。ＴＤＤ方式のタイミングと図１における要部の信号波形とを示す図である。本発明によるＴＤＤ方式の無線送受信装置における送信電力廻り込み防止方式の第２の実施形態の要部を示すブロック構成図である。ＴＤＤ方式のタイミングと図３における要部の信号波形とを示す図である。図３に示す第２の実施形態での位相シフト制御信号φやオン・オフ制御信号Ｓ₁，バイアス制御信号Ｓ₂の生成手段の他の具体例を示すブロック構成図である。ＦＤＤ方式の無線送受信装置の要部を概略的に示すブロック構成図である。ＴＤＤ方式の無線送受信装置の要部を概略的に示すブロック構成図である。かかる特許文献１に記載のＴＤＤ方式の無線送受信装置の要部を概略的に示すブロック構成図である。

符号の説明

１ａ，１ｂ電力増幅器
４送受信アンテナ
６低雑音増幅器
８ＢＰＦ
９サーキュレータ
１０入力端子
１１方向性結合器
１２プリアンプ
１３分配器
１４遅延回路
１５可変移相器
１６合成器
１７検波器
１８比較器
１９バイアス制御部
２０ＡＤＣ
２１ＭＰＵ
２２メモリ
２３カウンタ
２４クロック発生器

Claims

電力増幅した送信信号をサーキュレータを介して送受信アンテナに供給し、該送受信アンテナで受信された受信信号を該サーキュレータを介して受信系の低雑音増幅器に供給するようにしたＴＤＤ方式の無線送受信装置において、
送信期間だけ入力送信信号が供給される方向性結合器と、
該方向性結合器の出力に接続された分配器と、
該分配器の一方の出力に接続された遅延回路と、
該遅延回路の出力に接続された一方の電力増幅器と、
前記分配器の他方の出力に接続された可変移相器と、
該可変移相器の出力に接続された他方の電力増幅器と、
一方の入力には前記一方の電力増幅器の出力が接続され、他方の入力には前記他方の電力増幅器が接続され、出力には前記サーキュレータの送信系側入力が接続された合成器と、
前記方向性結合器により分離された前記入力送信信号の一部が入力される送信レベル検出器及びバイアス制御部と
を備え、
前記送信レベル検出器は、前記入力送信信号のレベルにより前記送信期間を検出し、当該送信期間においてはレベル“１”となり、それ以外の期間ではレベル“０”となる位相シフト制御信号を前記可変移相器に供給し、
前記可変移相器は、前記レベル“１”の位相シフト制御信号が入力されたときは位相量を０°とし、前記レベル“０”の位相シフト制御信号が入力されたときは、前記レベル“１”の位相シフト制御信号が入力されたときに対して１８０°の位相差が与えられるように位相量を設定し、
前記遅延回路は、前記可変移相器に前記レベル“１”の位相シフト制御信号が入力されたときの位相シフト量に等しい遅延量に設定され、
前記バイアス制御部は、前記入力送信信号のレベルにより前記送信期間を検出し、当該送信期間の終了時点からの時間計測により、当該送信期間の次の送信期間の開始時点になる前の時点でオンになり、当該次の送信期間の終了時点でオフになるバイアス制御信号を発生して前記一方の電力増幅器と前記他方の電力増幅器の双方に供給し、
前記一方の電力増幅器と前記他方の電力増幅器は、前記バイアス制御信号がオンのとき増幅動作状態に設定され、前記バイアス制御信号がオフのときは非増幅動作状態に設定されることを特徴とするＴＤＤ方式の無線送受信装置における送信電力廻り込み防止方式。