JP4977040B2 - 制御装置、電力変換装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、マトリクスコンバータの双方向スイッチの動作を制御する制御装置等に関する。

交流から交流に直接電力を変換するコンバータとしてマトリクスコンバータが知られている。マトリクスコンバータは、交流を一旦直流に変換してから交流を作る従来の電力変換器に比べて電力変換効率が良く、小型化できる点等において注目されており、現在開発・実用化の段階にある。

ただし、マトリクスコンバータは一般的に多相交流から多相交流への電力変換を想定しているため、単相交流から多相交流への変換を行う場合には、変換された多相交流に、単相交流電力に応じた周波数の電力脈動が生じ得る。そのため、この電力脈動を吸収するエネルギー吸収要素となる回路をマトリクスコンバータの前段に設けて、マトリクスコンバータと組み合わせて使用する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５−１６０２５７号公報

ところで、特許文献１に開示されている従来の方法では、三相交流を三相交流に変換するマトリクスコンバータが用いられている。しかしながら、マトリクスコンバータと単相電力の電力脈動を吸収するための回路とを組み合わせて単相交流を多相交流に変換する電力変換回路には、様々な組合せが考えられる。例えば、単相交流を対称三相交流に変換する電力変換回路として、前段回路にて単相交流を対称四相交流に変換した後、この対称四相交流をマトリクスコンバータで所望の対称三相交流に変換するといった構成が考えられる。但し、何れの組合せであっても、前段回路で変換出力される多相交流に応じてマトリクスコンバータのスイッチング素子を適切に制御する必要がある。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、単相交流を前段回路で多相交流に変換した後、この多相交流をマトリクスコンバータによって所望の多相交流に変換する電力変換回路において、前段回路で変換出力される多相交流に応じたマトリクスコンバータの適切な制御を実現することを目的としている。

上記課題を解決するための第１の発明は、
位相がπ／４ずつずれた第１相〜第４相の対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータの前記各相に接続された双方向スイッチの動作を、各相の通流率と所定の三角波である判定基準信号と比較演算した結果に基づいて制御する制御装置（例えば、図１のスイッチング制御回路３０）であって、
振幅が同一で位相が１８０度異なる２つの三角波でなる第１及び第２の判定基準信号を生成する三角波生成手段と、
前記第１相及び第３相の前記双方向スイッチの動作を当該相の通流率と前記第１の判定基準信号と比較演算した結果に基づいて制御するとともに、前記第２相及び第４相の前記双方向スイッチの動作を当該相の通流率と前記第２の判定基準信号と比較演算した結果に基づいて制御する双方向スイッチ制御手段と、
を備えた制御装置である。

また、第５の発明は、
位相がπ／４ずつずれた第１相〜第４相の対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータの前記各相に接続された双方向スイッチの動作を、各相の通流率と所定の三角波である判定基準信号と比較演算した結果に基づいて制御する制御方法であって、
振幅が同一で位相が１８０度異なる２つの三角波でなる第１及び第２の判定基準信号を生成する三角波生成ステップと、
前記第１相及び第３相の前記双方向スイッチの動作を当該相の通流率と前記第１の判定基準信号と比較演算した結果に基づいて制御するとともに、前記第２相及び第４相の前記双方向スイッチの動作を当該相の通流率と前記第２の判定基準信号と比較演算した結果に基づいて制御する双方向スイッチ制御ステップと、
を含む制御方法である。

この第１又は第５の発明によれば、対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータの各相に接続された双方向スイッチのうち、第１相及び第３相の双方向スイッチは、当該相の通流率と第１の判定基準信号とを比較演算した結果に基づいて動作制御され、第２相及び第４相の双方向スイッチは、当該相の通流率と第２の判定基準信号とを比較演算した結果に基づいて動作制御される。また、第１及び第２の判定基準信号は、振幅が同一で位相が１８０度異なる三角波でなる。これにより、第１相又は第３相の双方向スイッチと、第２相又は第４相の双方向スイッチとを交互に通流させることができる。

第２の発明は、
位相がπ／４ずつずれた第１相〜第４相の対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータに設けられた双方向スイッチの動作制御を行う制御装置（例えば、図１のスイッチング制御回路３０）であって、
前記第１相及び第３相の何れかの電流の通流率である第１の通流率と、前記第２相及び第４相の何れかの電流の通流率である第２の通流率とを算出する第１の通流率算出手段と、
前記第１相の電流の通流率と、前記第２相の電流の通流率を算出する第２の通流率算出手段と、
振幅が同一で位相が１８０度異なる２つの三角波でなる第１及び第２の判定基準信号を生成する三角波生成手段と、
前記第１の通流率と前記第１の判定基準信号との比較演算を行って前記第１相又は第３相を通流させる第１の通流期間と、前記第２の通流率と前記第２の判定基準信号との比較演算を行って前記第２相又は第４相を通流させる第２の通流期間とを判定する第１の通流期間判定手段と、
前記第１相の通流率と前記第１の判定基準信号との比較演算を行って前記第１相を通流させる通流期間と、前記第２相の通流率と前記第２の判定基準信号との比較演算を行って前記第２相を通流させる通流期間を判定する第２の通流期間判定手段と、
前記判定された前記第１相の通流期間を当該第１相の双方向スイッチのオン期間とし、前記第１の通流期間のうちの当該第１相の通流期間以外の期間を前記第３相の双方向スイッチのオン期間とし、前記判定された前記第２相の通流期間を当該第２相の双方向スイッチのオン期間とし、前記第２の通流期間のうちの当該第２相の通流期間以外の期間を前記第４相の双方向スイッチのオン期間として、前記双方向スイッチのスイッチングを制御する双方向スイッチ制御手段と、
を備えた制御装置である。

また、第６の発明は、
位相がπ／４ずつずれた第１相〜第４相の対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータに設けられた双方向スイッチの動作制御を行う制御方法であって、
前記第１相及び第３相の何れかの電流の通流率である第１の通流率と、前記第２相及び第４相の何れかの電流の通流率である第２の通流率とを算出する第１の通流率算出ステップと、
前記第１相の電流の通流率と、前記第２相の電流の通流率を算出する第２の通流率算出ステップと、
振幅が同一で位相が１８０度異なる２つの三角波でなる第１及び第２の判定基準信号を生成する三角波生成ステップと、
前記第１の通流率と前記第１の判定基準信号との比較演算を行って前記第１相又は第３相を通流させる第１の通流期間と、前記第２の通流率と前記第２の判定基準信号との比較演算を行って前記第２相又は第４相を通流させる第２の通流期間とを判定する第１の通流期間判定ステップと、
前記第１相の通流率と前記第１の判定基準信号との比較演算を行って前記第１相を通流させる通流期間と、前記第２相の通流率と前記第２の判定基準信号との比較演算を行って前記第２相を通流させる通流期間を判定する第２の通流期間判定ステップと、
前記判定された前記第１相の通流期間を当該第１相の双方向スイッチのオン期間とし、前記第１の通流期間のうちの当該第１相の通流期間以外の期間を前記第３相の双方向スイッチのオン期間とし、前記判定された前記第２相の通流期間を当該第２相の双方向スイッチのオン期間とし、前記第２の通流期間のうちの当該第２相の通流期間以外の期間を前記第４相の双方向スイッチのオン期間として、前記双方向スイッチのスイッチングを制御する双方向スイッチ制御ステップと、
を備えた制御方法である。

この第２又は第６の発明によれば、対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータに設けられた双方向スイッチは、第１相〜第４相の各相の通流率と第１及び第２の判定基準信号とを比較演算した結果に基づいて動作制御される。すなわち、第１相及び第３相の何れかの電流の第１の通流率と第１の判定基準信号との比較演算を行って、当該第１相又は第３相を通流させる第１の通流期間が判定されるとともに、第２相及び第４相の何れかの電流の第２の通流率と第２の判定基準信号との比較演算を行って、当該第２相又は第４相を通流させる第２の通流期間が判定される。そして、第１の通流期間のうち、第１相の通流率と第１の判定基準信号との比較演算を行って判定した当該第１相を通流させる期間が第１相の双方向スイッチのオン期間とされ、このオン期間以外の期間が第３相の双方向スイッチのオン期間とされる。同様に、第２の通流期間のうち、第２相の通流率と第２の判定基準信号との比較演算を行って判定した当該第２相の通流期間が第２相の双方向スイッチのオン期間とされ、このオン期間以外の期間が第４相の双方向スイッチのオン期間とされる。また、第１及び第２の判定基準信号は、振幅が同一で位相が１８０度異なる三角波でなる。これにより、第１相又は第３相と、第２相又は第４相とを交互に通流させることができる。

第３の発明は、
第１の単相交流電源回路（例えば、図１の交流電源１１ａ）と、前記第１の単相交流電源回路の電力脈動を吸収し、当該電源電圧に対して電圧位相がπ／４遅れとなる第１の電力脈動吸収回路（例えば、図１のコンデンサ１２ａ）とを直列接続してなる第１の回路と、
第１の単相交流電源回路と同振幅で電圧位相が逆相の第２の単相交流電源回路（例えば、図１の交流電源１１ｂ）と、前記第２の単相交流電源回路の電力脈動を吸収し、当該電源電圧に対して電圧位相がπ／４遅れとなる第２の電力脈動吸収回路（例えば、図１のコンデンサ１２ｂ）とを直列接続してなる第２の回路と、
を備え、前記第１及び第２の電力脈動吸収回路それぞれの両端を出力端として対称四相交流を出力する単相／四相変換回路（例えば、図１の単相／四相変換回路１０）と、
前記単相／四相変換回路から出力される対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータ（例えば、図１のマトリクスコンバータ２０）と、
前記マトリクスコンバータに設けられた双方向スイッチの動作制御を行う第１又は第２の発明の制御装置（例えば、図１のスイッチング制御回路３０）と、
を備えた電力変換装置（例えば、図１の電力変換回路１）である。

この第３の発明によれば、先ず、単相／四相変換回路によって単相交流が対称四相交流に変換された後、マトリクスコンバータによって、この対称四相交流が対称三相交流に変換される。単相／四相変換回路は、同振幅且つ電圧位相が逆相の第１及び第２の単相交流電源回路それぞれに、当該回路の電源電圧に対して電圧位相がπ／４遅れとなる第１及び第２の電力脈動吸収回路が直列接続されて構成される。つまり、電力脈動吸収回路の電圧が電源電圧の√２倍になるように制御すると、電力脈動吸収回路それぞれの両端を出力端として出力される四相交流は対称交流となる。また、第１及び第２の単相交流電源回路それぞれの電力脈動が第１及び第２の電力脈動吸収回路によって吸収されるため、生成された四相交流には不要な電力脈動が含まれない。また、マトリクスコンバータに設けられた双方向スイッチは、上述のように第１又は第２の発明のように動作制御される。これにより、マトリクスコンバータを用いた単相交流から対称多相交流への変換であって、単相交流の電力脈動成分が補償された電力変換が実現される。

第４の発明は第３の発明の電力変換装置であって、
前記制御装置は、
前記第１の電力脈動吸収回路の前記第１の単相交流電源回路との接続点側を前記第１相、他方側を前記第２相とし、
前記第２の電力脈動吸収回路の前記第２の単相交流電源回路との接続点側を前記第３相、他方側を前記第４相として前記マトリクスコンバータの双方向スイッチの動作制御を行う電力変換装置である。

この第４の発明によれば、第１の電力脈動吸収回路の第１の単相交流電源回路との接続点側を第１相、他方側を第２相とするとともに、第２の電力脈動吸収回路の第２の単相交流電源回路との接続点側を第３相、他方側を第４相として、マトリクスコンバータの双方向スイッチの動作制御が行われる。つまり、第１相及び第３相は、電力脈動吸収回路を介さずに直接単相交流電源回路に接続され、この第１相及び第３相に接続された双方向スイッチは、当該第１相及び第３相の通流率が第１の判定基準信号と比較演算されることで動作制御される。また、第２相及び第４相は、電力脈動吸収回路を介して単相交流電源回路と接続され、この第２相及び第４相に接続された双方向スイッチは、当該第２相及び第４相の通流率が第２の判定基準信号と比較演算されることで動作制御される。

本発明によれば、前段回路にて単相交流を対称四相交流に変換した後、この対称四相交流をマトリクスコンバータによって対称三相交流に変換する電力変換回路において、単相電力の電力脈動成分が補償された変換が実現されるとともに、前段回路で変換出力された対称四相交流に応じた適切なマトリクスコンバータの制御が実現される。

以下、図面を参照して、本発明の好適な実施形態を説明する。図１は、本実施形態の電力変換回路１の回路構成を示す図である。この電力変換回路１は、単相／四相変換回路１０と、マトリクスコンバータ２０と、スイッチング制御回路３０とを備えて構成され、単相交流電力を対称三相交流電力に変換する。電力変換回路１により生成された三相交流電力は、例えば鉄道車両駆動用の電動機等の負荷回路１００に供給される。

単相／四相変換回路１０は、電源回路である二つの交流電源１１ａ，１１ｂと、二つのコンデンサ１２ａ，１２ｂとを有し、交流電源により生成される単相交流電力を、位相がπ／４（９０度）ずつずれた対称四相交流電力（ａ〜ｄ相）に変換する。

交流電源１１ａ，１１ｂは、何れも、同相且つ振幅が等しい単相交流電力を生成する。また、交流電源１１ａ，１１ｂは共通接地されており、それぞれの接地側とは逆の端子にコンデンサ１２ａ，１２ｂが直列接続されている。コンデンサ１２ａ，１２ｂは、何れも、容量が等しく、直列接続された交流電源１１ａ，１１ｂにより生成された単相交流の電力脈動（リプル）を吸収（蓄積）する電力脈動吸収回路をなす。そして、このコンデンサ１２ａ，１２ｂそれぞれの両端をａ〜ｄ相それぞれの出力端子ａ〜ｄとして、対称四相交流電力が出力される。

図２は、単相／四相変換回路１０における対称四相電力の生成原理の説明図である。同図（ａ）は、単相／四相変換回路１０の回路構成図を示し、同図（ｂ）は、単相／四相変換回路１０における各電圧のベクトル図を示している。

同図において、交流電源１１ａ，１１ｂの接続点（接地点）を中性点ｏとすると、出力端子ａ，ｃそれぞれの電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｃは、それぞれ、交流電源１１ａ，１１ｂの電圧（電源電圧）であり、互いに逆位相となる。そして、出力端子ｂ、ｄそれぞれの電圧Ｖ_ｂ，Ｖ_ｄは、電源電圧とコンデンサ電圧との和となる。すなわち、電圧Ｖ_ｂは、交流電源１１ａの電圧（つまり、出力端子ａの電圧ｖ_ａ）とコンデンサ１２ａの両端電圧（コンデンサ電圧）の和となり、電圧Ｖ_ｄは、交流電源１１ｂの電圧（つまり、出力端子ｃの電圧Ｖ_ｃ）とコンデンサ１２ｂの両端電圧（コンデンサ電圧）の和となる。また、定性的に、電源電圧に対してコンデンサ電圧の位相が「π／４」遅れる。このため、コンデンサ電圧を電源電圧の√２倍とすることで、出力端子ａ〜ｄそれぞれの電圧Ｖ_ａ〜Ｖ_ｄは、位相が「π／２」ずつずれた対称四相交流電圧となる。

コンデンサ１２ａ，１２ｂの容量Ｃは、次のように算出される。すなわち、交流電源１１ａ，１１ｂの電圧（電源電圧）の実効値を「Ｖ_ｓ」、コンデンサ１２ａ，１２ｂの両端の電圧（コンデンサ電圧）の実効値をＶ_ｃ、コンデンサ電圧と電源電圧との位相差をφとすると、コンデンサ１２ａ，１２ｂそれぞれに蓄積されるエネルギーＥ_ｃは、次式（１）のようになる。

ここで、位相差φ＝π／４、とすると、式（１）は次式（２）となる。

また、交流電源１１ａ，１１ｂの電流実効値をＩ１、電圧実効値をＶ_１、力率を１とすると、交流電源１１ａ，１１ｂの瞬時電力の合計値Ｐは次式（３）で与えられる。

但し、Ｐ_ａは交流電源１１ａ，１１ｂの平均出力の合計値である。単相交流電力は、この平均電力Ｐ_ａの振幅で脈動する。

式（３）で与えられる瞬時電力Ｐの脈動成分が全てコンデンサ１２ａ，１２ｂに吸収されるとすると、コンデンサ１２ａ，１２ｂに蓄えられるエネルギーの脈動分Ｅ_ｃは、次式（４）となる。

そして、式（４）で与えられる電力脈動の全てがコンデンサ１２ａ，１２ｂに蓄積されるためには、次式（５）が成立すれば良い。

これより、コンデンサ容量Ｃは次式（６）となる。

また、単相／四相変換回路１０の出力が四相対称交流となるようにコンデンサ１２ａ，１２ｂの容量Ｃを定めた場合、Ｖ_ｃ＝√２・Ｖ_ｓ、であるため、式（６）は次式（７）となる。

マトリクスコンバータ２０は、１２個の双方向スイッチＳを備えて構成され、単相／四相変換回路１０により生成された対称四相交流電力を対称三相交流電力に変換する。双方向スイッチＳは、例えばＩＧＢＴ等の２個のスイッチング素子と、２個のダイオードから構成される。なお、双方向スイッチＳは、例えば逆並列接続された二つの逆耐圧ＩＧＢＴにより構成することも可能である。これらの双方向スイッチＳのスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦ）は、スイッチング制御回路３０によって制御される。

スイッチング制御回路３０は、マトリクスコンバータ２０の各双方向スイッチＳのＯＮ／ＯＦＦを制御する。具体的には、各双方向スイッチのデューティファクタｄを所定の三角波であるキャリアｆと比較することで、当該双方向スイッチＳのＯＮ／ＯＦＦを決定する「キャリア比較方法」によって制御する。

スイッチング制御について具体的に説明する。先ず、端子ａ，ｃそれぞれの電圧ｖ_ａ，ｖ_ｃは、次式（８）で与えられる。

また、コンデンサ１２ａ，１２ｂによって交流電源１１ａ，１１ｂの電力脈動が吸収されるとすると、端子ｂ、ｄそれぞれの電圧ｖ_ｂ，ｖ_ｄは、次式（９）となる。

従って、端子ｂ，ｄそれぞれを流れる電流ｉ_ｂ，ｉ_ｄは、次式（１０）で与えられる。但し、電流ｉ_ｂ，ｉ_ｄの向きは、電源側から負荷側へ流れる方向を正とする。

そして、式（７）より、式（１０）は次式（１１）となる。

また、交流電源１１ａ，１１ｂでの力率を「１」とした場合、交流電源１１ａ，１１ｂから端子ａ，ｃそれぞれに向って流れる電流ｉ_ｓａ，ｉ_ｓｃは、次式（１２）で与えられる。

従って、端子ａから双方向スイッチＳ_ａｕ〜Ｓ_ａｗに向って流れる電流ｉ_ａ、端子ｃから双方向スイッチＳ_ｃｕ〜Ｓ_ｃｗに向って流れる電流ｉ_ｃは、式（１１）を用いて次式（１３）で表される。

ここで、式（７）に従ってコンデンサ１２ａ，１２ｂの容量Ｃを定めている場合には、

となる。式（１１）、（１４）によれば、電源側の電流ｉ_ａ〜ｉ_ｄ、つまり単相／四相変換回路１０による出力電流ｉ_ａ〜ｉ_ｄが四相対称交流となっていることがわかる。

ここで、変数ｋ_ｐを次式（１５）に示すように定める。

そして、この変数ｋ_ｐを用いると、式（１１），（１３）に示した電流ｉ_ａ〜ｉ_ｄは、次式（１６）で表される。

ここで、（マトリクスコンバータの出力端子）端子ｕ，ｖ，ｗそれぞれの電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗが、次式（１７）で与えられる対称三相交流であるとする。なお、端子ｕ，ｖ，ｗそれぞれを流れる電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗは、この電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗに対応する三相対称交流となる。

ところで、負荷電圧ｖ_ｍと電源電圧ｖ_ｓ、電源電流ｉ_ｓと負荷電流ｉ_ｍの関係は、双方向スイッチＳのデューティファクタｄを用いて次式（１８）で表される。

但し、

である。

ここで、マトリクスコンバータを仮想コンバータと仮想インバータとに分けて考え、それぞれのスイッチに対するデューティファクタｄ_ｘｐ，ｄ_ｘｎを用いると、デューティファクタＤ_ｍｘは、次式（２０）のように分解される。

但し、

である。

先ず、仮想コンバータは、電源に対して電流形インバータとして動作し、式（２２）で表される電源側の電流に対応するパルス状の電流を発生する。従って、仮想コンバータのデューティファクタＤ_ｃｏｎｖの各成分は、次式（２２）となる。

但し、

である。式（２２）において、「ｄ_ｘ０」はゼロ電流ベクトル出力に対するデューティファクタであり、電源側への電流出力には影響を与えない。

一方、仮想インバータは、２レベル電圧形インバータと同様であり、デューティファクタＤ_ｉｎｖの各成分は、次式（２４）となる。

式（２４）において、「ｋ_ｉ」は出力電圧に対応する係数であり、次式（２５）で与えられる。但し、「０≦ｋ_ｉ≦１」である。この係数ｋ_ｉは、式（２４）に示すデューティファクタに従って仮想コンバータを制御した結果である負荷側への出力電圧が、式（１７）に示した対称三相電圧となるように定められる。

図３に、本実施形態で使用するスイッチングパターンの一覧を示す。なお、マトリクスコンバータ２０の各双方向スイッチＳのＯＮ／ＯＦＦの組合せは多数あるが、本実施形態では、端子ａと端子ｃ、端子ｂと端子ｄそれぞれの対称性を保つことができるパターンのみを用いる。

同図に示すように、スイッチングパターンは、負荷側の出力電圧に着目すると、次の４種類のパターン（１）〜（４）に分類される。すなわち、（１）負荷側の端子ｕ，ｖ，ｗが全て同一の電源側の端子ａ，ｂ，ｃ，ｄの何れかに接続されて、負荷側にゼロ電圧ベクトルが出力されるパターン、（２）負荷側の３つの端子ｕ，ｖ，ｗのうちの２つの端子ｕ，ｖが同一の電源側の端子ａ〜ｄの何れかに接続され、残りの１つの端子ｗがそれ以外の電源側の端子ａ〜ｄの何れかに接続されて、端子ｕｖ間の電圧がゼロとなるパターン、（３）負荷側の３つの端子ｕ，ｖ，ｗのうちの２つの端子ｖ，ｗが同一の電源側の端子ａ〜ｄの何れかに接続され、残りの１つの端子ｕがそれ以外の電源側の端子ａ〜ｄの何れかに接続されて、端子ｖｗ間の電圧がゼロとなるパターン、（４）負荷側の３つの端子ｕ，ｖ，ｗのうちの２つの端子ｗ，ｕが同一の電源側の端子ａ〜ｄの何れかに接続され、残りの１つの端子ｖがそれ以外の電源側の端子ａ〜ｄの何れかに接続されて、端子ｗｕ間の電圧がゼロとなるパターン、である。更に、負荷側から電源側への接続に着目すると、（２）〜（４）のパターンは、それぞれ、負荷側の端子ｕ，ｖ，ｗが電源側の端子ａ，ｃに接続される「電源直接接続」と、負荷側の端子ｕ，ｖ，ｗが電源側の端子ｂ，ｄに接続される「コンデンサ経由接続」とに分類される。

また、本実施形態では、キャリアｆとして二種類のキャリアｆ_ａ，ｆ_ｂを用いる。図４に、キャリアｆ_ａ，ｆ_ｂの一例を示す。同図に示すように、キャリアｆ_ａ，ｆ_ｂは、互いに位相が「π（１８０度）」異なる三角波である。このキャリアｆ_ａ，ｆ_ｂは、次式（２６）で与えられる。

式（２６）において、「ω_ｍ」はキャリア角周波数である。

この二種類のキャリアｆ_ａ，ｆ_ｂは、「電源直接接続」であるか「コンデンサ経由接続」であるかに応じて使い分けられる。具体的には、負荷側の端子ｕ，ｖ，ｗが電源側の端子ａ，ｃに接続される「電源直接接続」では、一方のキャリアｆ_ａが用いられ、負荷側の端子ｕ，ｖ，ｗが電源側の端子ｂ、ｄに接続される「コンデンサ経由接続」では、他方のキャリアｆ_ｂが用いられる。つまり、端子ａと端子ｕ，ｖ，ｗ，とを接続するスイッチＳ_ａｕ，Ｓ_ａｖ，Ｓ_ａｗ、及び、端子ｃと端子ｕ，ｖ，ｗとを接続するスイッチＳ_ｃｕ，Ｓ_ｃｖ，Ｓ_ｃｗは、そのデューティファクタｄを電源直接接続用キャリアｆ_ａと比較することでスイッチング制御される。また、端子ｂと端子ｕ，ｖ，ｗとを接続するスイッチＳ_ｂｕ，Ｓ_ｂｖ，Ｓ_ｂｗ、及び、端子ｄと端子ｕ，ｖ，ｗとを接続するスイッチＳ_ｄｕ，Ｓ_ｄｖ，Ｓ_ｄｗは、そのデューティファクタｄをコンデンサ経由用キャリアｆ_ｂと比較することでスイッチング制御される。このように、電源直接接続時とコンデンサ経由時とで用いるキャリアｆの位相を１８０度異ならせることで、電源短絡を防止している。

具体的には、例えばｕ相に着目すると、端子ｕと端子ａ，ｂそれぞれとを接続する双方向スイッチＳ_ａｕ，Ｓ_ｂｕそれぞれのデューティファクタｄ_ａｕ，ｄ_ｂｕは、次式（２７）で与えられる。

そして、このデューティファクタｄ_ａｕを式（２６）に示した電源直接接続用キャリアｆ_ａと比較することで、双方向スイッチＳ_ａｕをスイッチング制御し、また、デューティファクタｄ_ｂｕを式（２６）に示したコンデンサ経由用キャリアｆ_ｂと比較することで、双方向スイッチＳ_ｂｕをスイッチング制御する。すなわち、双方向スイッチＳ_ａｕ、Ｓ_ｂｕのスイッチング関数は、次式（２８）となる。

但し、スイッチング関数は、スイッチがＯＮ（接続）のとき「１」、ＯＦＦ（切断）のとき「０」の値をとる。

また、端子ｕと端子ｃ，ｄそれぞれとを接続する双方向スイッチＳ_ｃｕ，Ｓ_ｄｕのデューティファクタｄ_ｃｕ，ｄ_ｄｕは、次式（２９）となる。

そして、「電源直接接続」では、スイッチＳ_ａｕがＯＮならばスイッチＳ_ｃｕをＯＦＦ、スイッチＳ_ａｕがＯＦＦならばスイッチＳ_ｃｕがＯＮとなるようにスイッチング制御し、「コンデンサ経由接続」では、スイッチＳ_ｂｕがＯＮならばスイッチＳ_ｄｕがＯＦＦ、スイッチＳ_ｂｕがＯＦＦならば、スイッチＳ_ｄｕがＯＮとなるようにスイッチング制御する。これは、電源短絡／開放を防止するためである。従って、双方向スイッチＳ_ｃｕ，Ｓ_ｄｕのスイッチング関数は、次式（３０）で与えられる。

但し、

である。

また、ｖ相に着目した場合も同様に、端子ｖと端子ａ，ｂそれぞれとを接続するスイッチＳ_ａｖ，Ｓ_ｂｖそれぞれのデューティファクタｄ_ａｖ，ｄ_ｂｖは、次式（３２）で与えられる。

そして、デューティファクタｄ_ａｖを電源直接接続用キャリアｆ_ａと比較することで、双方向スイッチＳ_ａｖをスイッチング制御し、デューティファクタｄ_ｂｖをコンデンサ経由用キャリアｆ_ｂと比較することで、双方向スイッチＳ_ｂｖをスイッチング制御する。従って、双方向スイッチＳ_ａｖ，Ｓ_ｂｖのスイッチング関数は、次式（３３）となる。

また、端子ｖと、端子ｃ、ｄとを接続する双方向スイッチＳ_ｃｖ，Ｓ_ｄｖそれぞれのデューティファクタｄ_ｃｖ，ｄ_ｄｖは、次式（３４）で与えられる、

そして、「電源直接接続」では、双方向スイッチＳ_ａｖがＯＮならば双方向スイッチＳ_ｃｖをＯＦＦ、双方向スイッチＳ_ａｖがＯＦＦならば双方向スイッチＳ_ｃｖをＯＮとなるようにスイッチング制御し、「コンデンサ経由接続」では、双方向スイッチＳ_ｂｖがＯＮならばスイッチＳ_ｄｖをＯＦＦ、スイッチＳ_ｂｖがＯＦＦならば双方向スイッチＳ_ｄｖをＯＮとなるようにスイッチング制御する。従って、双方向スイッチＳ_ｃｖ，Ｓ_ｄｖのスイッチング関数は、次式（３５）で与えられる。

更に、ｗ相に着目した場合も同様に、端子ｗと端子ａ，ｂそれぞれとを接続する双方向スイッチＳ_ａｗ、Ｓ_ｂｗそれぞれのデューティファクタｄ_ａｗ，ｄ_ｂｗは、次式（３６）で与えられる。

そして、デューティファクタｄ_ａｗを電源接続用キャリアｆ_ａと比較することで、双方向スイッチＳ_ａｗをスイッチング制御し、デューティファクタｄ_ｂｗをコンデンサ経由用キャリアｆ_ｂと比較することで、双方向スイッチＳ_ｂｗをスイッチング制御する。従って、双方スイッチＳ_ａｗ，Ｓ_ｂｗのスイッチング関数は、次式（３７）で与えられる。

また、端子ｗと端子ｃ，ｄそれぞれとを接続する双方向スイッチＳ_ｃｗ，Ｓ_ｄｗのデューティファクタｄ_ｃｗ，ｄ_ｄｗは、次式（３８）で与えられる。

そして、「電源直接接続」では、双方向スイッチＳ_ａｗがＯＮならば双方向スイッチＳ_ｂｃをＯＦＦ、双方向スイッチＳ_ａｗがＯＦＦならば双方スイッチＳ_ｂｃをＯＮとなるようにスイッチング制御し、「コンデンサ経由接続」では、双方向スイッチＳ_ｂｗがＯＮならば双方向スイッチＳ_ｄｗをＯＦＦ、双方向スイッチＳ_ｂｗがＯＦＦならば双方向スイッチＳ_ｄｗをＯＮとなるようにスイッチング制御する。従って、双方向スイッチＳ_ｃｗ，Ｓ_ｄｗのスイッチング関数は、次式（３９）で与えられる。

スイッチング制御回路３０は、このように算出されるスイッチング関数に従って、各双方向スイッチＳのスイッチングを制御する。すなわち、外部回路から入力される交流電源１１ａ，１１ｂの電圧位相を示す信号（不図示）をもとに、各双方向スイッチＳについてデューティファクタｄを算出し、式（２８），（３０），（３３），（３５），（３７），（３９）に示したスイッチング関数に従って、当該双方向スイッチＳのＯＮ／ＯＦＦを決定する。

図５に、マトリクスコンバータ２０におけるスイッチングのシミュレーション結果の一例を示す。同図では、ｕ相に着目した場合であり、上から順に、双方向スイッチＳ_ａｕ，Ｓ_ｂｕ，Ｓ_ｃｕ，Ｓ_ｄｕそれぞれのスイッチング結果を示している。同図に示すように、双方向スイッチＳ_ａｕについては、デューティファクタｄ_ａｕとキャリアｆ_ａとを比較し、ｄ_ｕａ＞ｆ_ａ、である期間が「ＯＮ」となる。双方向スイッチＳ_ｂｕについては、デューティファクタｄ_ｂｕとキャリアｆ_ｂとを比較し、ｄ_ｂｕ＞ｆ_ｂ、である期間が「ＯＮ」となる。双方向スイッチＳ_ｃｕについては、デューティファクタｄ_ｃｐ＋ｄ_ｃｎとキャリアｆ_ａとを比較し、ｄ_ｃｐ＋ｄ_ｃｎ＞ｆ_ａ、且つ、双方向スイッチＳ_ａｕがＯＦＦである期間が「ＯＮ」となる。双方向スイッチＳ_ｄｕについては、デューティファクタｄ_ｄｐ＋ｄ_ｄｎとキャリアｆ_ｂとを比較し、ｄ_ｄｐ＋ｄ_ｄｎ＞ｆ_ｂ、且つ、双方向スイッチＳ_ｂｕであるＯＦＦの期間が「ＯＮ」となる。

このように、ｕ相についての４つの双方向スイッチＳ_ａｕ，Ｓ_ｂｕ，Ｓ_ｃｕ，Ｓ_ｄｕのうち、何れか１つがＯＮとなるとともに、双方向スイッチＳ_ａｕ或いは双方向スイッチＳ_ｃｕがＯＮとなる期間と、双方向スイッチＳ_ｂｕ或いは双方向スイッチＳ_ｄｕがＯＮとなる期間とが、ゼロ電圧ベクトル出力期間を挟んで交互に現れる。

［作用・効果］
このように、本実施形態によれば、電力変換回路１は、単相／四相変換回路１０とマトリクスコンバータ２０とを備え、単相／四相変換回路１０によって単相交流が対称四相交流に変換された後、この対称四相交流がマトリクスコンバータ２０によって対称三相交流に変換される。また、単相／四相変換回路１０は、電源１１ａ，１１ｂにより生成される単相交流の電力脈動を吸収するためのコンデンサ１２ａ，１２ｂを有するため、生成される対称四相交流には不要な電力脈動が含まれない。これにより、マトリクスコンバータを用いた単相交流から三相交流への変換において、電力脈動成分が補償される。

［変形例］
なお、本発明の適用可能な実施形態は上述の実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

（Ａ）単相／四相変換回路
例えば、単相交流の電力脈動を吸収するためにマトリクスコンバータ２０の前段に設けた単相／四相変換回路１０を、対称四相交流以外の対称多相交流に代替する構成としても良い。但し、この場合、後段のマトリクスコンバータ２０を、代替後の対称多相交流の相数に応じた構成に変更する必要がある。

例えば、単相交流を対称三相交流に変換する「単相／三相変換回路」の一例を図６に示す。同図（ａ）は、単相／三相変換回路４０の回路構成図であり、同図（ｂ）は、この単相／三相変換回路４０における各電圧のベクトル図である。

同図（ａ）によれば、単相／三相変換回路４０は、二つの交流電源４１ａ，４１ｂと、交流電源４１ａ，４１ｂの電力脈動を吸収する電力脈動吸収回路をなすコンデンサ４２とを有し、交流電源４１ａ，４１ｂに生成される単相交流を、位相が２π／３（１２０度）ずつずれた対称三相交流（ａ〜ｃ相）に変換する。交流電源４１ａ，４１ｂは、直列接続され、電圧位相が互いに逆相である単相交流を生成する。また、交流電源４１ｂの、交流電源４１ａとの接続側とは逆の端子にコンデンサ４２が直列接続されている。そして、この交流電源４１ａの両端子及びコンデンサ４２の交流電源４１ａの接続側とは逆の端子それぞれを出力端子ａ〜ｃとして、対称三相交流が出力される。更に、出力端子ａ〜ｃは、抵抗値が等しい接地用抵抗４３を介して共通接地されている。

また、同図（ｂ）において、出力端子ａ〜ｃの共通接地点を中性点ｏとすると、端子ｃ，ａ間の電圧Ｖ_ｃａは、交流電源４１ａの電圧Ｖ_ｓ１となり、端子ｃ，ｂ間の電圧Ｖ_ｃｂは、交流電源４１ｂの電圧Ｖ_ｓ２と、コンデンサ４２の両端電圧（コンデンサ電圧）Ｖ_ｃとの和となる。なお、交流電源４１ａの電圧Ｖ_ｓ１と交流電源４１ｂの電圧Ｖ_ｓ２とは逆相である。また、定性的に、コンデンサ電圧Ｖ_ｃは電源電圧Ｖ_ｓ１に対してπ／４遅れる。従って、交流電源４１ｂの電圧Ｖ_ｓ２の大きさを交流電源４１ａの電圧Ｖ_ｓ１の（√３−１）／２倍とするとともに、コンデンサ電圧Ｖ_ｃを交流電源４１ａの電圧Ｖ_ｓ１の√６／２倍とすることで、出力端子ａ〜ｃそれぞれの電圧Ｖ_ａ〜Ｖ_ｃを、位相が「２π／３」ずつずれた対称三相交流とすることができる。

（Ｂ）単相／四相変換回路
また、単相／四相変換回路１０を、スコット変圧器を用いて構成しても良い。但し、この場合、後段のマトリクスコンバータを、三相／三相変換を行うように構成する必要がある。

図７は、スコット変圧器を用いた電力変換回路の回路構成図である。同図によれば、電力変換回路２は、単相／三相変換回路５０と、対称三相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータ６０とを備えて構成される。単相／三相変換回路５０は、交流電源５１と、電力脈動吸収用のコンデンサ５３と、スコット変圧器５４とを有して構成され、交流電源５１により生成される単相交流を対称三相交流に変換する。スコット変圧器５４は、二つの同一容量の単相変圧器がスコット結線された変圧器であり、主座変圧器の２次側には、一端に接続された電力脈動吸収用のコンデンサ５３を介して交流電源５１が接続され、Ｔ座変圧器の２次側には、直接交流電源５１が接続されている。そして、主座変圧器の一次側の両端子とＴ座変圧器の一次側の巻線の√３／２の位置とが出力端子とされる。なお、利用可能な変圧器はスコット変圧器に限らず、例えばウッドブリッジ結線やルーフ・デルタ結線された変圧器としても良い。

（Ｃ）単相交流電源
また、単相交流を生成する交流電源１１ａ，１１ｂを、変圧器の２次側としても良い。図８は、交流電源として変圧器を用いた場合の電力変換回路の回路構成図であり、電車に適用した場合を示している。

同図によれば、電力変換回路３は、単相／四相変換回路７０と、対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータ２０とを備えて構成される。単相／四相変換回路１０は、変圧器７２と、二つの分圧用のコンデンサ７４ａ，７４ｂと、電力脈動吸収用のコンデンサ１２ａ，１２ｂとを有している。変圧器７２は、１次側にパンタグラフ７１が接続され、他端に接地装置７３が接続されている。そして、パンタグラフ７１から供給される交流電力を所定の変圧比で変圧し、２次側に供給する。変圧器７２の２次側には、直列接続された二つコンデンサ７４ａ，７４ｂが並列接続されている。コンデンサ７４ａ，７４ｂは、ともに容量が等しく、その接続点が接地装置７３に接続されている。つまり、コンデンサ５３，ｂの両端電圧は逆相且つ同振幅となり、その大きさは、変圧器７２の２次側電圧の１／２となる。すなわち、コンデンサ７４ａ，７４ｂは、図１における単相／四相変換回路１０の交流電源１１ａ，１１ｂに相当する。

電力変換回路の回路構成図。 単相／四相変換回路による電力変換原理の説明図。 スイッチングパターンの一覧表。 キャリアｆ_ａ，ｆ_ｂの波形例。 シミュレーション結果。 電力脈動吸収回路を有する単相／三相変換回路の回路構成図。 スコット変圧器を用いた単相／三相変換回路の回路構成図。 電源として変圧器を用いた単相／四相変換回路の回路構成図。

符号の説明

１ 電力変換回路
１０ 単相／四相変換回路
１１ａ，１１ｂ 交流電源、１２ａ，１２ｂ コンデンサ
２０ マトリクスコンバータ
Ｓ 双方向スイッチ
３０ スイッチング制御回路

Claims (6)

1. 位相がπ／４ずつずれた第１相〜第４相の対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータの前記各相に接続された双方向スイッチの動作を、各相の通流率と所定の三角波である判定基準信号と比較演算した結果に基づいて制御する制御装置であって、
   振幅が同一で位相が１８０度異なる２つの三角波でなる第１及び第２の判定基準信号を生成する三角波生成手段と、
   前記第１相及び第３相の前記双方向スイッチの動作を当該相の通流率と前記第１の判定基準信号と比較演算した結果に基づいて制御するとともに、前記第２相及び第４相の前記双方向スイッチの動作を当該相の通流率と前記第２の判定基準信号と比較演算した結果に基づいて制御する双方向スイッチ制御手段と、
   を備えた制御装置。
2. 位相がπ／４ずつずれた第１相〜第４相の対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータに設けられた双方向スイッチの動作制御を行う制御装置であって、
   前記第１相及び第３相の何れかの電流の通流率である第１の通流率と、前記第２相及び第４相の何れかの電流の通流率である第２の通流率とを算出する第１の通流率算出手段と、
   前記第１相の電流の通流率と、前記第２相の電流の通流率を算出する第２の通流率算出手段と、
   振幅が同一で位相が１８０度異なる２つの三角波でなる第１及び第２の判定基準信号を生成する三角波生成手段と、
   前記第１の通流率と前記第１の判定基準信号との比較演算を行って前記第１相又は第３相を通流させる第１の通流期間と、前記第２の通流率と前記第２の判定基準信号との比較演算を行って前記第２相又は第４相を通流させる第２の通流期間とを判定する第１の通流期間判定手段と、
   前記第１相の通流率と前記第１の判定基準信号との比較演算を行って前記第１相を通流させる通流期間と、前記第２相の通流率と前記第２の判定基準信号との比較演算を行って前記第２相を通流させる通流期間を判定する第２の通流期間判定手段と、
   前記判定された前記第１相の通流期間を当該第１相の双方向スイッチのオン期間とし、前記第１の通流期間のうちの当該第１相の通流期間以外の期間を前記第３相の双方向スイッチのオン期間とし、前記判定された前記第２相の通流期間を当該第２相の双方向スイッチのオン期間とし、前記第２の通流期間のうちの当該第２相の通流期間以外の期間を前記第４相の双方向スイッチのオン期間として、前記双方向スイッチのスイッチングを制御する双方向スイッチ制御手段と、
   を備えた制御装置。
3. 第１の単相交流電源回路と、前記第１の単相交流電源回路の電力脈動を吸収し、当該電源電圧に対して電圧位相がπ／４遅れとなる第１の電力脈動吸収回路とを直列接続してなる第１の回路と、
   第１の単相交流電源回路と同振幅で電圧位相が逆相の第２の単相交流電源回路と、前記第２の単相交流電源回路の電力脈動を吸収し、当該電源電圧に対して電圧位相がπ／４遅れとなる第２の電力脈動吸収回路とを直列接続してなる第２の回路と、
   を備え、前記第１及び第２の電力脈動吸収回路それぞれの両端を出力端として対称四相交流を出力する単相／四相変換回路と、
   前記単相／四相変換回路から出力される対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータと、
   前記マトリクスコンバータに設けられた双方向スイッチの動作制御を行う請求項１又は２に記載の制御装置と、
   を備えた電力変換装置。
4. 前記制御装置は、
   前記第１の電力脈動吸収回路の前記第１の単相交流電源回路との接続点側を前記第１相、他方側を前記第２相とし、
   前記第２の電力脈動吸収回路の前記第２の単相交流電源回路との接続点側を前記第３相、他方側を前記第４相として前記マトリクスコンバータの双方向スイッチの動作制御を行う請求項３に記載の電力変換装置。
5. 位相がπ／４ずつずれた第１相〜第４相の対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータの前記各相に接続された双方向スイッチの動作を、各相の通流率と所定の三角波である判定基準信号と比較演算した結果に基づいて制御する制御方法であって、
   振幅が同一で位相が１８０度異なる２つの三角波でなる第１及び第２の判定基準信号を生成する三角波生成ステップと、
   前記第１相及び第３相の前記双方向スイッチの動作を当該相の通流率と前記第１の判定基準信号と比較演算した結果に基づいて制御するとともに、前記第２相及び第４相の前記双方向スイッチの動作を当該相の通流率と前記第２の判定基準信号と比較演算した結果に基づいて制御する双方向スイッチ制御ステップと、
   を含む制御方法。
6. 位相がπ／４ずつずれた第１相〜第４相の対称四相交流を対称三相交流に変換するマトリクスコンバータに設けられた双方向スイッチの動作制御を行う制御方法であって、
   前記第１相及び第３相の何れかの電流の通流率である第１の通流率と、前記第２相及び第４相の何れかの電流の通流率である第２の通流率とを算出する第１の通流率算出ステップと、
   前記第１相の電流の通流率と、前記第２相の電流の通流率を算出する第２の通流率算出ステップと、
   振幅が同一で位相が１８０度異なる２つの三角波でなる第１及び第２の判定基準信号を生成する三角波生成ステップと、
   前記第１の通流率と前記第１の判定基準信号との比較演算を行って前記第１相又は第３相を通流させる第１の通流期間と、前記第２の通流率と前記第２の判定基準信号との比較演算を行って前記第２相又は第４相を通流させる第２の通流期間とを判定する第１の通流期間判定ステップと、
   前記第１相の通流率と前記第１の判定基準信号との比較演算を行って前記第１相を通流させる通流期間と、前記第２相の通流率と前記第２の判定基準信号との比較演算を行って前記第２相を通流させる通流期間を判定する第２の通流期間判定ステップと、
   前記判定された前記第１相の通流期間を当該第１相の双方向スイッチのオン期間とし、前記第１の通流期間のうちの当該第１相の通流期間以外の期間を前記第３相の双方向スイッチのオン期間とし、前記判定された前記第２相の通流期間を当該第２相の双方向スイッチのオン期間とし、前記第２の通流期間のうちの当該第２相の通流期間以外の期間を前記第４相の双方向スイッチのオン期間として、前記双方向スイッチのスイッチングを制御する双方向スイッチ制御ステップと、
   を備えた制御方法。

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