JP5007587B2

JP5007587B2 - 誤差増幅器の起動回路および該回路を有するｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP5007587B2
Application number: JP2007073134A
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Inventors: 耕平山田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
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Publication date: 2012-08-22
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Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源を所定の時比率で制御するための時比率信号を出力するコンパレータの一入力となる、誤差増幅器出力電圧を制御する誤差増幅器の起動回路に関するものである。

図６は、誤差増幅器としてオペアンプを使用した場合の従来の典型的なＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。図６においてＤＣ−ＤＣコンバータは、その出力段に設けられているスイッチング手段Ｍ１(１４)を所定の時比率でオン／オフして、リアクトルＬ１６におけるエネルギーの蓄積と放出を制御し、出力コンデンサＣout１７から所用の直流出力Ｖout３４を得るものである。誤差増幅器２０は、オペアンプＯＰ２３、位相調整用容量Ｃ１(２４)、位相調整用抵抗Ｒ３(２５)、入力抵抗Ｒ０(２１)を備え、オペアンプＯＰ２３の非反転入力は基準電圧VREF２２に接続され、またオペアンプＯＰ２３の反転入力は上記位相調整用抵抗Ｒ３(２５)の一端と入力抵抗Ｒ０(２１)の一端に接続されて構成される。なお、上記位相調整用抵抗Ｒ３(２５)の他端は上記位相調整用容量Ｃ１(２４)に接続され、上記入力抵抗Ｒ０(２１)の他端は電圧分割抵抗Ｒ１(３５)と電圧分割抵抗Ｒ２(３６)の分割点に接続されている。そして誤差増幅器２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout３４を電圧分割抵抗Ｒ１(３５)，Ｒ２(３６)により分割して得た入力電圧Ｖo３７と基準電圧VREF２２の誤差を増幅する。誤差増幅器２０の出力電圧VE２６は、コンパレータ(比較器)１１によって発振回路１０の出力である発振信号(三角波信号)と比較され、時比率信号１２に変換される。時比率信号１２はドライバＤＲ１３に印加され、ドライバＤＲ１３の出力はＤＣ−ＤＣコンバータの出力段に設けられたスイッチング手段Ｍ１(１４)のゲートに印加され、所定の時比率でスイッチング手段Ｍ１(１４)をオン／オフする。スイッチング手段Ｍ１(１４)がオンした場合には、スイッチング電源の入力電圧ＰＶＤＤ１５から供給される電流がリアクトルＬ(１６)、出力コンデンサＣout１７に流れる。そのため出力コンデンサＣout１７には所定の電荷が蓄積され、これが直流出力Ｖout３４となって負荷回路(図示せず)に供給されるとともに分割抵抗Ｒ１(３５)と分割抵抗Ｒ２(３６)を経てグランドに流れる。

このように従来の典型的なＤＣ−ＤＣコンバータには誤差増幅器２０が配置されており、誤差増幅器２０の入力電圧Ｖo３７が基準電圧VREF２２より低い場合には、誤差増幅器２０の出力電圧VE２６が上昇して時比率を増加させるように制御することによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout３４を上昇させる。逆に、誤差増幅器２０の入力電圧Ｖo３７が基準電圧VREF２２より高い場合には、誤差増幅器２０の出力電圧VE２６が下降して時比率を減少させるように制御することによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout３４を下降させる。こうしてＤＣ−ＤＣコンバータの出力段から安定化した直流出力電圧Ｖout３４を得るようにしている。

図７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ中のコンパレータ(比較器)へ三角波を供給する発振回路の構成例を示す図である。図７における発振回路は三角波を生成し、生成した三角波を図６のコンパレータ(比較器)１１の反転入力端子に入力する。図７において、三角波としてタイミング容量ＣＴ５の両端電圧を出力する端子であるＶｏｓｃ６の電圧は、コンパレータＣＭＰ１(７)，ＣＭＰ２(８)によりそれぞれ所定電圧ＶＨ，ＶＬと比較され、Ｖｏｓｃ６の電圧＞ＶＨとなるとフリップフロップＦＦ(９)がセットされてＦＦ９の出力ＱがＨレベルとなり、タイミング容量ＣＴ５の電荷を定電流源２による定電流ｉ２で放電してＶｏｓｃ６の電圧を直線的に下げる。一方、Ｖｏｓｃ６の電圧＜ＶＬとなるとフリップフロップＦＦ(９)がリセットされてＦＦ(９)の出力ＱがＬレベルとなり、タイミング容量ＣＴ５
を定電流源１による定電流ｉ１で充電してＶｏｓｃ６の電圧を直線的に上昇させる。これにより図７に示す発振回路は、制御範囲が所定電圧ＶＨ，ＶＬの間に設定された三角波を生成する。

図８は、誤差増幅器としてＧｍ(トランスコンダクタンス)アンプを使用した場合の従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。図８のＤＣ−ＤＣコンバータは、図６のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるオペアンプを使用する誤差増幅器２０に代えてＧｍアンプを使用する誤差増幅器２０’により構成したもので、その基本的な動作は図６に示した回路と同じであるためその説明を省略することにする。なお、図８において誤差増幅器２０’は、Ｇｍアンプ２３’、位相調整用容量Ｃ１(２４’)、位相調整用抵抗Ｒ３(２５’)を備え、Ｇｍアンプ２３’の非反転入力は基準電圧VREF２２に接続され、またＧｍアンプ２３’の反転入力は電圧分割抵抗Ｒ１(３５)と電圧分割抵抗Ｒ２(３６)の分割点に接続されて構成される。また位相調整用抵抗Ｒ３(２５’)の一端はＧｍアンプ２３’の出力端に接続され、他端は位相調整用容量Ｃ１(２４’)に接続され、位相調整用容量Ｃ１(２４’)の一端は位相調整用抵抗Ｒ３(２５’)に接続され、他端はグランドに接続されている。そして誤差増幅器２０’は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout３４を電圧分割抵抗Ｒ１(３５)，Ｒ２(３６)により分割して得た入力電圧Ｖo３７と基準電圧VREF２２の誤差を増幅する。

なお、図６に示すようなオペアンプを用いた誤差増幅器においては、オペアンプ（ＯＰ２）の出力と反転入力の間に接続された位相調整用容量（Ｃ１(２４)）および位相調整用抵抗（Ｒ３(２５)）の直列回路が、誤差増幅器（２０）の位相調整回路もしくは位相調整経路を構成する。また、図８に示すようなＧｍアンプ用いた誤差増幅器においては、Ｇｍアンプ（２３’）の出力とグランドの間に接続された位相調整用容量（Ｃ１(２４’)）および位相調整用抵抗（Ｒ３’(２５’)）の直列回路が、誤差増幅器（２０’）の位相調整回路もしくは位相調整経路を構成する（以下同様）。

従来技術にかかるＧｍアンプを使用した誤差増幅器の例が特許文献１に開示されており、該特許文献１においては、出力電圧が目標電圧より所定値（該文献１の実施例では±５％）以上離れていると、誤差増幅器の位相補償回路を構成するコンデンサの電圧を固定するとともに位相補償回路を構成する抵抗の値を大きくして強制的に誤差信号を大きくすることにより、応答を早める電源回路に用いている。
特開２００６−２０４０２２号公報

ところでＤＣ−ＤＣコンバータの起動時を考えた場合、ソフトスタート機能を持たせて徐々にオン時比率を上げていき、間違っても起動時にスイッチング素子などに過大な電流が流れないよう設計するのが普通である。しかし、上記特許文献１では電源をオンした直後に誤差信号が最大となるため、スイッチング電源の時比率も最大となり、スイッチング素子などに過大な電流が流れてしまうという問題がある。

また上述した図６に示したＤＣ−ＤＣコンバータ起動時に、時比率の高い状態から動作を開始して出力電圧がオーバーシュートするのを防ぐためには、初期状態の誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の下限値ＶＬを下回るように設計する必要がある。図６において単純に初期状態の誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の下限値ＶＬを下回るように設計した場合には、誤差増幅器の出力電圧が緩やかに上昇して制御範囲ＶＬを超えるまで、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段スイッチ(通常MOSFETで構成されている)は動作を開始しないので、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動が遅くなる(図３(ａ)参照)という課題が生じる。

そこで本発明は、上記した課題を解決するため、停止時に初期状態の誤差増幅器の出力電圧がコンパレータ入力への発振信号振幅の下限値を下回るように設計した誤差増幅器にあって、起動時には急速に誤差増幅器の出力電圧を上げて動作状態に至らしめることができる誤差増幅器の起動回路を提供することを目的とする。

本発明は、誤差増幅器に接続される位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗を含んで構成される場合に、該誤差増幅器の位相調整経路とは別の経路で、前記誤差増幅器の位相調整用容量を充電する充電回路と、該充電回路の動作中に前記位相調整用抵抗を短絡する短絡回路とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段スイッチが動作を開始するまでの間、前記充電回路と前記短絡回路とを動作させることで、誤差増幅器の位相調整用容量を急速充電するとともに、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分による影響で、位相調整用容量の充電が不十分なうちに充電が停止しないように、位相調整用抵抗の両端を短絡して位相調整用容量を充分に充電するようにしている。

本発明によれば、誤差増幅器の出力電圧を所定の範囲まで高速で持ち上げることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動の高速化を図ることが可能になる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
［実施形態１］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路の原理的構成を示す回路ブロック図である。図１において本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路は、オペアンプの仮想短絡を利用した誤差増幅器に対し、起動時、該誤差増幅器の位相調整経路とは別の充電経路で誤差増幅器の位相調整用容量を充電する回路を設けて、誤差増幅器の位相調整用容量を急速充電するよう構成したものである。また誤差増幅器の位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗がある場合には、起動時、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分による影響で、位相調整用容量の充電が不十分なうちに充電が停止しないように、位相調整用抵抗の両端を短絡する回路を設けて、位相調整用抵抗の両端を短絡するようにしている。

すなわち図１において充電経路を形成するため、充電回路３１、短絡回路３２、放電回路３３を設けている。充電回路３１はスイッチＳ１(２７)および定電流源である電流引き込み手段ＩＯ(２８)により構成され、短絡回路３２は位相調整用抵抗Ｒ３(２５)を短絡するスイッチＳ２(２９)により構成され、放電回路３３は位相調整用容量Ｃ１(２４)に蓄えられた電荷を放電するためにスイッチＳ３(３０)を設けて構成される。また誤差増幅器の位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗がある場合には、起動時、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分による影響で、位相調整用容量の充電が不十分なうちに充電が停止(図３(ｂ)参照：図３については、後述の実施形態２にて詳述する)しないように、位相調整用抵抗の両端を短絡する回路を設けて、位相調整用抵抗の両端を短絡して位相調整用容量を充分に充電することが望ましい(図３(ｃ)参照)。

図１に示した本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路のスイッチ制御の概略について説明すると、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動前すなわち停止時には、スイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)、スイッチＳ３(３０)を制御するスイッチ制御回路(図４参照)によりスイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)、スイッチＳ３(３０)を同時に閉じ、位相調整用容量Ｃ１(２４)に蓄積された電荷を放電して初期状態に置く。スイッチＳ２(２９)とスイッチＳ３(３０)を同時に閉じた状態では、誤差増幅器がボルテージフォロワの構成となるので、誤差増幅器の出力は基準電圧VREF（三角波振幅の下限値ＶＬより小さい）と等しくなる。なお、起動前の停止時に作動する誤差増幅器の初期化回路としては
、位相調整用容量Ｃ１(２４)の電荷を放電するスイッチＳ３(３０)があればよく、位相調整用抵抗の両端を短絡するスイッチＳ２(２９)は必ずしも必要ではない。当該スイッチＳ２(２９)は、起動時に重要な機能を果たす。

次にＤＣ−ＤＣコンバータの起動時には、上記スイッチ制御回路はスイッチＳ３(３０)のみ開き、スイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)を閉じておくよう制御するため、短絡回路(３２)を介して充電回路(３１)により、位相調整用容量Ｃ１(２４)が急速充電される(図３(ｃ)参照)。そして図１に示す誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の制御範囲に達して、図４に示すコンパレータ１１の出力部から時比率信号１２が出力されると、上記スイッチ制御回路はスイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)を開放し、通常状態となる。なお各スイッチは、MOSFET(図示省略)などで構成することができる。
［実施形態２］
図２は、本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路の原理的構成を示す回路ブロック図である。図２において本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路は、Ｇｍ(トランスコンダクタンス)アンプを利用した誤差増幅器に対し、起動時に該誤差増幅器の位相調整経路とは別の充電経路で誤差増幅器の位相調整用容量を充電する回路を設けて、誤差増幅器の位相調整用容量を急速充電するよう構成したものである。また誤差増幅器の位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗がある場合には、起動時、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分で、位相調整用容量の充電が不十分なうちに充電が停止しないように、位相調整用抵抗の両端を短絡する回路を設けて、位相調整用抵抗の両端を短絡するようにしている。

すなわち図２において充電経路を形成するため、充電回路３１’、短絡回路３２’、放電回路３３’を設けている。充電回路３１’はスイッチＳ１(２７’)および定電流源である電流供給手段ＩＯ(２８’)により構成され、短絡回路３２’は位相調整用抵抗Ｒ３(２５’)を短絡するスイッチＳ２(２９’)により構成され、放電回路３３’は位相調整用容量Ｃ１(２４’)に蓄えられた電荷を放電するためにスイッチＳ３(３０’)を設けて構成される。また誤差増幅器の位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗がある場合には、起動時、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分による影響で、位相調整用容量の充電が不十分なうちに充電が停止(図３(ｂ)参照)しないように、位相調整用抵抗の両端を短絡して位相調整用容量を充分に充電することが望ましい(図３(ｃ)参照)。

図２に示した本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路のスイッチ制御の概略について説明すると、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動前すなわち停止時には、スイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)、スイッチＳ３(３０’)を制御するスイッチ制御回路(図５参照)によりスイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)、スイッチＳ３(３０’)を同時に閉じ、位相調整用容量Ｃ１(２４’)に蓄積された電荷をグランドに放電して初期状態に置く。次にＤＣ−ＤＣコンバータの起動時には、上記スイッチ制御回路はスイッチＳ３(３０’)のみ開き、スイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)を閉じておくよう制御するため、短絡回路(３２’)を介して充電回路(３１’)により、位相調整用容量Ｃ１(２４’)が急速充電される(図３(ｃ)参照)。そして図２に示す誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の制御範囲に達して、図５に示すコンパレータ１１の出力部から時比率信号１２が出力されると、上記スイッチ制御回路はスイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)を開放し、通常状態となる。なお各スイッチは、MOSFET(図示省略)などで構成することができる。

図３（ａ）ないし図３（ｃ）は、本発明の実施形態に係る誤差増幅器の起動時波形を示す比較図である。そして図３（ａ）は、充電回路なしの場合であり、図６に示した従来の典型的なＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、単純に初期状態の誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の下限値ＶＬを下回るように設計した場合には、誤差増幅器の出力電圧が緩やかに
上昇して制御範囲ＶＬを超えるまでＤＣ−ＤＣコンバータの出力段スイッチは動作を開始しないため、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動が遅くなる様子を示している。図３（ｂ）は、短絡回路を設けず（もしくは動作させず）、充電回路のみを適用した場合であり、既に説明したように誤差増幅器の位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗がある場合に、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分(図３(ｂ)に示した”drop”参照)による影響で、位相調整用容量の充電が不十分なうちに充電が停止し、図３(ａ)に示したのと同じ傾斜で再び充電を開始するため図３(ａ)と同様にＤＣ−ＤＣコンバータの起動が遅くなる様子を示している。すなわち、充電中は、（誤差増幅器出力電圧の初期値）＋（充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分drop）＋（位相調整用容量の充電電圧）が誤差増幅器の出力電圧となるが、この値が三角波振幅の下限値ＶＬを越えてスイッチＳ２が開放されると第２項の電圧降下分dropがなくなるので、その分誤差増幅器の出力電圧が低下してしまう。これにより、誤差増幅器の出力電圧が上述した充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分により下限値ＶＬを下回り、この電圧降下分を図３（ａ）と同様に充電する時間がさらに必要になるのでＤＣ−ＤＣコンバータの起動が遅くなる。図３（ｃ）は、充電回路と短絡回路を組み合わせた場合であり、充電電流と位相調整用抵抗による電圧降下分による影響を考慮しなくてよいため位相調整用容量の充電を十分に行うことができることから、誤差増幅器の出力電圧が三角波振幅の下限値ＶＬを越える状態を速やかに実現でき、ＤＣ−ＤＣコンバータの高速起動を保障できる。
［適用例］
図４は、本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路をＤＣ−ＤＣコンバータに応用した例を示す構成ブロック図である。図４のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上述した本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路は、充電経路を形成するため、充電回路３１、短絡回路３２、放電回路３３を設けている。充電回路３１はスイッチＳ１(２７)および定電流源である電流引き込み手段ＩＯ(２８)により構成され、短絡回路３２は位相調整用抵抗Ｒ３(２５)を短絡するスイッチＳ２(２９)により構成され、放電回路３３は位相調整用容量Ｃ１(２４)に蓄えられた電荷を放電するためにスイッチＳ３(３０)を設けて構成される。また図４のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、上記スイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)、スイッチＳ３(３０)の開閉を制御するスイッチ制御回路４０を備えている。スイッチ制御回路４０は、２つのナンド（ＮＡＮＤ）回路４３，４５と、インバータ４７とで構成される。ナンド回路４３の第１の入力は、コンパレータ１１の出力信号、すなわち時比率信号１２をインバータ４１により反転した信号であり、第２の入力はナンド回路４５の出力信号４６である。またナンド回路４５の第１の入力は、起動/停止信号であり、第２入力はナンド回路４３の出力信号４４であり、ナンド回路４５の出力は、充電回路３１に設けられたスイッチＳ１(２７)、および短絡回路３２に設けられたスイッチＳ２(２９)の開閉に利用される。またインバータ４７の入力は、起動/停止信号であり、その出力信号は、放電回路３３に設けられたスイッチＳ３(３０)の開閉に利用される。また、２つのナンド回路４３，４５はフリップフロップを構成している。

図４のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ制御回路４０および誤差増幅器の起動回路の動作を説明すると、図４のＤＣ−ＤＣコンバータが停止しているとき、すなわち停止信号３９がＬレベルで且つ時比率信号１２の反転信号がＨレベルのときは、ナンド回路４５の出力はＨレベルとなり、充電回路３１に設けられたスイッチＳ１(２７)および短絡回路３２に設けられたスイッチＳ２(２９)を「閉」にする。またインバータ４７の出力はＨレベルとなり、放電回路３３に設けられたスイッチＳ３(３０)を「閉」にする。したがって、スイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)、スイッチＳ３(３０)はすべて閉じることにより、位相調整用容量Ｃ１(２４)に蓄えられた電荷は放電され、初期状態にされる。

次いで、図４のＤＣ−ＤＣコンバータが起動されたときは、時比率信号１２の反転信号がＨレベルのままであるが起動信号３９がＨレベルとなり、インバータ４７の出力はＬレベルとなり、放電回路３３に設けられたスイッチＳ３(３０)を「開」にする。一方、ナン
ド回路４５の出力はＨレベルのままで、充電回路３１に設けられたスイッチＳ１(２７)および短絡回路３２に設けられたスイッチＳ２(２９)を「閉」に維持する。したがって、スイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)は閉じ、スイッチＳ３(３０)は開くことにより、位相調整用容量Ｃ１(２４)に対して急速充電が行われる。

誤差増幅器の出力電圧VE(２６)が上昇して、発振回路１０の発振振幅レベルの下限値ＶＬを超えるとＤＣ−ＤＣコンバータのコンパレータ１１から最初のパルスが出力、すなわち時比率信号１２が出力される(Ｈレベルになる)と、インバータ４１によりその出力信号は反転されてＬレベルとなり、その結果、ナンド回路４５の出力はＬレベルとなり、充電回路３１に設けられたスイッチＳ１(２７)および短絡回路３２に設けられたスイッチＳ２(２９)を開く。したがって、スイッチＳ１(２７)、スイッチＳ２(２９)が開き、スイッチＳ３(３０)も開いた状態を維持することにより、誤差増幅器の起動回路の役目を終了する。つまりＤＣ−ＤＣコンバータの本来の誤差増幅器として機能するようにされる。

なお上記図４に示す構成に代えて図４に示した誤差増幅器の出力信号VE２６を発振回路１０の発振振幅下限レベルVLと直接比較するコンパレータ(図示せず)を別途設け、当該コンパレータ(図示せず)の出力をインバータ４１の出力に代えてナンド回路４３の第１の入力とすることなどにより、充電回路３１に設けられたスイッチＳ１(２７)および短絡回路３２に設けられたスイッチＳ２(２９)の閉開を制御するようにしてもよい。

図５は、本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路をＤＣ−ＤＣコンバータに応用した例を示す構成ブロック図である。図５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上述した本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路は、充電経路を形成するため、充電回路３１’、短絡回路３２’、放電回路３３’を設けている。充電回路３１’はスイッチＳ１(２７’)および定電流源である電流供給手段ＩＯ(２８’)により構成され、短絡回路３２’は位相調整用抵抗Ｒ３(２５’)を短絡するスイッチＳ２(２９’)により構成され、放電回路３３’は位相調整用容量Ｃ１(２４’)に蓄えられた電荷を放電するためにスイッチＳ３(３０’)を設けて構成される。また図５のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、上記スイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)、スイッチＳ３(３０’)の開閉を制御するスイッチ制御回路４０を備えている。スイッチ制御回路４０は、２つのナンド回路４３，４５と、インバータ４７とで構成される。ナンド回路４３の第１の入力は、コンパレータ１１の出力信号、すなわち時比率信号１２をインバータ４１により反転した信号であり、第２の入力はナンド回路４５の出力信号４６である。またナンド回路４５の第１の入力は、起動/停止信号であり、第２入力はナンド回路４３の出力信号４４であり、ナンド回路４５の出力は、充電回路３１’に設けられたスイッチＳ１(２７’)、および短絡回路３２’に設けられたスイッチＳ２(２９’)の開閉に利用される。またインバータ４７の入力は、起動/停止信号であり、その出力信号は、放電回路３３’に設けられたスイッチＳ３(３０’)の開閉に利用される。また、２つのナンド回路４３，４５はフリップフロップを構成している。

図５のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ制御回路４０および誤差増幅器の起動回路の動作を説明すると、図５のＤＣ−ＤＣコンバータが停止しているとき、すなわち停止信号３９がＬレベルで且つ時比率信号１２のインバータ４１による反転信号がＨレベルのときは、ナンド回路４５の出力はＨレベルとなり、充電回路３１’に設けられたスイッチＳ１(２７’)および短絡回路３２’に設けられたスイッチＳ２(２９’)を「閉」にする。またインバータ４７の出力はＨレベルとなり、放電回路３３’に設けられたスイッチＳ３(３０)を「閉」にする。したがって、スイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)、スイッチＳ３(３０’)はすべて閉じることにより、位相調整用容量Ｃ１(２４’)に蓄えられた電荷は放電され、初期状態にされる。また、初期状態における誤差増幅器の出力はグランド電位となる。

次いで、図５のＤＣ−ＤＣコンバータが起動されたときは、時比率信号１２のインバータ４１による反転信号がＨレベルのままであるが起動信号３９がＨレベルとなり、インバータ４７の出力はＬレベルとなり、放電回路３３’に設けられたスイッチＳ３(３０’)を「開」にする。一方、ナンド回路４５の出力はＨレベルままで、充電回路３１’に設けられたスイッチＳ１(２７’)および短絡回路３２’に設けられたスイッチＳ２(２９’)を「閉」に維持する。したがって、スイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)は閉じ、スイッチＳ３(３０’)は開くことにより、位相調整用容量Ｃ１(２４’)に対して急速充電が行われる。

誤差増幅器の出力電圧VE(２６’)が上昇して、発振回路１０の発振振幅レベルの下限値ＶＬを超えるとＤＣ−ＤＣコンバータのコンパレータ１１から最初のパルスが出力、すなわち時比率信号１２が出力される(Ｈレベルになる)と、インバータ４１によりその出力信号は反転されてＬレベルとなり、その結果、ナンド回路４５の出力はＬレベルとなり、充電回路３１’に設けられたスイッチＳ１(２７’)および短絡回路３２’に設けられたスイッチＳ２(２９’)を開く。したがって、スイッチＳ１(２７’)、スイッチＳ２(２９’)が開き、スイッチＳ３(３０’)も開いた状態を維持することにより、誤差増幅器の起動回路の役目を終了する。つまりＤＣ−ＤＣコンバータの本来の誤差増幅器として機能するようにされる。

なお上記図５に示す構成に代えて図５に示した誤差増幅器の出力信号VE２６’を発振回路１０の発振振幅下限レベルVLと直接比較するコンパレータ(図示せず)を別途設け、当該コンパレータ(図示せず)の出力をインバータ４１の出力に代えてナンド回路４３の第１の入力とすることなどにより、充電回路３１’に設けられたスイッチＳ１(２７’)および短絡回路３２’に設けられたスイッチＳ２(２９’)の閉開を制御するようにしてもよい。

本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路の原理的構成を示す回路ブロック図である。本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路の原理的構成を示す回路ブロック図である。本発明の実施形態に係る誤差増幅器の起動時波形を示す比較図である。本発明の第１の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路をＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例を示す構成ブロック図である。本発明の第２の実施形態に係る誤差増幅器の起動回路をＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例を示す構成ブロック図である。誤差増幅器としてオペアンプを使用した場合の従来の典型的なＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ中のコンパレータへ三角波を供給する発振回路の構成を示す図である。誤差増幅器としてＧｍ(トランスコンダクタンス)アンプを使用した場合の従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０発振回路
１１コンパレータ(比較器)
１３ドライバ
１４スイッチング手段(PMOSFET)
１５スイッチング電源の入力電圧
１６リアクトル
１７出力用コンデンサ
２０、２０’ 誤差増幅器
２１入力抵抗
２２基準電圧
２３オペアンプ
２３’ Ｇｍアンプ
２４、２４’ 位相調整用容量
２５、２５’ 位相調整用抵抗
２７、２７’ スイッチ
２８定電流源（電流引き込み手段）
２８’ 定電流源（電流供給手段）
２９、２９’ スイッチ
３０、３０’ スイッチ
３１、３１’ 充電回路
３２、３２’ 短絡回路
３３、３３’ 放電回路
３５、３６電圧分割抵抗
４０スイッチ制御回路
４１インバータ
４３ナンド回路
４５ナンド回路
４７インバータ

Claims

誤差増幅器に接続される位相調整回路が位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗を含んで構成される誤差増幅器の起動回路において、
該誤差増幅器に接続される前記位相調整回路の位相調整用容量に対し所定の値まで急速充電する充電回路と、該充電回路の動作中に前記位相調整用抵抗を短絡する短絡回路と、を前記位相調整回路とは別に設けたことを特徴とする誤差増幅器の起動回路。
前記充電回路および前記短絡回路は各々スイッチを備え、前記充電回路の動作中には前記各々のスイッチが閉じられていることを特徴とする請求項１記載の誤差増幅器の起動回路。
前記充電回路および前記短絡回路に備えられた各々スイッチは、スイッチ制御回路により開閉制御されることを特徴とする請求項２記載の誤差増幅器の起動回路。
前記位相調整用容量に蓄積された電荷を放電する放電回路を前記位相調整回路とは別に更に設け、前記誤差増幅器の停止時に動作させることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一項に記載の誤差増幅器の起動回路。
誤差増幅器に接続される位相調整経路に位相調整用容量と直列な位相調整用抵抗を含んで構成される場合に、該誤差増幅器の位相調整経路とは別の経路で、前記誤差増幅器の位相調整用容量を充電する充電回路と、該充電回路の動作中に前記位相調整用抵抗を短絡する短絡回路とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段スイッチが動作を開始するまでの間、前記充電回路と前記短絡回路とを動作させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記充電回路および前記短絡回路は各々スイッチを備えるとともに前記誤差増幅器の出力を所定の発振振幅信号と比較する比較器および該比較器の出力を監視するスイッチ制御回路を備え、前記充電回路の動作中には前記スイッチ制御回路が前記各々のスイッチを閉じるよう制御することを特徴とする請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記スイッチ制御回路は、前記誤差増幅器の出力を所定の発振振幅信号の下限値と直接比較する比較器からの出力信号を監視して前記各々のスイッチの開閉制御を行うことを特徴とする請求項６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記誤差増幅器に接続される位相調整用容量に対し、前記誤差増幅器の停止時において、前記位相調整用容量に蓄積された電荷を放電する放電回路を前記誤差増幅器の位相調整経路とは別に更に設けたことを特徴とする請求項５ないし７のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。