JP4961402B2 - 磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査装置及び検査方法 - Google Patents

Description

本発明は、磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査装置に関わり、特にサーボ（以下バーストデータと記載）信号の振幅を高精度に検出し、磁気ヘッドの位置決めを高精度に行う技術に関する。

磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査装置では、磁気ヘッドを磁気ディスク上で浮上させ、目標トラック上において同ヘッドを介して試験データの書き込み及び読み出しを行い、読み出した信号の特性を計測して磁気ヘッドまたは磁気ディスクの良否判定などを行う。ここで、ヘッドをディスクの目標トラック上に高精度に位置決めする目的で、従来からヘッドのサーボ制御が行われている。

このような目的を達成する従来技術としては、バーストデータの振幅検出信号をバンドパスフィルタ、Ａ/Ｄ変換回路、ディジタルフィルタに通す構成としたもの(特許文献１)、バーストデータに異なる複数の周波数成分を持たせ、その各周波数成分の振幅比を検出する目的で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いる技術(特許文献２)などがある。

特開平7-141807号公報 特開2007-242152号公報

ヘッド位置決めの高精度化のためには、バーストデータの振幅検出信号のＳ／Ｎを向上することが必要となる。従来方式でＳ／Ｎを向上するためには、特許文献１のようにＡ／Ｄ変換後にディジタルフィルタを用いると、そのディジタルフィルタの狭帯域化が必要となるが、フィルタを狭帯域にすると検出までのデータ処理時間が長くなりサーボ制御の応答性が劣化するため、最終的に位置決めの高精度化を実現することが困難であった。

一方、特許文献２のように単に振幅検出信号にＦＦＴ演算を行うと、ディスクリートトラックメディアなど予めバーストデータが書き込まれたディスクを検査する場合には、バーストデータの周波数とＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が非同期であるため、ＦＦＴ演算後に周波数スペクトラムリークが発生してバーストデータの信号振幅検出精度が大きく劣化するという問題があった。

また、ＦＦＴ演算を行うためにはその周波数分解を向上させるために高速で複数のＡ／Ｄ変換器の並列制御が必要である。しかし、複数のＡ／Ｄ変換器並列制御時に、各Ａ／Ｄ変換器に変換タイミングずれ（クロックスキュー）が発生することにより、バーストデータの信号振幅検出精度が劣化するとういう課題がある。

従って、本発明の第一の目的は、バーストデータの振幅検出信号のＳ／Ｎを向上させ高精度なヘッド位置決めを実現した磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査装置及びそれらの方法を提供することを目的とする。

また、本発明の第二の目的は、バーストデータの周波数とＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が非同期の際に、ＦＦＴ演算やＤＦＴ（ディスクリートフーリエ変換）演算時の検出精度を向上した磁気ヘッド検査装置または磁気ディスクの検査装置及びそれらの方法を提供することを目的とする。

さらに、本発明の第三の目的は複数のＡ／Ｄ変換器の並列制御時における各Ａ／Ｄ変換器のクロックスキュー（位相ずれ）を低減し、ＦＦＴ演算時の検出精度を向上した磁気ヘッドまたは磁気ディスク検査装置及びそれらの方法を提供することを目的とする。

上記第一の目的を達成するために、磁気ヘッドを介して磁気記録媒体の各セクタに少なくとも2相以上の各サーボ信号を磁気記録媒体に書き込みし、読み出しを行い、前記磁気ヘッドまたは磁気記録媒体の特性を測定する特性計測し、前記読み出しデータに基づいて前記磁気ヘッドの磁気記録媒体上に位置を検出・位置決めする磁気ヘッドまたは磁気記録媒体検査装置又は方法において、前記検出・位置決めは、サーボ信号を量子化し、その後調波解析することで行われることを第一の特徴とする。

また、記第一の目的を達成するために、第一の特徴に加え、前記量子化されたサーボ信号はｎ（ｎは２の乗数）個のデータからなり、セクタ信号を基準としたタイミング信号から生成された演算開始信号に基づいて前記調波解析を開始することを第ニの特徴とする。

さらに、上記第二の目的を達成するために、本発明は、第二の特徴に加え、前記量子化は前記タイミング信号に基づいて行われ、前記量子化データに対し窓関数演算を行い、その後ＦＦＴ演算またはＤＦＴ演算することを第三の特徴とする。

また、上記第三の目的を達成するために本発明は、第一の特徴に加え、前記検出・位置決めは、Ｎ個(Ｎは２以上)のＡ／Ｄ変換器で量子化されたサーボ信号によって行われ、既知の周波数ｆ_ｔを持つ基準信号を前記Ｎ個のＡ／Ｄ変換器に印加して前記Ｎ個のＡ／Ｄ変換器間の位相ずれを検出し、前記位相ずれに基づいて前記Ｎ個のＡ／Ｄの変換タイミングを設定することを第四の特徴とする。

以上のように本発明によれば、バーストデータの振幅検出信号のＳ／Ｎを向上させ高精度なヘッド位置決めを実現した磁気ヘッド検査装置及び磁気ディスク検査装置及びそれらの方法を提供することができる。

また、本発明によれば、バーストデータの周波数とＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数が非同期の際にも、ＦＦＴ演算時の検出精度を向上した磁気ヘッド検査装置及び磁気ディスク検査装置及びそれらの方法を提供することができる。

さらに、本発明によれば、複数のＡ／Ｄ変換器の並列制御時における各Ａ／Ｄ変換器のクロックスキュー(位相ずれ)を低減し、ＦＦＴ演算またはＤＦＴ演算等による調波解析時の検出精度を向上した磁気ヘッド検査装置及び磁気ディスク検査装置及びそれらの方法を提供することができる。

以下本発明の最良の実施形態を図面を参照して説明する。図１は、本実施形態の磁気ヘッド検査装置または磁気ディスク検査装置のシステムブロック図を示す。同検査装置では、ディスク回転部１５は磁気ディスク１４を保持して回転し、磁気ヘッド１３を同ディスク上に浮上させる。ライト信号発生部１９の出力で生成された試験データは、ライトアンプ１８を介して、磁気ディスク１４内の目標とするトラック上に記録される。次に、記録した試験データを磁気ヘッド１３で読み出し、リードアンプ１７で増幅して再生信号として特性計測部２０とサーボ制御部１に入力する。特性計測部２０は再生信号のＳ／Ｎなどの電気特性を計測してテスタバス２１を介して検査装置のホストコンピュータ２２に出力し、ホストコンピュータ２２は同出力データをもとにして被試験対象である磁気ヘッドまたは磁気ディスクの良否判定やクラス分けを行う。

ここで、磁気ディスク１４上には、検査開始前にあらかじめ磁気ヘッド１３を目標トラック上に位置決めするためのサーボ制御を行うため、各セクタに例えば図２(a)に示すようなサーボ信号であるバーストデータ信号を書き込む。ここで、バーストデータＡ〜Ｄの各振幅値は磁気ヘッド１３がバーストデータに対してどの位置にあるかによって異なり、例えば、図２(b)に示すように、バーストデータＡの中心を通過する場合はＡの振幅が最大となり、ＢとＤはほぼ中間値、Ｃは最小値を示すため、サーボ制御部２３はこのバーストデータＡ〜Ｄの振幅値に基づいて、磁気ヘッド１３を目標トラックの中心または任意位置に位置決めするための位置制御を行う。具体的には、バーストデータＡ〜Ｄは、まずサーボ制御部２３内のサーボ信号検出部1に入力される。バンドパスフィルタ２は、バーストデータの信号成分ｆ_ｉｎ以外の周波数成分（雑音）を除去し、信号をＡ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、クロック信号源４の周波数ｆ_Ｓのタイミングで入力信号をデジタルデータに変換して窓関数演算部５へ出力する。

窓関数演算部５は、磁気ヘッドまたは磁気ディスク検査装置内の基準信号であるセクタ信号に基づいてタイミング制御部７から出力されるバーストデータＡ〜Ｄの各相の開始信号を起点とし、各相ｎ（ｎは2の乗数）個のデジタルデータＤ（ｎ）と、予め設定された窓関数データＷ（ｎ）の乗算を行う。乗算後のデータＤ’(ｎ)を式（１）に示す。
Ｄ’（ｎ）＝Ｄ（ｎ）× Ｗ（ｎ） （１）
ここで窓関数処理は、再生したバーストデータの信号周波数とクロック信号源４(サンプリング周波数)が非同期である場合には必須であるが、再生したバーストデータの信号周波数とクロック信号源４の間にコヒーレントな関係が成り立つ場合には不要である。

使用する窓関数の特性は、目標とする信号検出精度によって決まり、具体的には窓関数のメインローブ内の信号総和を信号成分とした場合のＳ／Ｎ比か、または、異なる複数の周波数成分の弁別するために必要な周波数分解能かによって決める必要があり、例えばブラックマン−ハリス窓関数などを用いるとＳ／Ｎ比を向上することが出来る。

ＦＦＴ演算部６はタイミング制御部７から出力されるバーストデータＡ〜Ｄの各相の開始信号を起点とし、窓関数演算部５のｎ個の出力データＤ’（ｎ）を用いてＦＦＴ演算を行い、ＦＦＴ後のデータＦ（ｎ）をデータ加算部８に出力する。ここで、バーストデータの信号成分ｆ_ｉｎの周期数を表すｍは、サンプリングクロック周波数ｆ_Ｓ、ＦＦＴ演算に用いるデジタルデータ数ｎを用いて式（２）のようになる。
ｍ =（ｎ x ｆ_ｉｎ）／ｆ_Ｓ （２）
ここで、ｍは整数に限定しない正の数である。図３にＦ（ｎ）の例を示す。窓関数を用いたことで、ｆ_ｉｎの信号成分は使用した窓関数のメインローブを示す範囲に広がりを持つ。図３では例として、窓関数によりｍ±３となるデータ範囲内に信号成分が広がった場合を示しており、例えばｍ＝８．５の場合、Ｆ（６）、Ｆ（７）、Ｆ（８）、Ｆ（９）、Ｆ（１０）、Ｆ（１１）に広がる。ｆ_ｉｎの元の振幅値は、メインローブ内の信号データの２乗加算に等しく、データ加算部８はｆ_ｉｎ、ｆ_Ｓ、ｎの値から式（２）で決まる信号範囲を算出し、同範囲内の信号の２乗加算を計算し、その結果をヘッド位置検出および制御部９に出力する。ここで、窓関数処理を行わない場合は、信号成分を示すデータを検出振幅データとすれば良く、窓関数処理時のように近傍データとの2乗加算は必要無い。

ヘッド位置検出および制御部９はバーストデータＡ〜Ｄの各相の振幅データを収集し、同データに基づいて磁気ヘッド１３の位置を検出し、目標位置とのずれを補正するための位置信号を、Ｄ／Ａ変換器１０および出力アンプ１１を介してステージ１２に出力する。この動作をセクタごとに繰り返すことにより、磁気ヘッド１３の位置決めを高精度に行うことができる。

ここで、ＦＦＴ演算部６の出力データにおいて各データの周波数分解能Δｆはｆ_S／ｎであり、図３のｍを中心とした破線内で示すデータ範囲がｋである場合、データ加算部の信号帯域幅ｆ_ＢＷは式（３）で表すことができる。
ｆ_ＢＷ = ｋΔｆ= ｋｆ_S／ｎ （３）
例えばｆ_S＝２００ＭＨｚ、ｎ＝２５６、ｋ＝６とすると、ｆ_ＢＷ≒４．７ＭＨｚで検出できる。ここで、ｋは窓関数のメインローブ内データ数であり使用する窓関数によって値が異なる。また窓関数処理を行わない場合はｋ=1である。

よってｆ_S、ｎ、ｋの値を調整することで、バーストデータの周波数成分によらず、容易に狭帯域の信号成分抽出ができるため、バーストデータの振幅検出Ｓ／Ｎを向上し、高精度なヘッド位置決めが可能となる。

次に本発明の第２の実施形態を図４を用いて説明する。第1の実施形態のシステムで、バーストデータ周波数ｆ_ｉｎの信号検出S/Nを向上するためには、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートの高速化による信号成分抽出を狭帯域化が必要であり、高速サンプリングの実現手段としてＡ／Ｄ変換器の並列制御が挙げられる。しかしＡ／Ｄ並列制御においては、サンプリングクロックスキューにより信号振幅検出精度が劣化する問題がある。そこで本実施例では、高速かつ高精度なＡ／Ｄ変換部を実現することを目的とした、サンプリングクロックスキューのキャリブレーション方式について説明する。

図５において、サーボ信号検出部１は、バンドパスフィルタ２、Ａ／Ｄ変換器並列制御部５０、窓関数演算部５、ＦＦＴ演算部６、データ加算部８、タイミング制御部７およびスキュー検出部５７から構成される。

Ａ／Ｄ変換器並列制御部５０において、バンドパスフィルタ２の出力はＡ／Ｄ変換器
５１、５２に分配されて入力される。Ａ／Ｄ変換器５１および５２は、それぞれクロック発生部５３の出力クロックを可変遅延回路５４および５５を介して受け、同クロックのタイミングによりバンドパスフィルタ２の出力信号をデジタルデータに変換する。ここで、可変遅延回路５４および５５は遅延回路制御部５６からの制御信号により回路の入出力遅延時間の可変制御が可能であり、この出力クロック間の位相を１８０度（遅延時間を１／２ｆ_Ｓ）ずらして設定することで、Ａ／Ｄ変換器並列制御部のサンプリングクロックをＡ／Ｄ変換器５１，５２のサンプリングクロックの２倍に高速化できる。しかし、可変遅延回路５４，５５の遅延時間差やＡ／Ｄ変換器５１，５２のアパーチャずれにより、Ａ／Ｄ変換器５１，５２のサンプリングクロックスキューが生じる（位相がずれる）と、入力周波数ｆ_inに対してｆ_Ｓ／２の周波数変調を行うように動作し、ｆ_ｉｎの検出精度が劣化する。

図５にクロックスキューが生じたときのＦＦＴ演算結果を示す。同図に示すように、Ａ／Ｄ変換器５１，５２への入力周波数ｆ_inのときに（ｆ_Ｓ／２）−ｆ_inのスプリアスが発生する。このスプリアスの電力はｆ_inの電力が分散されて生成されるため、ｆ_inの検出値が低下してしまう。

そこで、サンプリングクロックの遅延制御量を補正する。補正モードにおいて切替部５９は、ヘッド位置検出および制御部９からの制御信号を受けて、入力周波数範囲内の既知の単一周波数（ｆ_ｔ）を出力する基準信号源５８の出力信号をサーボ信号検出部１に入力し、Ａ／Ｄ変換器並列制御部５０はバンドパスフィルタ２の出力信号のサンプリングを行う。ここで、遅延回路制御部５６はヘッド位置検出および制御部９からの制御信号により、例えば可変遅延回路５４を任意の遅延時間に固定し、可変遅延回路５５の遅延時間を変えながら、ＦＦＴ処理を行うこととする。

次にヘッド位置検出および制御部９はタイミング制御部７に対してＦＦＴ処理を実行するためのゲート信号を出力し、同信号を開始信号として、Ａ／Ｄ変換器並列制御部５０の出力データは、窓関数演算部５、ＦＦＴ演算部６、データ加算部８で処理される。ここで、データ加算部８は、ｆ_ｔの信号成分と（ｆ_Ｓ／２）−ｆ_ｔの周波数成分を演算して、スキュー検出部５７に出力する。スキュー検出部５７は、可変遅延回路５５の設定値ごとにデータ加算部８の出力を保持する。この値を可変遅延回路５５の遅延時間を横軸とし、ｆ_ｔの信号成分と（ｆ_Ｓ／２）−ｆ_ｔの周波数成分の電力を縦軸として表すと図６のようになる。

図６において、ｆ_ｔの信号成分であれば極大値、（ｆ_Ｓ／２）−ｆ_ｔの周波数成分であれば極小値となる点が、遅延時間設定が最適値であり、スキュー検出部５７は、ｆ_ｔまたは（ｆ_Ｓ／２）−ｆ_ｔのどちらかの信号を観測して遅延時間の最適値をヘッド位置検出および制御部９へ出力する。ここで図６からも分かるように、スプリアス成分である（ｆ_Ｓ／２）−ｆ_ｔの電力の方が、遅延時間設定値に対する感度が高く、最適値を検出し易い。決められた補正設定量範囲のデータ処理が終了した時点で、ヘッド位置検出および制御部９はスキュー検出部５７から最適な遅延時間設定値を受けて保持し、遅延時間設定を最適値に固定するように遅延回路制御部を制御し、切替部５９を切替えてリードアンプ１７からのバーストデータをサーボ信号検出部１に入力する。

このように動作によりＡ／Ｄ変換器並列制御でのサンプリングクロックスキューを容易に補正でき、Ａ／Ｄ変換の高速かつ高精度化により、バーストデータの振幅検出Ｓ／Ｎ向上し、高精度なヘッド位置決めが可能となる。

ここで、本実施例ではＡ／Ｄ変換器２つを並列制御した場合について述べたが、並列数が３以上（特に２の累乗）の場合でも、同様にしてサンプリングクロックスキューを補正することができることは言うまでもない。

本発明の第一の実施形態を示す概略図である。 ＦＦＴ演算部の出力データ例である。 セクタサーボ信号の例である。 本発明の第二の実施形態を示す概略図である。 第二の実施形態の動作波形例１である。 第二の実施形態の動作波形例２である。

符号の説明

１：サーボ信号検出部、 ２：バンドパスフィルタ
３、５１，５２：Ａ／Ｄ変換器 ４，５３：クロック発生部
５：窓関数演算部 ６：ＦＦＴ演算部 ７：タイミング制御部
８：データ加算部 ９：ヘッド位置検出および制御部
１０：Ｄ／Ａ変換器 １１：出力アンプ １２：ステージ
１３：磁気ヘッド １４：磁気ディスク １５：ディスク回転部
１６：回転制御部 １７：リードアンプ １８：ライトアンプ
１９：ライト信号発生部 ２０：特性計測部
２１：テスタバス ２２：ホストコンピュータ
２３：サーボ制御部 ２９：ディジタルフィルタ
５０：Ａ／Ｄ変換器並列制御部 ５４，５５…可変遅延回路
５６：遅延回路制御部 ５７：クロックスキュー検出部
５８：基準信号源 ５９：切替部。

Claims (12)

1. 磁気ヘッドを介して磁気ディスクの各セクタに書かれたサーボ信号を読み出すサーボ信号検出部と、前記サーボ信号検出部に基づいて前記磁気ヘッドの磁気ディスク上の位置を検出・位置決めするヘッド検出・位置決め部とを有するサーボ制御部とを備え、前記磁気ヘッドまたは磁気ディスクの特性を測定する磁気ヘッドまたは磁気ディスク検査装置において、
   前記サーボ信号検出部は、サーボ信号を量子化するＡ／Ｄ変換部と、
   前記Ａ／Ｄ変換器により量子化されたサーボ信号に対し窓関数演算を行う窓関数演算部と、
   前記Ａ／Ｄ変換器により量子化されたサーボ信号に対し調波解析を行う解析部とを具備し、
   前記Ａ／Ｄ変換器はセクタ信号を基準としたタイミング信号に基づいて、サーボ信号を量子化してｎ（ｎは２の乗数）個のデータとし、
   前記窓関数演算部は前記量子化されたサーボ信号のｎ個のデータに対し窓関数演算を行い、
   前記解析部はセクタ信号を基準としたタイミング信号から生成された演算開始信号に基づいて、前記窓関数演算部で窓関数演算されたｎ個のデータのデータをＦＦＴ演算またはＤＦＴ演算を開始することを特徴とする磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査装置。
2. 前記サーボ信号検出部は、前記ＦＦＴ演算またはＤＦＴ演算後のデータ列から任意のデータを２乗加算するデータ加算部を具備することを特徴とする請求項１に記載の磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査装置。
3. 前記サーボ制御部は、Ｎ個(Ｎは２以上)の前記Ａ／Ｄ変換器を有し、既知の周波数ｆ_ｔを持つ基準信号をＮ個の前記Ａ／Ｄ変換器に印加して前記Ｎ個のＡ／Ｄ変換器間の位相ずれを検出し、前記位相ずれに基づいてＮ個の前記Ａ／Ｄの変換開始時を設定するＡ／Ｄ変換器並列制御部を有することを特徴とする請求項１に記載の磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査装置
4. 前記Ａ／Ｄ変換器並列制御部は、既知の周波数ｆ_ｔに設定された基準信号源と、被測定信号と前記基準信号の出力信号を切り替えて出力する切替部と、前記切替部の出力信号を入力するＮ個の前記Ａ／Ｄ変換器と、各前記Ａ／Ｄ変換器の変換を行うクロック周波数ｆ_Ｓ信号を発生するクロック信号源と、前記クロック信号が各前記Ａ／Ｄ変換器に伝達するまでの時間を制御する伝達時間制御部と、該伝達時間制御部の伝達時間を制御する制御部とを有することを特徴とする請求項３に記載の磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査装置。
5. 前記制御部は、前記伝達時間制御部の伝達時間を変化させて得られる前記解析部の複数の演算結果から得られる処理結果を基に前記伝達時間を制御することを特徴とする請求項４に記載の磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査装置。
6. 前記処理結果は、前記解析部の複数の演算結果から任意周波数成分（ｆ_ｔまたは（Ｎｆ_Ｓ／2−ｆ_ｔ））に相当する任意のデータ振幅を検出し、前記制御部は前記検出値が極大値または極小値となるときの伝達時間設定値を検査時の伝達時間設定値とすることを特徴とする請求項４に記載の磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査装置。
7. Ｎ個の前記Ａ／Ｄ変換器は前記タイミング信号に基づいて、前記サーボ信号を量子化してｎ（ｎは２の乗数）個のデータとし、前記サーボ信号検出部は、さらに当該サーボ信号に対し窓関数演算を行う窓関数演算部を有し、前記解析部は窓関数演算されたｎ個のデータをＦＦＴ演算またはＤＦＴ演算することを特徴とする請求項３に記載の磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査装置。
8. 磁気ヘッドを介して磁気ディスクの各セクタにサーボ信号を書き込みし、読み出しを行い、前記磁気ヘッドまたは磁気ディスクの特性を測定する特性計測し、前記読み出しデータに基づいて前記磁気ヘッドの磁気ディスク上に位置を検出・位置決めする磁気ヘッドまたは磁気ディスク検査方法において、
   前記検出・位置決めは、
   セクタ信号を基準としたタイミング信号に基づいて、サーボ信号を量子化してｎ（ｎは２の乗数）個のデータとし、
   前記量子化されたサーボ信号のｎ個のデータに対し窓関数演算を行い、窓関数演算後、
   セクタ信号を基準としたタイミング信号から生成された演算開始信号に基づいて、前記窓関数演算部で窓関数演算されたｎ個のデータのデータをＦＦＴ演算またはＤＦＴ演算を開始することで行われる、ことを特徴とする磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査方法。
9. 前記検出・位置決めは、並列制御されるＮ個(Ｎは２以上)のＡ／Ｄ変換器で量子化されたサーボ信号によって行われ、既知の周波数ｆ_ｔを持つ基準信号をＮ個の前記Ａ／Ｄ変換器に印加してＮ個の前記Ａ／Ｄ変換器間の位相ずれを検出し、前記位相ずれに基づいてＮ個の前記Ａ／Ｄの変換タイミング差（位相差）時を設定することを特徴とする請求項８に記載の磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査方法。
10. 並列制御される前記Ａ／Ｄ変換器の変換タイミング差（位相差）の設定は、Ｎ個の前記Ａ／Ｄ変換器間の位相ずれを変化させ、変化させて得られる複数の前記ＦＦＴ演算またはＤＦＴ演算結果に基づいて行われることを特徴とする請求項９に記載の磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査方法。
11. 並列制御される前記Ａ／Ｄ変換器の変換タイミング差（位相差）の設定は、複数の前記ＦＦＴ演算またはＤＦＴ演算結果の任意周波数成分（ｆ_ｔまたは（Ｎｆ_Ｓ／2−ｆ_ｔ））に相当するデータ振幅を検出し、前記検出値が極大値または極小値となる設定値とすることを特徴とする請求項１０に記載の磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査方法。
12. 前記量子化は前記タイミング信号に基づいて行われ、前記量子化データに対し窓関数演算を行い、その後前記ＦＦＴ演算またはＤＦＴ演算することを特徴とする請求項９に記載の磁気ヘッドまたは磁気ディスクの検査方法。

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