JP4893053B2 - 物理量検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、物理量を検出する物理量検出装置に関するもので、例えば、車両のドア内の圧力変化を検知して車両のドアへの衝突を検出する側面衝突検出装置に用いて好適である。

従来、このような装置を用いたものとして、複数の音響マイクにより車両のドア内の圧力変動を検出し、帯域フィルタを用いて波形整形した信号により車両側面への衝突を検出するものがある（例えば、特許文献１参照）。

また、大気圧の変化に応じて圧力を検出する圧力センサの感度を補償制御することにより、大気圧が変化しても精度良く衝突を検出できるようにしたものがある（例えば、特許文献２参照）。
特開平５−６６２２８号公報 特表平１１−５００２１８号公報

しかし、特許文献１に記載された装置のように、車両のドア内の急激な圧力変化を検出して車両側面への衝突を検出しようとした場合、ドア内の圧力は衝突だけでなく大気圧によっても変化するため、大気圧の変化によって衝突の検出精度にばらつきが生じてしまう。

図８に、車両のドアへの衝突によるドア内の圧力変化の様子を示す。なお、この図には、大気圧が高い場合と低い場合の２つの圧力変化の様子が示されている。ドア内の圧力Ｐは、時刻ｔ０において衝突が発生すると、衝突前の大気圧から上昇し始め、ある時刻（時刻ｔ１）において最大になると、その後は下降して大気圧に戻る。また、衝突によるドア内の圧力の変化量は、大気圧が高い場合よりも低い場合の方が小さくなる。すなわち、大気圧Ｐｂ０におけるドア内の圧力の変化量ΔＰｂよりも、大気圧Ｐａ０におけるドア内の圧力の変化量ΔＰａの方が小さくなる。

ここで、車両のドア内の圧力をＰ、大気圧をＰ０、衝突による圧力変化をΔＰ、衝突前のドア内の体積をＶ０、衝突によるドア内の体積変化をΔＶとすると、衝突時のドア内の圧力Ｐの変化ΔＰは気体の状態方程式に基づいて、数式１で表される。

数式１より、衝突による圧力変化ΔＰは大気圧Ｐ０に比例することが分かる。したがって、高地では大気圧Ｐ０が低くなり圧力変化ΔＰが小さくなってしまい、衝突の検出精度が低下してしまう。

すなわち、大気圧Ｐ０を検出対象の平均的な物理量、大気圧Ｐ０との圧力変化ΔＰを平均的な物理量との変化量として捉え、検出対象の平均的な物理量の変化によって検出対象の物理量の検出精度が低下してしまうということができる。

また、特許文献２に示した装置は、大気圧の変化による影響を低減するため、センサの感度を補償制御するための回路を備える必要がある。

本発明は上記点に鑑みたもので、センサの感度を補償制御することなく、検出対象の平均的な物理量の変化による検出対象の物理量の検出精度への影響を低減することを目的とする。

本発明者は、大気圧Ｐ０に対する大気圧Ｐ０との圧力変化ΔＰの比（ΔＰ／Ｐ０）を表す信号を出力する回路を構成し、この回路から出力される信号によって車両のドアへの衝突を検出すれば、大気圧の影響を受けることなく一定の検出精度で車両のドアへの衝突を検出することが可能であると考えた。

すなわち、大気圧Ｐ０を検出対象の平均的な物理量、大気圧Ｐ０との圧力変化ΔＰを平均的な物理量との変化量として捉え、検出対象の平均的な物理量に対する平均的な物理量との変化量の比を表す信号を出力する回路を構成すれば、検出対象の平均的な物理量の影響を受けないようにすることが可能であると考えた。

そこで、本発明の第１の特徴は、検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分および平均的な物理量との変化量に応じた電圧成分を含む電圧を出力する検出手段と、検出手段の出力電圧から平均的な物理量との変化量に応じた電圧成分を除去して検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分を含む電圧を出力するフィルタと、フィルタから出力される検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分を含む電圧に反比例する利得で、検出手段から出力される検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分および平均的な物理量との変化量に応じた電圧成分を含む電圧と、フィルタから出力される検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分を含む電圧との電圧差を増幅する可変利得器と、を備え、可変利得器は、検出手段の出力電圧が制御端子に印加される第１のトランジスタと、フィルタによって検出手段の出力電圧から平均的な物理量との変化量に応じた電圧成分が除去された電圧が制御端子に印加される第２のトランジスタと、フィルタから出力される検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分を含む電圧に比例する２つの定電流を生成し、生成した定電流をそれぞれ第１のトランジスタと第２のトランジスタに流す定電流生成回路と、第１のトランジスタの定電流生成回路と接続された第１の端子と第２のトランジスタの定電流生成回路と接続された第１の端子との間に接続された入力抵抗と、を備え、第１のトランジスタは、定電流生成回路によって生成された定電流と入力抵抗に流れる電流の和に応じた電圧を第２の端子から出力し、第２のトランジスタは、定電流生成回路によって生成された定電流と入力抵抗に流れる電流の差に応じた電圧を第２の端子から出力し、更に、第１のトランジスタの第２の端子から出力される電圧と第２のトランジスタの第２の端子から出力される電圧との電圧差に応じた電圧を出力する差動増幅部と、を備えたことである。

このような構成では、可変利得器から、フィルタから出力される検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分を含む電圧に反比例する利得で、検出手段から出力される検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分および平均的な物理量との変化量に応じた電圧成分を含む電圧と、フィルタから出力される検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分を含む電圧との電圧差が増幅された電圧が出力される。すなわち、可変利得器の出力電圧は、検出対象の平均的な物理量に反比例し、かつ、平均的な物理量との変化量に比例する。このように、可変利得器から検出対象の平均的な物理量に対する平均的な物理量との変化量の比を表す信号が出力され、検出対象の平均的な物理量の変化による検出対象の物理量の検出精度への影響を受けないようにすることができる。また、アナログ回路のみで構成されるため、集積化により小型化が可能である。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係る物理量検出装置の構成を図１に示す。本実施形態における物理量検出装置は、車両のドア内に設置され、車両のドア内の空気圧力の変化を検出して、車両のドアへの衝突を検出する衝突検出装置に用いられる。

本物理量検出装置には、薄肉のダイヤフラムを有する圧力検出部（図示せず）が備えられており、このダイヤフラムの感圧領域に、不純物を拡散してゲージ抵抗１０１〜１０４が形成され、これらによりブリッジ回路１０が構成されている。

ブリッジ回路１０を構成する抵抗のうち、抵抗１０１、１０４はダイヤフラム部の周辺部に形成され、抵抗１０２、１０３はダイヤフラム部の中央部に形成されている。そして、ダイヤフラム部に圧力が印加されると、ピエゾ抵抗効果により抵抗１０１〜１０４の各抵抗値が図１の矢印方向に変化するように、すなわち抵抗Ｒ１０１、１０４は抵抗値が上がり、抵抗１０２、１０３は抵抗値が下がるように構成されている。

このブリッジ回路１０へは定電流回路１０ａから定電流ＩＳが供給される。ブリッジ回路１０は、この定電流ＩＳの供給を受けてダイヤフラムへの圧力に応じた電圧ＶＳＰ、ＶＳＭを出力する。なお、ダイヤフラムへの圧力Ｐと電圧ＶＳＰ、ＶＳＭの関係は、数式２に示すように比例関係にある。

増幅回路２０は、オペアンプ２０１〜２０３、抵抗２０４〜２０９を有し、ブリッジ回路１０から出力される電圧ＶＳＰ、ＶＳＭを差動増幅する。オペアンプ２０１は、ブリッジ回路１０からの電圧ＶＳＰと図示しない基準電位生成回路によって生成される基準電圧ＶｒｅｆＡの電圧差を増幅する。すなわち、オペアンプ２０１の非反転入力端子にはブリッジ回路１０からの電圧ＶＳＰが印加され、またその反転入力端子には抵抗２０４を介して基準電位生成回路によって生成される基準電圧ＶｒｅｆＡが印加されており、オペアンプ２０１の出力端子から、電圧ＶＳＰと基準電圧ＶｒｅｆＡの電圧差を増幅した電圧が出力される。また、オペアンプ２０２は、ブリッジ回路１０からの電圧ＶＳＭとオペアンプ２０１の出力電圧の電圧差を増幅する。すなわち、オペアンプ２０２の非反転入力端子にはブリッジ回路１０からの電圧ＶＳＭが印加され、またその反転入力端子には抵抗２０６を介してオペアンプ２０１の出力端子から出力される電圧が印加され、オペアンプ２０２の出力端子から、ブリッジ回路１０からの電圧ＶＳＭとオペアンプ２０１の出力電圧の電圧差を増幅した電圧が出力される。なお、抵抗２０４と２０７および抵抗２０５と２０６はそれぞれ同一の抵抗値となっており、オペアンプ２０１の増幅率はオペアンプ２０２の増幅率の逆数に等しくなっている。また、オペアンプ２０３は、オペアンプ２０２の出力電圧を増幅する。すなわち、オペアンプ２０３の非反転入力端子には基準電位生成回路によって生成される基準電圧ＶｒｅｆＡが印加され、またその反転入力端子には抵抗２０８を介してオペアンプ２０２の出力電圧が印加される。このオペアンプ２０３の出力端子から、基準電圧ＶｒｅｆＡとオペアンプ２０２の出力電圧の電圧差を増幅した電圧、すなわちブリッジ回路１０からの電圧ＶＳＰと電圧ＶＰＭの電圧差を増幅した電圧ＶＳが出力される。

ここで、抵抗２０６〜２０９の各抵抗値を、ＲＩＡ２、ＲＦＡ２、ＲＩＡ３、ＲＦＡ３とすると、オペアンプ２０３から出力される電圧ＶＳは、数式３で表される。

また、数式２と数式３より、電圧ＶＳは数式４で表される。

ここで、Ｋは圧力から電圧への変換係数である。また、衝突時の大気圧をＰ０、大気圧Ｐ０との圧力変化をΔＰとすると、ダイヤフラムへの圧力Ｐは、数式５で表される。

したがって、増幅回路２０から出力される電圧ＶＳは、数式６のように表される。

図２に、ブリッジ回路１０のダイヤフラム部によって検出される検出圧力Ｐとオペアンプ２０３の出力端子から出力される電圧ＶＳの特性例を示す。図に示すように、検出圧力Ｐが６０キロパスカル（ｋＰａ）ときの電圧ＶＳは０．５ボルト（Ｖ）、検出圧力Ｐが１３０キロパスカル（ｋＰａ）ときの電圧ＶＳは４．５ボルト（Ｖ）となっており、電圧ＶＳと検出圧力Ｐの関係は線形である。

衝突時のドア内の圧力は、図８に示したように、衝突時の大気圧から、ある値まで上昇した後、下降して大気圧に戻る。増幅回路２０から出力される電圧ＶＳについても、衝突時のドア内の圧力と同様に変化する。すなわち、増幅回路２０から出力される電圧ＶＳには、大気圧Ｐ０に応じた電圧成分（直流成分）と衝突による圧力変化ΔＰに応じた電圧成分（交流成分）が含まれる。

また、本物理量検出装置は、図１に示したように、フィルタ（図中では、ＬＰＦと記す）３０、レベルシフタ４０、可変利得器５０および判定部６０を備えている。

図３に、フィルタ３０の構成を示す。このフィルタ３０は、増幅回路２０から出力される電圧ＶＳから、衝突による圧力変化ΔＰに応じた電圧成分（交流成分）を除去して、大気圧Ｐ０に応じた電圧成分（直流成分）を抽出するための回路である。なお、入力端子ＶＬＰＦＩＮは増幅回路２０の出力端子に接続され、出力端子ＶＬＰＦＯは可変利得器５０の端子ＩＮに接続される。

フィルタ３０は、抵抗３０１とコンデンサ３０２によって構成されるローパスフィルタと、バッファとして機能するオペアンプ３０３を有している。ここで、抵抗３０１の抵抗値をＲＬＰＦ、コンデンサ３０２の静電容量をＣＬＰＦとすると、抵抗３０１とコンデンサ３０２によって構成されるローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃは、数式７で表される。

すなわち、このローパスフィルタによって、入力端子ＶＬＰＦＩＮに印加される電圧ＶＳから、数式７に示したカットオフ周波数ｆｃよりも高い周波数成分（交流成分）、すなわち衝突による大気圧Ｐ０との圧力変化ΔＰに応じた周波数成分（交流成分）が除去された電圧がオペアンプ３０３の非反転入力端子に印加される。また、オペアンプ３０３は、この非反転入力端子に印加される電圧に応じた電圧ＶＳ０を出力端子ＶＬＰＦＯから出力する。したがって、フィルタ３０の出力端子ＶＬＰＦＯから出力される電圧ＶＳ０は、数式８に示す関数となる。

図４に、レベルシフタ４０の構成を示す。このレベルシフタ４０は、フィルタ３０から出力される電圧ＶＳＯから増幅回路２０の基準電圧ＶｒｅｆＡ分を降下させるための回路である。なお、入力端子ＶＬＳＩＮはフィルタ３０の出力端子ＶＬＰＦＯとともに可変利得器５０の端子ＩＮに接続され、出力端子ＶＬＳＯは可変利得器５０の端子Ｉ１＿ＲＥＦに接続される。

このレベルシフタ４０は、ＰＮＰ型トランジスタ４０４、４０２、４０５、４０３と抵抗４０９、４１０からなる第１のカレントミラー回路と、ＮＰＮ型トランジスタ４０６〜４０８と抵抗４１２、４１３からなる第２のカレントミラー回路と、バッファとして機能するオペアンプ４１５とＮＰＮ型トランジスタ４０１と、抵抗４１１、４１４と、を有している。

オペアンプ４１５の非反転入力端子には、基準電圧ＶｒｅｆＡが印加され、第１、第２のカレントミラー回路によって抵抗４１１と４１４には、等しい電流が流れる。

ここで、抵抗４１１の抵抗値をＲＩＬＳ＿ＲＥＦとすると、抵抗４１４に流れる電流ＩＬＳは、数式９で表される。

また、抵抗４１４の抵抗値をＲＬＳ＿Ｏ、入力端子ＶＬＳＩＮの電圧をＶＬＳＩＮとすると、出力端子ＶＬＳＯの電圧ＶＬＳＯは、数式１０で表される。

ＲＩＬＳ＿ＲＥＦとＲＬＳ＿Ｏは等しくなるように設定されているので、数式９と数式１０より、出力端子ＶＬＳＯの電圧ＶＬＳＯは、数式１１で表される。

したがって、数式８に示した電圧ＶＳＯがレベルシフタ４０の入力端子ＶＬＳＩＮに印加された場合、レベルシフタ４０の出力端子ＶＬＳＯの電圧ＶＬＳＯは、数式１２に示す電圧となる。

このように、レベルシフタ４０から出力される電圧ＶＬＳＯは、大気圧に比例した電圧特性となる。

図５に、可変利得器５０の構成を示す。この可変利得器５０は、レベルシフタ４０の出力電圧ＶＬＳＯに反比例する利得で、増幅回路２０から出力される電圧ＶＳとフィルタ３０から出力される電圧ＶＳ０の電圧差を増幅する回路である。入力端子ＩＰは増幅回路２０の出力端子と接続され、入力端子ＩＮはフィルタ３０の出力端子ＶＬＰＦＯと接続され、入力端子Ｉ１＿ＲＥＦはレベルシフタ４０の出力端子ＶＬＳＯと接続される。また、入力端子Ｉ２＿ＲＥＦには、定電圧源７０から電圧ＶｒｅｆＢが印加され、入力端子ＯＵＴ＿ＲＥＦには、定電圧源７１から電圧ＶｒｅｆＣが印加される。

可変利得器５０は、差動回路５００、定電流生成回路５５０、５７０、差動増幅部５１０を有している。

差動回路５００は、入力端子ＩＰを介して増幅回路２０の出力電圧ＶＳが制御端子（ベース端子）に印加されるＮＰＮ型トランジスタ５０１と、入力端子ＩＮを介してフィルタ３０の出力電圧ＶＳ０が制御端子（ベース端子）に印加されるＮＰＮ型トランジスタ５０２と、トランジスタ５０１、５０２の各エミッタ間に接続された入力抵抗５０５と、ＮＰＮ型トランジスタ５０１と直列に接続されたＮＰＮ型トランジスタ５０３とＮＰＮ型トランジスタ５０２と直列に接続されたＮＰＮ型トランジスタ５０４とを有している。

定電流生成回路５５０は、ＰＮＰ型トランジスタ５５４、５５２、５５５、５５３と抵抗５６０、５６１とからなる第１のカレントミラー回路と、ＮＰＮ型トランジスタ５５６〜５５９と抵抗５６３〜５６５とからなる第２のカレントミラー回路と、バッファとして機能するオペアンプ５５６とＮＰＮ型トランジスタ５５１と、抵抗５６２と、を有している。

オペアンプ５５６の非反転入力端子には、レベルシフタ４０から数式１２に示した大気圧に比例した電圧ＶＬＳＯが印加され、オペアンプ５５６の出力端子を通じてトランジスタ５５１のエミッタに大気圧に比例した電圧が出力される。そして、第１、第２のカレントミラー回路によってトランジスタ５５８、５５９のコレクタには、それぞれ大気圧に比例した電流Ｉ１が流れる。Ｉ１は数式１２Ａで表される。

定電流生成回路５５０のトランジスタ５５８のコレクタは、差動回路５００のトランジスタ５０１のエミッタ（第１の端子）と接続され、また定電流生成回路５５０のトランジスタ５５９のコレクタは、差動回路５００のトランジスタ５０２のエミッタ（第１の端子）と接続されている。

ここで、入力端子ＩＰの電圧ＶＩＰが入力端子ＶＩＮよりも高くなると、入力抵抗５０５には、図５の矢印に示す方向に電流（ＶＩＰ−ＶＩＮ）／ＲＩＮが流れる。ただし、ＲＩＮは、入力抵抗５０５の抵抗値である。

このとき、トランジスタ５０３のコレクタからエミッタに流れる電流ＩＱ３およびトランジスタ５０４のコレクタからエミッタに流れる電流ＩＱ４は、数式１３で表される。

また、トランジスタ５０１とトランジスタ５０３の接続点Ａの電位ＶＡおよびトランジスタ５０１とトランジスタ５０３の接続点Ｂの電位ＶＢは、数式１４で表される。

ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の素電荷量、Ｉｓはトランジスタ５０３、５０４の各逆方向飽和電流である。

差動増幅部５１０は、ＮＰＮ型トランジスタ５１１〜５１４および定電流源５３６、５３７からなるレベル変換回路を有している。定電流源５３６は直列に接続されたトランジスタ５１１、５１３に定電流Ｉ３を流し、定電流源５３７は直列に接続されたトランジスタ５１２、５１４に定電流Ｉ３を流す。トランジスタ５１１〜５１４の各順方向降下電圧をＶＦとすると、トランジスタ５１３のエミッタの電圧は、接続点Ａの電圧ＶＡよりも２ＶＦ分だけ降下した電圧となり、また、トランジスタ５１４のエミッタの電圧は、接続点Ｂの電圧ＶＢよりも２ＶＦ分だけ降下した電圧となる。このように、レベル変換回路は、トランジスタの順方向降下電圧ＶＦを利用して接続点Ａ、Ｂの各電圧ＶＡ、ＶＢを降下させる。

したがって、トランジスタ５１１〜５１４の各順方向降下電圧をＶＦとすると、トランジスタ５１５のベース電圧ＶＱ９およびトランジスタ５１６のベース電圧ＶＱ１０は、それぞれ数式１５で表される。

定電流生成回路５７０は、ＰＮＰ型トランジスタ５７４、５７２、５７５、５７３と抵抗５７９、５８０からなる第１のカレントミラー回路と、ＮＰＮ型トランジスタ５７６〜５７８と抵抗５８２、５８３からなる第２のカレントミラー回路と、バッファとして機能するオペアンプ５８４とＮＰＮ型トランジスタ５７１と、抵抗５８１と、を有している。

オペアンプ５８４の非反転入力端子には、端子Ｉ２＿ＲＥＦを介して定電圧源７０から電圧ＶｒｅｆＢが印加され、オペアンプ５８４の出力端子を通じてトランジスタ５７１のエミッタに一定電圧ＶｒｅｆＢが出力される。そして、第１、第２のカレントミラー回路によって、トランジスタ５７８のコレクタには、電流Ｉ２が流れる。定電流生成回路５７０は、このように定電流Ｉ２を生成する。Ｉ２は数式１５Ａで表される。

差動増幅部５１０は、レベル変換回路のトランジスタ５１４のエミッタにベースが接続されたＮＰＮ型トランジスタ５１５と、レベル変換回路のトランジスタ５１３のエミッタにベースが接続されたＮＰＮ型トランジスタ５１６と、ＰＮＰ型トランジスタ５１９、５１７、５２０、５１８と抵抗５２８、５２９からなる第１のカレントミラー回路と、ＰＮＰ型トランジスタ５２３、５２１、５２４、５２２と抵抗５３０、５３１からなる第２のカレントミラー回路と、ＮＰＮ型トランジスタ５２５〜５２７と抵抗５３２、５３３からなる第３のカレントミラー回路と、を有している。

トランジスタ５１５とトランジスタ５１６は、互いのエミッタが接続されており、この接続点には定電流生成回路５７０のトランジスタ５７８のコレクタが接続されている。したがって、トランジスタ５１５に流れる電流をＩｘ、トランジスタ５１６に流れる電流をＩｙとすると、トランジスタ５７８に流れる定電流Ｉ２は、数式１６に示す関係となる。

また、電流Ｉｘが増加すると電流Ｉｙは減少し、反対に電流Ｉｘが減少すると電流Ｉｙは増加する。このように電流Ｉｘと電流Ｉｙは相反の関係にあるため、Ｉｘ−Ｉｙ＝２ΔＩ２とすると、電流Ｉｘ、電流Ｉｙは、それぞれ数式１７で表すことができる。

また、トランジスタ５１５、５１６の各エミッタ電圧をＶＥ、トランジスタ５１５、５１６の各逆方向飽和電流をＩｓ’とすると数式１５より、数式１８の関係が成立する。

また、数式１８の（２）−（１）より、数式１９に示す関係が成立する。

また、数式１３、数式１７、数式１９より、数式２０の関係が成立する。

図５において、オペアンプ５３５の反転入力端子と出力端子間に設けられた抵抗５３４には、電流Ｉｘと電流Ｉｙの差分である２ΔＩ２と等しい電流が流れる。また、オペアンプ５３５の非反転入力端子には入力端子ＯＵＴ＿ＲＥＦを介して定電圧源７１から電圧ＶｒｅｆＣが印加されるため、オペアンプ５３５の出力端子ＯＵＴから出力される電圧ＶＯＵＴは、数式２１で表される。

本実施形態において、入力抵抗５０５の抵抗値ＲＩＮ、抵抗５３４の抵抗値ＲＯおよび電流Ｉ２は一定で、電流Ｉ１は大気圧Ｐ０に比例する。また、入力端子ＩＰと入力端子ＩＮとの間の電圧差は大気圧との圧力変化ΔＰに比例する。

したがって、可変利得器５０の出力電圧ＶＯＵＴは、大気圧Ｐ０に反比例し、大気圧との圧力変化ΔＰに比例する。すなわち、可変利得器５０の出力電圧ＶＯＵＴは、ΔＰ／Ｐ０に比例した特性となる。これにより、大気圧Ｐ０の変化に伴って圧力変化ΔＰが変化しても、大気圧Ｐ０に対する圧力変化ΔＰの比ΔＰ／Ｐ０は一定となるため、大気圧Ｐ０の影響を受けないようにすることができる。

また、可変利得器５０の出力電圧は、図１に示したように、判定回路６０に入力される。この判定回路６０は、図示しないコンパレータによって構成されており、例えば、可変利得器５０の出力電圧ＶＯＵＴが予め設定された電圧以上の場合にはハイレベルの信号を出力し、可変利得器５０の出力電圧ＶＯＵＴが予め設定された電圧未満の場合にはローレベルの信号を出力して車両のドアへの衝突の有無を判定する。

上記した構成によれば、可変利得器５０は、フィルタ３０から出力される大気圧Ｐ０に応じた電圧成分を含む電圧に反比例する利得で、大気圧Ｐ０に応じた電圧成分および大気圧Ｐ０との変化量ΔＰに応じた電圧成分を含む電圧と、フィルタ３０から出力される大気圧Ｐ０に応じた電圧成分を含む電圧との電圧差が増幅された電圧が出力される。すなわち、可変利得器５０から出力される電圧は、大気圧Ｐ０に対する圧力変化ΔＰの比ΔＰ／Ｐ０に比例するため、大気圧Ｐ０の変化による大気圧との変化量ΔＰへの影響を受けない。したがって、衝突の検出精度を高めることができる。

なお、本実施形態における大気圧は検出対象の平均的な物理量、大気圧に対する圧力変化は平均的な物理量との変化量として捉えることができる。すなわち、検出対象の平均的な物理量に対する平均的な物理量との変化量の比を表す信号が可変利得器５０から出力され、検出対象の平均的な物理量の影響を受けないようにすることができる。

また、本物理量検出装置はアナログ回路のみで構成されているので、集積化により小型化が可能である。

また、後述するように、検出対象の平均的な物理量に対する平均的な物理量との変化量の比をデジタル処理によって演算して求めることも可能であるが、デジタル処理によって求める場合、演算による遅延によって物理量の変化から信号が出力されるまでの検出時間が長くなる場合がある。本実施形態における物理量検出装置はアナログ回路のみで構成されているので、検出時間を短くすることができる。すなわち、本物理量検出装置を車両のドア内の圧力変化を検知して車両のドアへの衝突を検出する側面衝突検出装置に適用した場合、衝突の検出時間を短くすることが可能である。また、この側面衝突検出装置による衝突検出に応じてエアバッグを作動させる場合、衝突から短時間でエアバッグを作動させることが可能である。

（第２実施形態）
本実施形態に係る物理量検出装置のレベルシフタ５９０と定電流生成回路５５０の構成を図６に示す。第１実施形態では、図１に示したように、可変利得器５０の入力端子ＩＮと入力端子Ｉ１＿ＲＥＦとの間にレベルシフタ４０が設けられた構成例を示したが、本実施形態では、可変利得器５０にレベルシフタ５９０が内蔵された構成となっている。なお、定電流生成回路５５０は、図５に示した第１実施形態と同じ構成となっている。また、本実施形態における可変利得器５０の入力端子Ｉ１＿ＲＥＦは、フィルタ３０の出力端子ＶＬＰＦＯと接続されている。

図６に示すように、レベルシフタ５９０は、ＰＮＰ型トランジスタ５９２〜５９５と抵抗５９６ａ、５９６ｂ、５９６ｃからなるカレントミラー回路と、バッファとして機能するオペアンプ５９７とＮＰＮ型トランジスタ５９１と、抵抗５９６ｄと、を有している。

オペアンプ５９７の非反転入力端子には、図示しない基準電位生成回路によって生成される基準電圧ＶｒｅｆＡが印加される。そして、カレントミラー回路によって、トランジスタ５９４、５９５には、それぞれ等しい電流ＩＡが流れる。ここで、抵抗５９６ｄの抵抗値をＲＩＡ＿ＲＥＦとすると、トランジスタ５９４、５９５に流れる各電流ＩＡは、数式２２で表される。

また、本実施形態の可変利得器５０の端子Ｉ１＿ＲＥＦには、数式８に示した電圧ＶＳ０が印加されるため、抵抗５６２の抵抗値をＲＩ１＿ＲＥＦとすると、数式２３の関係が成立する。

また、抵抗５９６ｄの抵抗値ＲＩＡ＿ＲＥＦと抵抗５６２の抵抗値ＲＩ１＿ＲＥＦは等しくなっており、ＲＩＡ＿ＲＥＦ＝ＲＩ１＿ＲＥＦとすると、定電流Ｉ１は、数式２４で表される。

このように、大気圧Ｐ０に比例した定電流Ｉ１を生成することができる。

（他の実施形態）
上記実施形態では、物理量検出装置をアナログ回路のみで構成した例を示したが、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、増幅回路２０から出力される電圧（アナログ信号）をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路１００と、このＡＤ変換回路１００によってデジタル信号に変換された信号に基づいて圧力変化ΔＰ／大気圧Ｐ０を数値演算するマイコン（ＤＳＰ等を用いてもよい）２００を備えた構成としてもよい。この場合、図７（ａ）に示すように、マイコン２００のデジタル信号処理によるローパスフィルタ（ＬＰＦ）にて、ＡＤ変換回路１００からの出力信号からΔＰに応じた電圧成分が除去されたＰ０を求めるとともに、このＰ０をＡＤ変換回路１００からの出力信号から差し引いてΔＰを求め、ΔＰ／Ｐ０を算出することができる。また、図７（ｂ）に示すように、マイコン２００のデジタル信号処理によるローパスフィルタ（ＬＰＦ）にて、ＡＤ変換回路１００からの出力信号からΔＰが除去されたＰ０を求めるとともに、マイコン２００のデジタル信号処理によるハイパスフィルタ（ＨＰＦ）にて、ＡＤ変換回路１００からの出力信号からＰ０が除去されたΔＰを求め、ΔＰ／Ｐ０を算出することができる。

また、上記実施形態では、本物理量検出装置を、車両のドア内の圧力変化を検知して車両のドアへの衝突を検出する側面衝突検出装置に適用した例を示したが、このような用途に限定されるものではなく、例えば、油圧や水圧の変化を検出する装置等に適用することもできる。

また、上記実施形態では、オペアンプ４１５を有するレベルシフタ４０によってフィルタ３０の出力から増幅回路２０の基準電圧分を降下させる例を示したが、このような構成に限定されるものではない。

なお、上記実施形態における構成と特許請求の範囲の構成との対応関係について説明すると、定電流回路１０ａ、ブリッジ回路１０および増幅回路２０が検出手段に相当し、フィルタ３０および図７（ａ）のマイコン２００のＬＰＦがフィルタ手段に相当し、ＬＰＦ３０がフィルタに相当し、可変利得器５０および図７（ａ）、（ｂ）のマイコン２００が信号出力手段に相当し、レベルシフタ４０が電位降下手段に相当する。

本発明の第１実施形態に係る物理量検出装置の構成を示す図である。 ブリッジ回路のダイヤフラム部によって検出される検出圧力Ｐと増幅回路２０から出力される電圧ＶＳの特性例を示す図である。 本物理量検出装置のフィルタの回路図である。 本物理量検出装置のレベルシフタの回路図である。 本物理量検出装置の可変利得器の回路図である。 本発明の第２実施形態に係る物理量検出装置のレベルシフタと定電流生成回路の回路図である。 （ａ）、（ｂ）物理量検出装置の変形例を示す図である。 車両のドアへの衝突によるドア内の圧力変化の様子を示す図である。

符号の説明

１０…ブリッジ回路、１０ａ…定電流回路、２０…増幅回路、３０…フィルタ、
４０…レベルシフタ、５０…可変利得器、６０…判定回路、１００…ＡＤ変換回路、
２００…マイコン。

Claims (3)

1. 検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分および前記平均的な物理量との変化量に応じた電圧成分を含む電圧を出力する検出手段と、
   前記検出手段の出力電圧から前記平均的な物理量との変化量に応じた電圧成分を除去して前記検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分を含む電圧を出力するフィルタと、
   前記フィルタから出力される前記検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分を含む電圧に反比例する利得で、前記検出手段から出力される前記検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分および前記平均的な物理量との変化量に応じた電圧成分を含む電圧と、前記フィルタから出力される前記検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分を含む電圧との電圧差を増幅する可変利得器と、を備え、
   前記可変利得器は、前記検出手段の出力電圧が制御端子に印加される第１のトランジスタと、
   前記フィルタによって前記検出手段の出力電圧から前記平均的な物理量との変化量に応じた電圧成分が除去された電圧が制御端子に印加される第２のトランジスタと、
   前記フィルタから出力される前記検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分を含む電圧に比例する２つの定電流を生成し、生成した定電流をそれぞれ前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタに流す定電流生成回路と、
   前記第１のトランジスタの前記定電流生成回路と接続された第１の端子と前記第２のトランジスタの前記定電流生成回路と接続された第１の端子との間に接続された入力抵抗と、を備え、
   前記第１のトランジスタは、前記定電流生成回路によって生成された前記定電流と前記入力抵抗に流れる電流の和に応じた電圧を第２の端子から出力し、前記第２のトランジスタは、前記定電流生成回路によって生成された前記定電流と前記入力抵抗に流れる電流の差に応じた電圧を第２の端子から出力し、
   更に、前記第１のトランジスタの第２の端子から出力される前記電圧と前記第２のトランジスタの第２の端子から出力される前記電圧との電圧差に応じた電圧を出力する差動増幅部と、を備えたことを特徴とする物理量検出装置。
2. 前記検出手段は、前記検出対象の平均的な物理量に応じた電圧成分および前記平均的な物理量との変化量に応じた電圧成分を含む電圧を増幅するとともに増幅した電圧に基準電圧を加えた電圧を出力する増幅回路を有し、当該増幅回路の出力電圧を出力するもので、
   前記定電流生成回路は、前記フィルタの出力から前記増幅回路の前記基準電圧分を降下させる電位降下手段を有し、当該電位降下手段の出力から前記検出対象の平均的な物理量に比例する定電流を生成することを特徴とする請求項１に記載の物理量検出装置。
3. 前記検出手段は、車両のドア内の空気圧力を検出対象とし、大気圧に応じた電圧成分および前記車両のドアへの衝突による前記大気圧との圧力変化に応じた電圧成分を含む電圧を出力することを特徴とする請求項１または２に記載の物理量検出装置。

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