JP4888994B2 - 電流モニタ装置 - Google Patents

Description

本発明は、電流モニタ装置に係り、特に２線式の工業用電流伝送路に流れる電流を監視する電流モニタ装置に関する。

従来から化学プラント、石油プラント等を制御するため、広大な敷地に敷設される複数のプラント構成機器・装置の圧力や温度、配管を流れる流体の流速等の物理量を測定する工業用計測器がある。この工業用計測器１は、例えば図１２に示すように直流電源３（例えば２４Ｖ）および負荷抵抗器４（例えば２５０Ω）とともに２線式伝送路２に直列に介挿されて、計測した物理量を４ｍＡ〜２０ｍＡ範囲の電流値に変換して２線式伝送路２に送出する。この図に示されるようにプラントの場合は、一般に工業用計測器１が計測した物理量を所定レベル範囲の電流値に変換して伝送する電流ループ回路が適用される。これはプラントの場合、伝送ケーブルの伝送路長が長く、電圧振幅で伝送するとケーブルの電気抵抗による信号劣化が生じて伝送不能になるためである。一般には、２０ｍＡを工業用計測器が計測可能な物理量の１００％、４ｍＡを物理量の０％に割り当て、計測した物理量に比例させた電流が工業用計測器から出力されるようになっている。ちなみに負荷抵抗を２５０Ωにしているのは、この抵抗に４ｍＡの電流が流れたときの電圧降下が１Ｖ、２０ｍＡの電流が流れたときの電圧降下が５Ｖになり、この１Ｖ〜５Ｖの範囲の電圧値は、各種制御演算に用いるのに都合がよいためである。

一方、この種の工業用計測器としては、２線式伝送路に流れる電流を用いて工業用計測器（以下、単に計測器ということがある）を作動させる動作電源を自らが作り出し、計測器作動用の電源装置や電源配線、或いは電池が不要な２線式伝送器が知られている（例えば、特許文献１を参照）。この２線式伝送器は、２線式伝送路に流れる電流を用いて伝送器内部の作動電源を作り出すとともに、計測器が計測した物理量に応じた電流を２線式伝送路に出力するものである。

ところで上述した工業用計測器が計測した物理量は、例えば複数の２線式伝送路を集線してプラントを制御する集中制御装置に与えられる。この集中制御装置は、２線式伝送路を介して得られたデータに補正演算、制御演算等の様々な処理を施し、これらのデータに基づいてプラント全体の制御を行うものである。ちなみにプラントの制御系が複雑であるほど、工業用計測器の出力は多岐に亘る。このため予防保全の観点からプラントを運転・監視するユーザ等から、プラントに設けられた多数の工業用計測器がそれぞれ出力するデータが正確なものであるか、或いはトレンド傾向がどのようなものであるかというのを個別にモニタしたいという要求が出されている。

しかしながら前述したプラント全体の制御を司る集中制御装置以外に２線式伝送器から出力される計測データを別用途で使用する場合（例えば伝送路に流れる電流をモニタする場合等）、制御ループ内のプログラムやシステムの変更を伴うことがある。しかし、既存の制御系に用いられているプログラムの中から、個々の計測器のデータを切り出してモニタ用として再利用するということは、測定系が大規模で複雑であるほど困難になる。そこで各計測器から出力されるデータを、制御系の伝送路（２線式伝送路）から切り離して計測器の動作をモニタする用途に限定し、別個にデータを収集する方が効果的な場合がある。そのためには、一般に電流モニタ装置が計測した計測値は、２線式伝送路とは別に敷設した伝送路（有線伝送路；たとえばＧＰＩＢ等）を介して伝送される。

或いは電流モニタ装置は、上述した有線伝送路によらず電流モニタ装置が検出した計測値を例えば図１３に示すように無線伝送する方式を採用してもよい。この方式は、電流モニタ装置が２線式伝送路に流れる電流を計測し、この計測データを無線にて送出する無線モニタ装置５を設けて構成される。この無線モニタ装置５には、この装置を稼働させる電源として例えば電池６を備えている。

尚、この種の無線伝送方式を用いた電池駆動の工業用計測器および電流モニタ装置が知られている（例えば、非特許文献１を参照）。
特開平９−８１８８３号公報 Honeywell、"XYR 5000 Wireless Base Radio with Integrated Omni Directional Antenna"、[online]、２００５年３月、[平成１７年８月１５日検索]、インターネット＜ URL：http://honeywell.silverw.com/docs/34-XY-01-05.pdf ＞

しかしながら、前述の電流モニタ装置は、計測した電流値を伝送するため、制御用配線とは別に伝送路を敷設しなければならず、伝送線の伝送路長が膨大になるという問題がある。更に電流モニタ装置を作動させるために電源が必要な場合、電流モニタ装置まで伝送路と略同じ距離の電源ラインを別途敷設する必要がある。このため、電流モニタ装置と集中制御装置とが離れている場合、すなわち電源ラインの配線こう長が長くなる場合は、コストが膨大になるという問題もある。

もちろん電流モニタ装置を電池駆動とすれば電源ラインは、不要である。また、電池駆動の無線伝送方式を用いれば電源ラインおよび計測した電流データを伝送する伝送路は不要である。しかし電池は、その寿命が有限であるため電池を交換する作業が必須となる。このため電池駆動の電流モニタ装置は、電池交換作業の手間がかかるほか、一般にプラントが大規模になるにつれて電流モニタ装置の数も多くなり、それ故、プラントのどこに電池駆動の電流モニタ装置が設置されているかを探し当てなければならず多大な労力が必要である。また、上述した電池駆動の電流モニタ装置は、電池が切れてからその都度、交換作業を行うと作業コストが甚大なものになる。このため、電流モニタ装置の電池が切れる前に、所定の周期で一斉に電池を交換することが望ましい。しかしながら所定の周期で一斉に電池交換作業を行うと電池交換のサイクルが悪戯に短くなるという懸念があるほか、まだ使用可能な電池をも廃棄することになり資源の有効活用の観点からも問題がある。また、電池交換作業できるように電流モニタ装置を設置する必要があり、電池駆動の電流モニタ装置は、その取付け場所等の制約も受ける。

或いは作業員等がディジタルマルチメータやテスタを用いて２線式伝送路に流れる電流を実測することも考えられるが、この場合、ディジタルマルチメータ等の計測器を作動させるための電源（商用電源または電池）が必要であり、またリアルタイムでの計測ができない。
一方、上述した特許文献１に記載の２線式伝送器（以下、単に伝送器と称することがある）は、伝送路に流れる電流を用いて該伝送器の作動に必要な電源電圧をシャントレギュレータによって発生させた後、この伝送器が備えるセンサの検出値に応じた電流値になるように２線式伝送路に流れる電流値を調整している。したがって、この伝送器は２線式伝送路に流れる電流値を制御はしているものの、実際その電流がどのくらい伝送路に流れているのかという点について検出するものではない。より具体的に特許文献１に開示されている図１の回路図を参照すれば、伝送路に流す電流の制御は、帰還抵抗器Ｒ２の端子電圧を用いて行っている。このため特許文献１に開示される伝送器は、抵抗器（Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８およびＲ２）やトランジスタ（Ｑ４，Ｑ２）の劣化、短絡等によって２線式伝送路に流れる電流値が所望の値から逸脱したとしても、伝送路に流れる電流を検出していないのでこれら部品の故障を検出することができないという問題がある。つまり、計測器自体が故障しているとき伝送器は、この故障した測定器の出力電流を用いて制御されることになる。このため特許文献１に記載の伝送器は、伝送器自身の故障検出が困難になる虞がある。

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、作動電源を不要とし、また計測した電流値を伝送する伝送路が不要な電流モニタ装置を提供することにある。

上述した目的を達成すべく本発明に係る電流モニタ装置は、測定器が測定した物理量を信号電流に変換して２本の伝送路に出力した電流値を計測する電流モニタ装置であって、
前記伝送路に介挿されて、前記伝送路に出力された前記信号電流の電流値を計測する電流検出部と、
前記伝送路に介挿されて、前記信号電流が流れることにより生じた電圧を出力する電源電圧生成部と
を具備し、
前記電流検出部は、前記電源電圧生成部が出力した電圧により駆動されることを特徴としている。

好ましくは前記電源生成部は、前記伝送路に介挿されて、前記信号電流を流すトランジスタと、前記介挿されたトランジスタの二つの電極にそれぞれ接続されて、これらの電極間に前記信号電流が流れて生じた電圧の電圧値を検出する電圧検出部と、前記トランジスタの二つの電極にそれぞれ接続されて、所定の基準電圧値を出力する基準電圧生成部と、この基準電圧生成部が出力した基準電圧値と前記電圧検出部が検出した電圧値とを比較し、前記トランジスタの内部抵抗を変化させてこのトランジスタの二つの電極間の電圧を所定の電圧値に調整する電圧比較調整部とを備えることが望ましい。

上述の電流モニタ装置に用いる電源電圧生成部は、伝送路に挿入したトランジスタの内部抵抗を制御することによって、このトランジスタの両端（例えばＭＯＳＦＥＴの場合、ソース・ドレイン間）に電圧降下を生起させる。このときトランジスタの内部抵抗を制御して、主電流が流れるトランジスタの二つの電極間（例えばソース・ドレイン間）に生じる電圧降下を所定の電圧に調整したとしても伝送路に流れる電流は、計測器が制御する電流値によってのみ変化するので、信号電流は不変である。したがって、トランジスタの二つの電極間の電圧は、任意の値に設定することができる。そして、トランジスタの二つの電極間に生じた電圧（電圧降下）によって電流検出部を作動させて伝送路に流れる電流を測定する。

更に前記電流検出部が計測した上記電流値を無線伝送する無線部を備え、この無線部は、前記電源電圧生成部が出力した電圧により駆動されるよう構成される。
この無線部は、電源電圧生成部が出力した電圧により駆動される。したがって上述の電流モニタ装置は、無線部が作動する電源を用意する必要がない。更には、計測した電流値を伝送する伝送路も不要である。

好ましくは前記無線部は所定の周期で間欠送信し、この無線部の送信停止中は前記電源電圧生成部から得られる電荷を蓄える一方、該無線部の送信中は前記蓄えた電荷を放出して上記無線部が必要とする電流を補う蓄電部を備えることが望ましい。
この電流モニタ装置は、例えば２線式伝送路が最小電流値（４ｍＡ）のとき無線部以外の回路が作動できるものの無線部がデータを送出すると４ｍＡでは電流が不足する場合、無線部を間欠動作させるとともに、この無線部がデータを送出していない待機状態にあるとき、前記電源電圧生成部が出力した余剰電荷（電流）を蓄電部（コンデンサ）に蓄える。そして無線部がデータ送出するときには、伝送路から電流の供給を受けるとともに、コンデンサに蓄えた電荷（電流）を取り出して無線部を作動させる。

本発明の請求項１〜４に記載の電流モニタ装置によれば、伝送路に流れる電流を用いて電流モニタ装置内部の電源電圧生成部が、この電流モニタ装置を作動させる電圧を作り出している。このため電流モニタ装置を作動させるための電源配線や電池を用いることなく無電源で伝送路に流れる電流を計測することができる。また計測した電流値は、伝送路に流れる電流から作り出した電圧によって作動する無線部を用いて無線伝送している。このため、計測した電流データを伝送する有線伝送路が不要である。したがって本発明の電流モニタ装置は、電源配線および計測した電流データを伝送する有線伝送路が不要となるので、電源配線および有線伝送路を敷設するコストがかからないほか、電池の交換が不要であり優れたメンテナンス性を備えている。

また本発明の電流モニタ装置は、無線部を所定の周期で間欠送信させるとともに、無線部の送信停止中は、電源電圧生成部から得られる電荷（電流）をコンデンサ蓄える一方、この無線部の送信中はコンデンサに蓄えた電荷（電流）を放出して無線部が必要とする電流を補っている。したがって本発明の電流モニタ装置は、大きな無線出力を得ることのできる無線部を用いることができ、有線伝送路を介すことなく計測した伝送路に流れる電流値のデータをより遠方に伝送できる。更には既存のプラントにも容易に適用可能であるという優れた効果を奏し得る。

以下、本発明に係る電流モニタ装置について添付図面を参照しながら説明する。なお、図１〜図１０は発明を実施する形態の一例を説明するための図であって、これらの図によって本発明が限定されるものではない。また、これらの図中、図１２および図１３と同一の符号を付した部分は、前述した２線式伝送路を用いた計測システムと同一物を表わし、基本的な構成は図１２、図１３に示す従来のものと同様であるので説明を略述する。

さて、図１は、本発明の第１の実施形態を示す概略ブロック図である。この図において１は、各種センサ（図１に図示せず）を備えて計測対象の物理量（例えば圧力、温度、流量等）を計測して、その計測した物理量に対応する信号電流を２線式伝送路２（以下単に伝送路ということがある）出力する工業用計測器（以下、単に計測器ということがある）である。伝送路２は、所定電圧（例えば２４Ｖ）の直流を出力する直流電源３および所定の抵抗値（例えば２５０Ω）を有する負荷抵抗器４が直列に介挿されて電流ループを形成する。そして計測器１は、センサが計測した物理量を例えば４ｍＡ〜２０ｍＡの電流値の信号電流に変換して伝送路２に出力する。本発明の電流モニタ装置１０は、このように構成された計測システムの伝送路２に直列に介挿されて、この伝送路２に流れる電流を検出する。

この電流モニタ装置１０は、伝送路２に直列に介挿するべく二つの端子ＶＰ，ＶＭを有し、伝送路２に流れる電流から所定の電圧を生成する電源電圧生成部２０、伝送路２に流れる信号電流の電流値を検出する電流検出部３０およびこの電流検出部３０が検出した電流値（電流データ）を無線伝送する無線部４０を備える。この電流モニタ装置１０は、詳しくは図２に示される回路構成をとっている。

端子ＶＰ，ＶＭ間には、伝送路２に流れる信号電流を通過させるトランジスタＱ１、このトランジスタＱ１に信号電流が流れることによって、このトランジスタＱ１の二つの電極間（例えば、ソース・ドレイン間）に生じる電圧（電圧降下）を検出する電圧検出部２１、所定の基準電圧を出力する基準電圧生成部２２、この基準電圧生成部２２が出力した基準電圧と電圧検出部２１が検出した電圧とを比較してトランジスタＱ１の二つの電極間の電圧を所定の電圧値に調整する電圧比較調整部２３がそれぞれ接続される。

トランジスタＱ１は、例えばＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースが端子ＶＰに、ドレインが後述するシャント抵抗器Ｒ５を介して端子ＶＭに接続される。このトランジスタＱ１のゲートは、詳細は後述するが電圧比較調整部２３を構成するオペアンプＡ１の出力（制御信号）が接続される。尚、この端子ＶＭに接続されるシャント抵抗器Ｒ５の他端は、基準電位０ＶのＧＮＤライン１１と呼称し、端子ＶＰ側は、電位ＶＳＵＰのＶＳＵＰライン１２と呼称する。

電圧検出部２１は、直列に接続された二つの抵抗器Ｒ１およびＲ２がＶＳＵＰライン１２とＧＮＤライン１１との間に接続されて構成される。また基準電圧生成部２２は、抵抗器Ｒ６と基準電圧源ＶＲＥＦが直列に接続されてＶＳＵＰライン１２およびＧＮＤライン１１間に接続される。この基準電圧源ＶＲＥＦのアノードはＧＮＤラインに、基準電圧源ＶＲＥＦのカソードは抵抗器Ｒ６を介してＶＳＵＰライン１２に接続される。

この基準電圧源ＶＲＥＦは、ツェナーダイオードまたはバンドギャップリファレンス等で構成される。尚、基準電圧生成部２２の基準電圧源ＶＲＥＦは、ツェナーダイオードよりバンドギャップリファレンスを用いると温度安定性を高くすることができる。
そして電圧検出部２１の抵抗器Ｒ１，Ｒ２の接続点（検出電位ＶＴ）が電圧比較調整部２３を構成するオペアンプＡ１の負入力端子に、基準電圧生成部２２の抵抗器Ｒ６と基準電圧源ＶＲＥＦとの接続点（基準電位ＶＲ）がオペアンプＡ１の正入力端子にそれぞれ接続される。ちなみにオペアンプＡ１を駆動させる正負の電源入力端子は、ＶＳＵＰライン１２およびＧＮＤライン１１にそれぞれ接続される。

そうして正入力端子の電位（基準電位ＶＲ）＜負入力端子の電位（検出電位ＶＴ）の条件を満たすときトランジスタＱ１のゲートにＧＮＤライン１１の電位が印加されてトランジスタＱ１は、カットオフ状態になる。すると、トランジスタＱ１のドレイン・ソース間の電圧は、上昇し、ＶＳＵＰライン１２の電位が上昇する。このとき電圧検出部２１の抵抗器Ｒ１，Ｒ２に加わる電圧も上昇するので、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の接続点電位（検出電位ＶＴ）は、上昇する。この検出電位が基準電位ＶＲを上回るとオペアンプＡ１の出力は、ＶＳＵＰラインの電位になる。するとトランジスタＱ１のドレインが出力される。これによりトランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧が大きくなるのでトランジスタＱ１のドレイン電流が増加する。そうしてオペアンプＡ１は、電圧検出部２１の抵抗器Ｒ１，Ｒ２の接続点（検出電位）が基準電位ＶＲになるようトランジスタＱ１のゲートを制御する。このように、電源電圧生成部２０は、シャントレギュレータを構成している。

上記のトランジスタＱ１のソース・ドレイン間電圧は、電圧検出部２１の抵抗器Ｒ１，Ｒ２および基準電圧源ＶＲＥＦとの組み合わせで決定される。例えば、抵抗器Ｒ１の抵抗値が４００ｋΩ、抵抗器Ｒ２の抵抗値が１００ｋΩ、基準電圧源ＶＲＥＦのブレークダウン電圧が１.２３Ｖであるとき、ＶＳＵＰライン１２の電位は、５倍の６.１５Ｖになる。このようにＶＳＵＰライン１２には、電圧検出部２１の抵抗器Ｒ１，Ｒ２の抵抗比を調整することで所望の電圧が得られる。

尚、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の抵抗値は、消費電流とのトレードオフを考慮して定める。つまり、それぞれの抵抗器を高抵抗で構成すれば低消費電力の回路を構成することができる。一方、基準電位は、トランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧によらず一定である。このため回路の消費電流を少なくするため抵抗器Ｒ６の値を大きくすることが望ましい。具体的には、ＶＳＵＰラインの電位が６.１５Ｖになるように抵抗器Ｒ１，Ｒ２が設定され、抵抗器Ｒ６は、１ＭΩに設定されたとする。すると基準電圧源ＶＲＥＦに流れる電流は、［(６.１５−１.２３)/１×１０^６］＝４.９２μＡとなる。

また、抵抗器Ｒ６は、図示した抵抗器のほか、特に図示しないがＦＥＴやトランジスタ等の能動素子のほか、カレントミラー回路などの回路ブロックを用いて構成してもかまわない。また、トランジスタＱ１は、上述したＰチャネルＭＯＳトランジスタに代えてオペアンプＡ１の入力極性を入れ替えればＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成することも可能である。或いはトランジスタＱ１は、ＰＮＰトランジスタやＮＰＮトランジスタを用いることも可能である。さらにオペアンプＡ１のドライブ能力ある場合は、オペアンプＡ１単体で制御してもよい。この場合、トランジスタＱ１が不要になり、簡易な回路で構成できる。

一方、電流検出部３０は、端子ＶＰ，ＶＭ間に直列に介挿されるシャント抵抗器Ｒ５と、このシャント抵抗器Ｒ５の両端に信号電流が流れることによって生じる電圧降下を検出して増幅するオペアンプＡ２を備える。このシャント抵抗器Ｒ５には、後述する無線部４０、オペアンプＡ１、オペアンプＡ２、電圧検出部２１、基準電圧生成部２２およびトランジスタＱ１のドレイン電流の合計電流が流れる。

オペアンプＡ２の正入力端子は、ＧＮＤライン１１に接続され、オペアンプＡ２の負入力端子には、このオペアンプＡ２の出力端子に到る抵抗器Ｒ４および端子ＶＭに到る抵抗器Ｒ３が接続されている。ちなみにオペアンプＡ２が備える正負の電源入力端子は、ＶＳＵＰライン１２およびＧＮＤライン１１にそれぞれ接続される。
ところで上記の抵抗器Ｒ３，Ｒ４は、オペアンプＡ２の増幅度を決定する役割を担っている。具体的に抵抗器Ｒ３を１００ｋΩに、抵抗器Ｒ４を５００ｋΩに設定すると、増幅度は、［Ｒ４／Ｒ３＝５００ｋΩ／１００ｋΩ＝５］となる。例えば、シャント抵抗器Ｒ５にＶＰ端子から４ｍＡの電流が流れたとすると、シャント抵抗器Ｒ５の両端には０.２Ｖの電圧降下が生じる。するとオペアンプＡ２の出力端子には［０.２×５＝１.０Ｖ］の電圧が現れる。またシャント抵抗器Ｒ５にＶＰ端子から２０ｍＡの電流が流れたとすると、シャント抵抗器Ｒ５の両端には１.０Ｖの電圧降下が生じる。するとオペアンプＡ２の出力端子には［１.０×５＝５.０Ｖ］の電圧が現れる。

尚、電流検出部３０の抵抗器Ｒ３，Ｒ４にも電流が流れるため電流検出値には、若干の誤差が含まれる。しかしながら抵抗器Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５の値を適切に設計することで測定誤差を小さく押さえることができ、実用上問題を生じない。例えば４ｍＡの電流を電流検出部３０が検出する際、上述した例では、抵抗器Ｒ５に０.２Ｖの電圧降下が生じる。したがって、抵抗器Ｒ３の両端に生じる電圧降下も０.２Ｖになる。いま、抵抗器Ｒ３が１００ｋΩであるとすると、この抵抗器Ｒ３に流れる電流（誤差電流）は２μＡとなる。よってこの誤差電流は、４ｍＡの測定電流に対して０.０５％になる。一般的な工業用計測機器の場合、誤差０.１％を許容しており、したがってこの程度の測定誤差は問題にならない。

またこの誤差電流は、測定電流に対して常に一定の値となる。つまり、検出電流の値をＩとすれば、誤差電流Ｉerrは、［Ｉerr＝Ｉ×（Ｒ５／Ｒ３）］で求めることができる。具体例を挙げれば、検出電流がＩ＝８ｍＡのとき、誤差電流は、Ｉerr＝４μＡ、Ｉ＝１２ｍＡのとき、Ｉerr＝６μＡ、Ｉ＝２０ｍＡのとき、Ｉerr＝１０μＡである。このように検出電流に応じた一定割合の誤差電流を含むことが既知であるため、電流検出部３０が出力した電流データに誤差電流分を補正することが十分可能である。

さて、この電流検出部３０が出力した電流データは、次段の無線部４０へ与えられる。無線部４０は、アナログ電流信号を入力とし変調を加えた後に所定の周波数の高周波信号として検出した電流データを常時、送出する機能を備えている。そして、図示しない受信部が、無線部４０が送出した電流データを受取り所定の処理を行う。
具体的に無線部４０はハイブリッド化された無線モジュールを適用する。この無線モジュールとしては、電流検出部３０が出力したアナログレベルの電流データ（例えば、直流電圧１Ｖ〜５Ｖ）を受けて、このアナログレベル（電流データ）に応じて所定の変調（振幅変調、周波数変調、位相変調、スペクトラム拡散変調等）を行い無線伝送する機能を備えた無線部４０であれば変調方式も問わない。要は電流検出部３０が検出した電流データを無線伝送できるものであれば、その方式は限定されない。この無線部４０の内部構成は、本願発明が特徴とするところとは異なるものであるので説明を省略する。

一般にプラントには、前述したように複数の計測対象の装置が配設されている。これらに本発明の電流モニタ装置を接続した場合、それぞれの電流モニタ装置の無線部４０が送出する無線信号が混信することがないよう周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）方式、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）方式の他、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式等のアクセス方式を無線部４０およびこの無線部４０が送出した無線信号を受信する受信部（特に図示せず）にそれぞれ適用すればよい。

尚、上述した電源電圧生成部２０、電流検出部３０および無線部４０をそれぞれの消費電流の合計値は、伝送路２に流れる信号電流の最小値（上述の例の場合は、４ｍＡ）を超えないように設計する必要がある。
かくして上述したように構成された本発明の第１の実施形態に係る電流モニタ装置は、伝送路２に介挿されて、この伝送路２に流れる信号電流の電流値を計測する電流検出部３０と、制御信号のレベルにより伝送路２に介挿された例えばソース・ドレイン間の内部抵抗を変化させるトランジスタＱ１と、このトランジスタＱ１のソースおよびドレインにそれぞれ接続されて、これら電極間に信号電流が流れて生じた電圧の電圧値を検出する電圧検出部２１と、トランジスタＱ１のソースおよびドレインにそれぞれ接続されて、所定の基準電圧値を出力する基準電圧生成部２２と、この基準電圧生成部２２が出力した基準電圧値と電圧検出部２１が検出した電圧値とを比較してトランジスタＱ１のゲートに与える制御信号の電圧を調整し、トランジスタＱ１のソース・ドレイン間の電圧を所定の電圧値に調整する電圧比較調整部２３とを具備し、電流検出部３０および電流検出部３０が検出した電流データを無線伝送する無線部４０がトランジスタＱ１のソースおよびドレイン間に生じた電圧により駆動されるようになっているので、電源装置や電池等の外部電源並びに伝送路および検出した電流データを伝送する伝送路が不要である。このため、電源配線および有線伝送路を敷設するコストがかからないほか、電池の交換が不要な電流モニタ装置を実現することができる。

次に本発明の第２の実施形態に係る電流モニタ装置について図３を参照しながら説明する。この図において上述した第１の実施形態と同機能を備える部位には同符号を付し、その説明を省略する。この第２の実施形態に係る電流モニタ装置が上述した第１の実施形態と異なるところは、電流検出部３０が出力したアナログレベルの電圧値（電流データ）をｎビットのディジタルデータに変換するＡ／Ｄコンバータ５０を備え、このＡ／Ｄコンバータ５０が変換したｎビットのディジタルデータを無線部４０が送出するようにした点にある。尚、このＡ／Ｄコンバータ５０を駆動させる正負の電源入力端子は、それぞれＶＳＵＰライン１２およびＧＮＤライン１１に接続される。

このように構成された第２の実施形態に係る電流モニタ装置は、入力信号がディジタルデータしか許さない無線モジュールを無線部４０に適用することができるので、より汎用性を備えている。例えばＢｌｕｅｔｏｏｔｈ、Ｚｉｇｂｅｅ等の無線伝送を行うモジュールを適用することができ、簡易に本発明の電流モニタ装置を実現することが可能である。また本実施形態は、検出した電流データをディジタル変換しているので、特に図示しないが受信側でディジタルデータとして処理する場合、アナログデータをディジタルデータに変換する必要がなく、コンピュータでのデータ処理に最適である。

次に本発明の第３の実施形態に係る電流モニタ装置について図４および図５を参照しながら説明する。これらの図において上述した第１および第２の実施形態と同機能を備える部位には同符号を付し、その説明を省略する。この第３の実施形態に係る電流モニタ装置が上述した第１および第２の実施形態と異なるところは、ＶＳＵＰライン１２とＧＮＤライン１１との間にコンデンサＣ１（蓄電部）を挿入した点、無線部４０、Ａ／Ｄコンバータ５０、電源電圧生成部２０および電流検出部３０の作動を制御するＣＰＵ６０を備えた点にある。例えばこのＣＰＵ６０は、無線部４０を所定周期で送信する制御端子ＥＮの制御を行っている。

一方、コンデンサＣ１は、電気二重層コンデンサや小容量の二次電池が適用される。このコンデンサＣ１は、上述した無線部４０の送信が停止しているとき、余剰電荷（電流）を蓄える一方、無線部４０が送信しているとき、伝送路２を流れる信号電流に加えて、無線部４０が必要とする電流の不足分を補う電流源の役割を担っている。
具体的には、コンデンサＣ１の静電容量（二次電池の容量を含む）をＣ、無線部４０の送信が停止しているときコンデンサＣ１に蓄えられる電荷の最大値をＱmax、無線部４０の送信が完了したとき、コンデンサに蓄えられている電荷をＱminとすれば、無線部４０の送信が完了したときのコンデンサＣ１の両端の電圧、すなわちＶＳＵＰライン１２の電圧［Ｑmin/Ｃ］が、電流モニタ装置１０の回路要素（電源電圧生成部２０、電流検出回路３０、無線回路４０）の最低駆動電圧を下回らないように、無線部４０の送信が停止しているときコンデンサＣ１に蓄えられる電荷の最大値をＱmaxが得られるようにコンデンサＣ１の静電容量Ｃおよび送信周期を設定する。

かくして本発明の第３の実施形態に係る電流モニタ装置は、ＣＰＵ６０の制御によって無線部４０を間欠作動させている。このため、無線部４０が電流データ等を送信していないときコンデンサＣ１に蓄えた電荷（電流）を無線部４０が利用することができる。つまりコンデンサＣ１に蓄えた電荷（電流）は、伝送路２に流れる電流に加えて電流源として利用することができる。このため前述した実施形態に示したような常時、電流データを送出する形態に比べて、無線部４０が間欠的に送出する送信電力を大きくすることができ、それゆえ無線伝送の品質の向上および伝送距離の延伸を図ることができる。

尚、図６は、上述した第３の実施形態に係る電流モニタ装置を変形したもので、端子ＶＰとＶＳＵＰラインとの間に過電流によって回路を遮断するヒューズＦを直列に介挿した回路を示している。通常、端子ＶＰ，ＶＭ間には既知の計測器１、直流電源３、負荷抵抗器４が接続される。もし仮に計測器１や負荷抵抗器４が接続されず、直流電源３を直接端子ＶＰ，ＶＭ間に接続する等の誤接続があった場合、トランジスタＱ１のソース・ドレイン間に過大な電流が流れる虞があり、最悪の場合、トランジスタＱ１が破壊されることがある。このため、端子ＶＰとＶＳＵＰラインとの間に過電流によって電流を遮断するヒューズＦを介挿し、トランジスタＱ１を保護することが望ましい。

もちろんヒューズＦ以外にも端子ＶＰから端子ＶＭ間に流れる電流が過大にならないように過電流を検出した時点でトランジスタＱ１のゲート回路をオペアンプＡ１の出力端子から切り離す等の過電流保護回路（図示せず）を設けてもかまわない。これらは、上述した第１および第２の実施形態では説明しなかったが、同様に適用しても勿論かまわない。
尚、特に図示しないが、間欠動作に必要なタイマ回路やカウンタ回路、これらのプログラムを格納するメモリなどＣＰＵ６０の周辺回路についても、ＶＳＵＰライン１２およびＧＮＤライン１１に接続して電源の供給を受ければよい。

また、ＣＰＵ６０を使って無線部４０の間欠送信制御（ＥＮ制御）を行う以外にもディスクリート部品で構成した例えばマルチバイブレータ回路を用いて所定の周期で無線部４０のＥＮ制御を行っても勿論かまわない。この場合であっても、上述したようにコンデンサＣ１の静電容量Ｃと送信周期を調整してＶＳＵＰライン１２の電圧［Ｑmin/Ｃ］が、電流モニタ装置１０の回路要素（電源電圧生成部２０、電流検出回路３０、無線回路４０）の最低駆動電圧を下回らないように設定すればよい。

次に本発明の第４の実施形態に係る電流モニタ装置について図７を参照しながら説明する。この図において上述した第１〜第３の実施形態と同機能を備える部位には同符号を付し、その説明を省略する。この第４の実施形態に係る電流モニタ装置が上述した第１〜第３の実施形態と異なるところは、電流モニタ装置を構成するアナログ回路に供給する電源と、ディジタル回路に供給する電源を別回路構成にした点にある。具体的には、アナログ回路を構成する電源電圧生成部２０および電流検出部３０は、上述したＶＳＵＰライン１２およびＧＮＤライン１１から電源の供給を受ける一方、無線部４０、Ａ／Ｄコンバータ５０およびＣＰＵ６０は、ＶＳＵＰライン１２およびＧＮＤライン１１間の電圧を所定の電圧に変圧して出力するレギュレータ７０の出力から電源の供給を受ける。

この本発明の第４の実施形態に係る電流モニタ装置は、アナログ部の電源とディジタル部の電源を分離しているので、ディジタル回路が作動することによって電源に重畳されるノイズの影響がアナログ部の電源ライン（ＶＳＵＰライン１２）に影響が及ぶことを抑えることができる。また、アナログ部の作動電圧とディジタル部の作動電圧をそれぞれ別個の電圧に設定することができ、設計の自由度が向上する。

勿論、ディジタル部の作動電圧が単一の値でない場合、図８に本発明の第４の実施形態に係る電流モニタ装置の変形例を示すように、複数のレギュレータ７０をＶＳＵＰライン１２およびＧＮＤライン１１間に接続して所定の電圧を取り出すようにしてもかまわない。このようにすることによって異なる電圧レベルによって作動する構成部品があったとしても本発明の電流モニタ装置を実現することが可能である。

次に本発明の第５の実施形態に係る電流モニタ装置について図９を参照しながら説明する。この図において上述した第１〜第４の実施形態と同機能を備える部位には同符号を付し、その説明を省略する。この第５の実施形態に係る電流モニタ装置が上述した第１〜第４の実施形態と異なるところは、上述したシャントレギュレータの代わりにシリーズレギュレータを用いた点にある。

具体的には図９に示すようにＶＳＵＰライン１２およびＧＮＤライン１１の間に逆バイアスが加わるようにツェナーダイオードＺＤを接続し、このツェナーダイオードＺＤのカソードと電流モニタ装置を構成する電源電圧生成部２０，電流検出部３０，無線部４０、Ａ／ＤコンバータおよびＣＰＵ６０の正の電源ライン（ＶＳＵＰライン１２）との間にＮチャネルのＪ−ＦＥＴ（トランジスタＱ２）を設け、電源電圧生成部２０のオペアンプＡ１の出力をＪ−ＦＥＴ（トランジスタＱ２）のゲートに接続して構成する。

このように構成された本発明の第５の実施形態に係る電流モニタ装置は、オペアンプＡ１の負入力端子の電圧（検出電圧；ＶＴ）が、正入力端子の電位（基準電位；ＶＲ）より高いとき、すなわちＶＳＵＰの電圧が所定の電圧より高いとき、トランジスタＱ２のゲート端子電圧が低下してドレイン電流が減少する。したがってＶＳＵＰ電圧は、低下する。すると電圧検出部２１を構成する抵抗器Ｒ１，Ｒ２の接続点電位（検出電圧；ＶＴ）も低下する。これによって抵抗器Ｒ１，Ｒ２の抵抗分割で定まるオペアンプＡ１の負入力端子の電圧が低下する。

逆にオペアンプＡ１の負入力端子の電圧（検出電圧；ＶＴ）が、正入力端子の電位（基準電位；ＶＲ）より低いとき、トランジスタＱ２のゲート端子電圧が上昇してドレイン電流が増加する。したがってＶＳＵＰ電圧は、増加する。すると電圧検出部２１を構成する抵抗器Ｒ１，Ｒ２の接続点電位（検出電圧；ＶＴ）も上昇する。これによって抵抗器Ｒ１，Ｒ２の抵抗分割で定まるオペアンプＡ１の負入力端子の電圧が上昇する。このような一連のフィードバック動作によってＶＳＵＰライン１２の電圧は、一定に維持される。

ただし、電流モニタ装置に流れ込む電流は、伝送路２を流れる信号電流を基にしているため、電流モニタ装置を構成する各部の消費電流以上の電流は、余剰電流として不要である。換言すれば余剰電流が流れる通路がないと計測器１が伝送路２に送出する信号電流が流れないので、ツェナーダイオードＺＤに、この余剰電流を流す通路の役割を担わせている。

次に本発明の第６の実施形態に係る電流モニタ装置について図１０を参照しながら説明する。この図において上述した第１〜第５の実施形態と同機能を備える部位には同符号を付し、その説明を省略する。この第６の実施形態に係る電流モニタ装置が上述した第１〜第５の実施形態と異なるところは、上述したシリーズレギュレータまたはシャントレギュレータの代わりにＤＣ−ＤＣコンバータを用いて構成した点にある。

このＤＣ−ＤＣコンバータは、ヒューズＦを介して端子ＶＰとＧＮＤライン１１との間に逆バイアスが加わるようにツェナーダイオードＺＤを接続し、このツェナーダイオードＺＤと並列に平滑コンデンサＣ２を接続する。そしてこのツェナーダイオードＺＤのカソードと電流モニタ装置を構成する電源電圧生成部２０，電流検出部３０，無線部４０、Ａ／ＤコンバータおよびＣＰＵ６０の正の電源ライン（ＶＳＵＰライン１２）との間にインダクタＬおよびダイオードＤ１を直列に介挿する。このダイオードＤ１は、インダクタＬ側にアノードが接続され、ＶＳＵＰライン１２側にカソードが接続される。そして、このインダクタＬとダイオードＤ１のアノードとの接続点には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のソースを接続する。このＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のドレインは、ＧＮＤライン１１に接続される。電圧検出部２１を構成する抵抗器Ｒ１，Ｒ２の接続点および基準電圧生成部２２の抵抗器Ｒ６と基準電圧源ＶＲＥＦの接続点は、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータの制御を司る制御回路８０に与えられる。この制御回路８０は、基準電圧生成部２２から出力される基準電圧をベースとして、電圧検出部２１が検出したＶＳＵＰ電圧を所定の電圧になるように制御回路の出力がＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）のゲートに与えられてＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）をスイッチングする。このＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１）をスイッチングすることによりインダクタＬに生起される逆起電力と、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧との和がＶＳＵＰライン１２の電圧となる。つまり、端子ＶＰ，ＶＭ間の電圧よりＶＳＵＰライン１２の電圧を高く設定することができる。

かくして、上述したように構成された本発明の第６の実施形態に係る電流モニタ装置は、端子ＶＰ，ＶＭ間の電圧よりＶＳＵＰの電圧を高く設定することができ電流検出部３０、無線部４０、Ａ／Ｄコンバータ５０およびＣＰＵ６０が端子ＶＰ，ＶＭ間の電圧より高い作動電圧を要求したとしても伝送路２に流れる電流を検出することができる。もちろんＤＣ−ＤＣコンバータで一旦昇圧した電圧を上述した第４の実施形態に示したレギュレータで降圧して任意の電圧を作り出してもかまわない。

ここで、本発明に係る電流モニタ装置が正しく作動するかどうか評価試験を行った結果を図１１に示す。この図は、４ｍＡ〜２０ｍＡの電流が流れる伝送路２に本発明の電流モニタ装置を挿入してオペアンプＡ２の出力電圧を計測した結果を示すグラフである。この図の横軸は、伝送路２に流れる電流を［ｍＡ］単位で示し、縦軸は、オペアンプＡ２の出力を［Ｖ］単位で示している。この図が示すように伝送路２に流れる電流が４ｍＡのとき、オペアンプＡ２の出力は１Ｖであり、伝送路２に流れる電流が２０ｍＡのとき、オペアンプＡ２の出力は５Ｖになっていることが読み取れる。このように伝送路２に流れる電流に応じてオペアンプＡ２の出力が直線的に変化し、本発明に係る電流モニタの直線性が確保されていることが検証できた。

尚、オペアンプＡ２の出力電圧は、上述したように抵抗器Ｒ３，Ｒ４の比で決定されるものであるから、上述の電圧レンジ以外にも所望の電圧レンジになるように抵抗器Ｒ３，Ｒ４の比を設定すればよい。
このように本発明に係る電流モニタは、オペアンプＡ２の出力に応じて、その出力電圧値を無線部４０によって無線伝送したり、或いは特に図示しないが電流モニタ装置に液晶表示板を設けて伝送路２に流れる電流を外部電源がなくても表示させることができる。

尚、本発明に係る電流モニタ装置は、上述したシャントレギュレータ、シリーズレギュレータ、ＤＣ−ＤＣコンバータのほか、どのようなレギュレータの方式を採用したとしても、計測器が出力した信号電流を使って電流モニタ装置が作動する内部電源が生成できればレギュレータの構成が上述した回路に限定されるものではない。
尚、本発明の電流モニタ装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えてもかまわない。

本発明の第１の実施形態に係る電流モニタ装置の概略構成を示すブロック図。 図１に示す電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図。 本発明の第２の実施形態に係る電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図。 本発明の第３の実施形態に係る電流モニタ装置の概略構成を示すブロック図。 図４に示す電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図。 本発明の第３の実施形態を変形した電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図。 本発明の第４の実施形態に係る電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図。 本発明の第４の実施形態を変形した電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図。 本発明の第５の実施形態に係る電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図。 本発明の第６の実施形態に係る電流モニタ装置の主要回路構成を示す回路図。 本発明に係る電流モニタ装置の評価試験の結果を示すグラフ。 従来の２線式伝送路を用いた工業用計測システムの原理的構成を示す概略ブロック図。 従来の２線式伝送路を用いた工業用計測システムに無線モニタ装置を設けて伝送路に流れる電流を計測する電流モニタ装置を組み込んだ概略構成を示すブロック図。

符号の説明

１ 工業用計測器
２ ２線式伝送路
３ 直流電源
４ 負荷抵抗器
１０ 電流モニタ装置
１１ ＧＮＤライン
１２ ＶＳＵＰライン
２０ 電源電圧生成部
３０ 電流検出部
４０ 無線部
Ａ１ オペアンプ
Ｑ１ トランジスタ
ＶＲＥＦ 基準電圧源

Claims (2)

1. 測定器が測定した物理量を信号電流に変換して２本の伝送路に出力した電流値を計測する電流モニタ装置であって、
   前記伝送路に介挿されて、前記信号電流が流れることにより生じた電圧を出力する電源電圧生成部と、
   前記伝送路に介挿されて、前記伝送路に出力された前記信号電流の電流値を計測し、前記電源電圧生成部が出力する電圧により駆動される電流検出部と、
   前記電流検出部が計測した前記電流値を所定の周期で間欠送信し、前記電源電圧生成部が出力する電圧により駆動される無線部と、
   前記無線部の送信停止中は前記電源電圧生成部から得られる電荷を蓄える一方、前記無線部の送信中は前記蓄えた電荷を放出して前記無線部が必要とする電流を補う蓄電部と、を備えることを特徴とする電流モニタ装置。
2. 前記電源電圧生成部は、前記伝送路に介挿されて、前記信号電流を流すトランジスタと、
   前記介挿されたトランジスタの二つの電極にそれぞれ接続されて、これらの電極間に前記信号電流が流れて生じた電圧の電圧値を検出する電圧検出部と、
   前記トランジスタの二つの電極にそれぞれ接続されて、所定の基準電圧値を出力する基準電圧生成部と、
   この基準電圧生成部が出力した基準電圧値と前記電圧検出部が検出した電圧値とを比較し、前記トランジスタの内部抵抗を変化させてこのトランジスタの二つの電極間の電圧を所定の電圧値に調整する電圧比較調整部と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の電流モニタ装置。

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