JP4853307B2 - 無線送信回路及び無線送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、ウルトラワイドバンド通信方式の無線送信回路、及び無線送信装置に関する。

近年、高速無線伝送方式の一つとして、所定の周期タイミングに同期したパルス信号からなるパルス信号列を用いて超広帯域な通信を行うウルトラワイドバンド（ＵＷＢ：Ultra Wide Band）通信方式が注目されている。ＵＷＢ通信の一態様では、搬送波を用いず、例えばパルス幅が１ｎｓｅｃ以下等の極めて細かい短パルス信号からなるパルス信号列を用いて通信を行うものがある（例えば、特許文献１、特許文献２参照。）。

図１５は、背景技術に係るウルトラワイドバンド通信方式の無線送信回路の構成を示すブロック図である。図１５示す無線送信回路１００は、ＰＮ（Pseudorandom Noise：疑似雑音）符号を生成するＰＮ符号生成部１０６と、ＰＮ符号に基づいて送信データを変調し、ドライバ回路１０２へ出力する変調回路１０１と、変調回路１０１から出力された変調信号における駆動電流を増大させてステップリカバリダイオード回路１０３へ出力するドライバ回路１０２と、ドライバ回路１０２から出力された変調信号に高周波の信号成分を生じさせるステップリカバリダイオード回路１０３と、ステップリカバリダイオード回路１０３で生成された高周波の信号成分を抽出することにより短パルス信号を生成し、アンテナ１０５から無線信号として送信させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０４とを備えている。

また、このようなウルトラワイドバンド通信方式による送信電力は、図１６に示す米連邦通信委員会（FCC:Federal Communications Commission）で規定されたスペクトラムマスクＳＰＭ以下にする必要がある。図１６に示すスペクトラムマスクＳＰＭは、横軸が送信周波数、縦軸が送信電力を示し、送信信号に含まれる周波数成分毎に送信電力が規定されているので、送信周波数成分毎に規定された電力以下の電波を用いて送信を行う必要がある。

そこで、パルスを配置する周期タイミングを示すクロック信号に、意図的にジッダを生じさせ、無線信号においてパルスが配置される周期をわずかにばらつかせることにより、無線信号に含まれる周波数成分のスペクトラムを拡げて送信電力のピーク値を低下させるようにした無線送信装置が知られている（例えば、特許文献３参照。）。

特許文献３に記載の無線送信装置は、発振回路で生成されたクロック信号ＣＫ１と、クロック信号ＣＫ１をバッファ一つ分遅延させたクロック信号ＣＫ２と、クロック信号ＣＫ１をバッファ２つ分遅延させたクロック信号ＣＫ３と、クロック信号ＣＫ１をバッファ３つ分遅延させたクロック信号ＣＫ４とを、ランダムに選択してつなぎ合わせることにより、ジッタの生じたクロック信号を生成するようになっている。
特表２００３−５１５９７４号公報 特開２００６−７４６０９号公報 特開２００６−２２９９０５号公報

しかしながら、特許文献３に記載の無線送信装置のように、段階的に異なる遅延時間を生じさせた各クロック信号を、ランダムに選択してつなぎ合わせた場合には、ジッタの時間幅が離散的な値をとるため、無線信号のスペクトラムにピークが生じてしまう結果、無線信号の送信電力をスペクトラムマスクＳＰＭ以下にすることが困難になるという不都合があった。

本発明は、このような問題に鑑みて為された発明であり、ジッタの時間幅が離散的にならないようにすることにより、無線信号のスペクトラムに生じるピークを低減することができる無線送信回路、及びこれを用いた無線送信装置を提供することを目的とする。

本発明に係る無線送信回路は、所定の周期と同期したタイミングにパルスが配置されたパルス列により送信データを送信する無線送信回路において、前記送信データの１ビット分の論理値を、前記周期と同期した信号が存在する区間及び前記周期と同期した信号が存在しない区間のいずれかに対応させることにより第１変調信号を生成する変調部と、前記第１変調信号の振幅における中央の電圧を含むと共に当該振幅より小さい振幅の範囲内で乱雑に電圧が変動する乱雑信号を生成する乱雑信号生成部と、前記変調部により生成された第１変調信号の電圧レベルと前記乱雑信号生成部により生成された乱雑信号との電圧レベルを比較し、当該比較結果に応じて、第１変調信号の電圧レベルが乱雑信号の電圧レベル以下であればローレベルとなり、前記第１変調信号の電圧レベルが乱雑信号の電圧レベルを超えていればハイレベルとなる乱雑化変調信号を出力する比較部と、前記比較部から出力された乱雑化変調信号に応じて前記パルスを生成するパルス生成部とを備える。

この構成によれば、変調部によって、送信データの１ビット分の論理値が、送信パルスの周期と同期した信号が存在する区間及び当該信号が存在しない区間のいずれかに対応されて第１変調信号が生成される。また、乱雑信号生成部によって、第１変調信号の振幅における中央の電圧を含むと共に当該振幅より小さい振幅の範囲内で乱雑に電圧が変動する乱雑信号が生成される。そして、比較部によって、変調部により生成された第１変調信号の電圧レベルと乱雑信号生成部により生成された乱雑信号との電圧レベルが比較され、当該比較結果に応じて、第１変調信号の電圧レベルが乱雑信号の電圧レベル以下であればローレベルとなり、前記第１変調信号の電圧レベルが乱雑信号の電圧レベルを超えていればハイレベルとなる乱雑化変調信号が出力される。この場合、離散的な電圧値をとらずに乱雑に電圧が変動する乱雑信号と、第１変調信号の電圧との大小関係に応じて乱雑化変調信号の電圧が変化するタイミングが変化するので、乱雑化変調信号には、離散的になることなく乱雑に変動するジッタが生じる。さらに、パルス生成部によって、比較部から出力された乱雑化変調信号に応じてパルスが生成されるので、無線信号のパルスが配置されるタイミングにも、離散的になることなく乱雑に変動するジッタが生じる結果、無線信号のスペクトラムに生じるピークを低減することができる。

また、前記乱雑信号生成部は、ＰＮ符号を生成し、当該ＰＮ符号をシリアル信号で表したＰＮ符号信号を出力するＰＮ符号生成部と、前記ＰＮ符号生成部により出力されたＰＮ符号信号を平滑して前記乱雑信号を生成する平滑回路とを備えることが好ましい。

この構成によれば、ＰＮ符号生成部によりＰＮ符号が生成され、当該ＰＮ符号がシリアル信号で表されたＰＮ符号信号が出力される。また、平滑回路によって、ＰＮ符号生成部から出力されたＰＮ符号信号が平滑されて前記乱雑信号が生成される。これによれば、離散的な電圧値をとらずに乱雑に電圧が変動する乱雑信号を生成することが容易である。

また、前記ＰＮ符号生成部は、前記ＰＮ符号信号の出力速度が設定可能であることが好ましい。ＰＮ符号信号の出力速度を増大させれば乱雑信号の高周波成分が増加し、ＰＮ符号信号の出力速度を減少させれば乱雑信号の高周波成分が減少する。また、乱雑信号の高周波成分が増加するほど、隣接する送信パルス間における乱雑信号の変動が増大する。従って、この構成によれば、ＰＮ符号信号の出力速度を適宜設定することにより、隣接する送信パルス間におけるジッタの大きさを調節することが可能となる。

また、前記平滑回路は、ＲＣ積分回路によって構成されており、前記ＲＣ積分回路の時定数に応じて前記乱雑信号の振幅が設定されることが好ましい。この構成によれば、平滑回路を簡素なＲＣ積分回路によって構成することができる。また、ＲＣ積分回路の時定数を適宜設定することにより、乱雑信号の振幅を、第１変調信号の振幅における中央の電圧を含むと共に当該振幅より小さい振幅の範囲内に設定することが容易となる。

また、前記乱雑信号生成部は、ツェナーダイオードと、前記ツェナーダイオードに逆方向に予め設定された電流を流すことにより、前記ツェナーダイオードのカソードに、アバランシェ降伏による電圧変動を生じさせる電流供給部とを備え、前記ツェナーダイオードのカソード電圧を、前記乱雑信号として出力することが好ましい。

この構成によれば、ツェナーダイオードと、ツェナーダイオードに逆方向に予め設定された電流を流す電流供給部とを用いて離散的な電圧値をとらずに乱雑に電圧が変動する乱雑信号を生成することができる。

また、前記変調部により生成される第１変調信号の立上り及び立下りのうち少なくとも一方を、少なくとも前記乱雑信号の振幅範囲において、一定の直線的な傾きに調節する信号波形整形部をさらに備えることが好ましい。

この構成によれば、信号波形整形部によって、第１変調信号の立上り及び立下りのうち少なくとも一方が、少なくとも乱雑信号の振幅範囲において、一定の直線的な傾きに調節される。これによれば、比較部により第１変調信号の電圧レベルと乱雑信号との電圧レベルが比較される際において、第１変調信号の立上り及び立下りのうち少なくとも一方は、一定の直線的な傾きとなっている電圧範囲で乱雑信号と比較される。そうすると、一定の直線的な傾きとなっているエッジにおいて乱雑信号が比較されることにより得られた乱雑化変調信号の、エッジに生じるジッタの変動量の分布が偏ることが低減される結果、送信信号の電力スペクトラムが平坦化され、ピークが低減される。

また、前記乱雑信号生成部は、前記第１変調信号の立上り及び立下りにおいて、当該第１変調信号の電圧が前記乱雑信号の振幅の下限値から上限値まで変化する時間及び当該第１変調信号の電圧が前記乱雑信号の振幅の上限値から下限値まで変化する時間が予め設定された許容時間以下になるように、前記乱雑信号の振幅を設定することが好ましい。

この構成によれば、比較部による第１変調信号と乱雑信号との比較結果により得られる乱雑化変調信号のジッタが予め設定された許容時間以下となるので、送信されるパルスのジッタもまた許容時間以下となる。そうすると、無線受信装置によってパルス信号を受信可能なジッタの時間範囲を前記許容時間として設定することで、無線受信装置によってパルス信号を受信することが困難になるおそれが低減される。

また、前記パルス生成部は、前記比較部から出力された乱雑化変調信号に基づいて高周波の信号成分を生じさせた第２変調信号を生成するステップリカバリダイオードと、前記ステップリカバリダイオードにより生成された第２変調信号から前記高周波の信号成分を抽出し、当該高周波の信号成分を、前記送信データを表すパルスとして出力するフィルタ部とを備えることが好ましい。

この構成によれば、ステップリカバリダイオードによって、比較部から出力された乱雑化変調信号に基づいて高周波の信号成分を生じさせた第２変調信号が生成され、フィルタ部によって、第２変調信号から高周波の信号成分が抽出されて送信データを表すパルスが出力されるので、乱雑化変調信号に応じてパルスを生成することができる。

また、前記ステップリカバリダイオードは、前記比較部によって生成された乱雑化変調信号の立上り及び立下りエッジのうち、前記変調部により傾きが設定された前記第１変調信号のエッジに応じて前記比較部で得られたエッジに基づき前記第２変調信号を生成することが好ましい。

この構成によれば、ステップリカバリダイオードによって、比較部によって生成された乱雑化変調信号の立上り及び立下りエッジのうち、変調部により傾きが設定された第１変調信号のエッジに応じて比較部で得られたエッジ、すなわちジッタの変動量における分布の偏りが低減されたエッジのタイミングで高周波の信号成分を生じさせた第２変調信号が生成され、当該高周波の信号成分が前記送信データを表すパルスとして出力されるので、無線信号のパルスが配置されるタイミングの分布の偏りが低減される結果、送信信号の電力スペクトラムが平坦化され、ピークが低減される。

また、本発明に係る無線送信装置は、所定の周期と同期したタイミングにパルスが配置されたパルス列により送信データを送信する無線送信装置において、前記送信データを生成するデータ生成部と、上述の無線送信回路と、前記無線送信回路により生成されたパルスを放射するアンテナとを備える。

この構成によれば、データ生成部により生成された送信データが、上述の無線送信回路によって変調され、離散的になることなく乱雑にジッタが変動するように配置されたパルスが生成されて、このパルスがアンテナによって無線信号として放射されるので、無線信号のスペクトラムに生じるピークを低減することができる。

このような構成の無線送信回路及び無線送信装置によれば、変調部によって、送信データの１ビット分の論理値が、送信パルスの周期と同期した信号が存在する区間及び当該号が存在しない区間のいずれかに対応されて第１変調信号が生成される。また、乱雑信号生成部によって、第１変調信号の振幅における中央の電圧を含むと共に当該振幅より小さい振幅の範囲内で乱雑に電圧が変動する乱雑信号が生成される。そして、比較部によって、変調部により生成された第１変調信号の電圧レベルと乱雑信号生成部により生成された乱雑信号との電圧レベルが比較され、当該比較結果に応じて、第１変調信号の電圧レベルが乱雑信号の電圧レベル以下であればローレベルとなり、前記第１変調信号の電圧レベルが乱雑信号の電圧レベルを超えていればハイレベルとなる乱雑化変調信号が出力される。この場合、離散的な電圧値をとらずに乱雑に電圧が変動する乱雑信号と、第１変調信号の電圧との大小関係に応じて乱雑化変調信号の電圧が変化するタイミングが変化するので、乱雑化変調信号には、離散的になることなく乱雑に変動するジッタが生じる。さらに、パルス生成部によって、比較部から出力された乱雑化変調信号に応じてパルスが生成されるので、無線信号のパルスが配置されるタイミングにも、離散的になることなく乱雑に変動するジッタが生じる結果、無線信号のスペクトラムに生じるピークを低減することができる。

以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。図１は、本発明の一実施形態に係る無線送信装置及び無線送信回路の構成の一例を示すブロック図である。

図１に示す無線送信装置１は、無線送信回路２と、データ生成部３と、アンテナ４とを備えている。無線送信回路２は、データ生成部３から出力された送信データＳＤを変調し、パルスを用いて無線通信を行う通信方式、例えばウルトラワイドバンド通信方式の無線信号として送信する回路部である。

図２は、図１に示す無線送信装置１によって送信される無線信号の一例を示す説明図である。図２（ａ）は通信フレームＦ１の一例を示す図であり、図２（ｂ）は図２（ａ）における符号Ａの部分を拡大して示した図である。図２（ａ）に示すように、通信フレームＦ１は、パルス同期用の連続パルス列Ｆ１１と、ビット同期用パルス配列Ｆ１２と、ユニークワードＦ１３と、データ部Ｆ１４とを備えている。また、図２（ｂ）に示すように、短パルス信号Ｐは周期ｔ１、例えば５０ｎｓｅｃ周期で配置されており、短パルス信号Ｐのパルス幅は例えば１ｎｓｅｃにされている。

連続パルス列Ｆ１１は、通信フレームＦ１と図略の無線受信装置における短パルス信号Ｐの受信タイミングとを同期させるためのパルス列で、例えば１００μｓｅｃ〜９００μｓｅｃ程度の期間、短パルス信号Ｐが５０ｎｓｅｃ周期で連続するようにされている。ビット同期用パルス配列Ｆ１２は、ビット同期をとるためのパルス列で、予め設定された単位期間ｔ０毎に、短パルス信号Ｐが無いパルス無区間Ｂ０と、短パルス信号Ｐが５０ｎｓｅｃ周期で連続するパルス有区間Ｂ１とが交互に配置されるようになっている。ユニークワードＦ１３は、ビット同期用パルス配列Ｆ１２とデータ部Ｆ１４とを区別するためのパルス列である。

データ部Ｆ１４は、パルス無区間Ｂ０と、パルス有区間Ｂ１とによって、１ビットのデータの論理値を表すようにされており、例えばパルス無区間Ｂ０がビット「０」、パルス有区間Ｂ１がビット「１」を表すようにされており、いわゆるＯＯＫ（On-Off Keying）変調方式でデータが変調されるようになっている。

無線送信回路２は、水晶発振子２１、基本パルス発生回路２２、変調回路（変調部）２３、ジッター回路２４、プリドライバ２５、ドライバ２６、ステップリカバリダイオード（ＳＲＤ）回路２７、及びバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２８（フィルタ部）を備えている。

基本パルス発生回路２２は、水晶発振子２１を発振させる発振回路で、ウルトラワイドバンド通信方式の無線信号におけるパルスの周期Ｔ１を示すクロック信号ＣＬＫを変調回路２３及びデータ生成部３へ出力する。

データ生成部３は、例えば人の在不在を検出する人感センサや温度センサ等の検出装置及び、例えば照明器具や空調装置等を制御するためのリモコン装置等の、情報や指示命令等、送信しようとする送信データＳＤを生成する回路部である。そして、データ生成部３は、基本パルス発生回路２２から出力されたクロック信号ＣＬＫと同期して送信データＳＤを変調回路２３へ出力する。なお、データ生成部３は、自ら送信しようとするデータを生成するものに限られず、例えば外部に接続された機器から送信しようとするデータを受信して、送信データＳＤとして変調回路２３へ出力するものであってもよい。

変調回路２３は、送信データＳＤの１ビット分の論理値を、クロック信号ＣＬＫと同期する信号が存在する区間及び当該信号が存在しない区間のいずれかに対応させることにより第１変調信号Ｓ１を生成する。

図３は、基本パルス発生回路２２、データ生成部３、及び変調回路２３の動作を説明するための信号波形図である。まず、基本パルス発生回路２２によって、周期Ｔ１のクロック信号ＣＬＫが生成される。次に、データ生成部３によって、クロック信号ＣＬＫと同期して送信データＳＤが変調回路２３へ出力される。

変調回路２３は、例えばアンドゲートを用いて構成されており、クロック信号ＣＬＫと送信データＳＤとの論理積を、第１変調信号Ｓ１として生成する。そうすると、図３に示すように、送信データＳＤのビット「０」から、第１変調信号Ｓ１においてクロック信号ＣＬＫが存在しないパルス無区間Ｂ０が生成され、送信データＳＤのビット「１」から、第１変調信号Ｓ１においてクロック信号ＣＬＫが存在するパルス有区間Ｂ１が生成される。

図４は、ジッター回路２４の構成の一例を示すブロック図である。図４に示すジッター回路２４は、信号波形整形部２４１と、乱雑信号生成部２４２と、比較器２４３とを備えている。

図５は、信号波形整形部２４１の構成の一例を示す回路図である。図５に示す信号波形整形部２４１は、インバータ４１１と、ＰＭＯＳトランジスタ４１２と、ＮＭＯＳトランジスタ４１３と、定電流回路４１４と、コンデンサ４１５とを備えている。ＰＭＯＳトランジスタ４１２のソースには、電源電圧が供給されており、ＰＭＯＳトランジスタ４１２のドレインはＮＭＯＳトランジスタ４１３のドレインに接続され、ＮＭＯＳトランジスタ４１３のソースは定電流回路４１４を介してグラウンドに接続されている。また、ＰＭＯＳトランジスタ４１２のドレインとＮＭＯＳトランジスタ４１３のドレインとの接続点Ｘが、コンデンサ４１５を介してグラウンドに接続されている。

そして、第１変調信号Ｓ１がインバータ４１１によって反転されてＰＭＯＳトランジスタ４１２及びＮＭＯＳトランジスタ４１３のゲートに印加され、ＰＭＯＳトランジスタ４１２及びＮＭＯＳトランジスタ４１３の接続点Ｘの電圧、すなわちコンデンサ４１５の端子電圧が、第１変調信号Ｓ１１として比較器２４３へ出力されるようになっている。

そうすると、第１変調信号Ｓ１がハイレベルになると、ＰＭＯＳトランジスタ４１２がオンしてコンデンサ４１５が充電され、第１変調信号Ｓ１１がハイレベルとなる。一方、第１変調信号Ｓ１がローレベルになると、ＮＭＯＳトランジスタ４１３がオンして、定電流回路４１４によって、一定の電流値でコンデンサ４１５が放電し、一定の直線的な傾きで第１変調信号Ｓ１１の信号レベルが低下する。

なお、図５に示す信号波形整形部２４１は、第１変調信号Ｓ１１の立下りを、一定の直線的な傾きに整形する例を示したが、例えばＰＭＯＳトランジスタ４１２のソースを、定電流回路を介して電源に接続することにより、第１変調信号Ｓ１１の立上りを一定の直線的な傾きに整形するようにしてもよく、第１変調信号Ｓ１１の立上り及び立下りの両方を一定の直線的な傾きに整形するようにしてもよい。

図６は、乱雑信号生成部２４２の構成の一例を示すブロック図である。図６に示す乱雑信号生成部２４２は、ＰＮ符号を示すＰＮ符号信号Ｓ４２１を生成するＰＮ符号生成部４２１と、ＰＮ符号生成部４２１により生成されたＰＮ符号信号Ｓ４２１を平滑して乱雑信号Ｓ１２を生成する平滑回路４２２とを備えている。

ＰＮ符号生成部４２１は、例えば図１５に示す公知のＰＮ符号生成部１０３と同様のＰＮ符号生成回路を用いることができ、例えばＰＮ符号の周期が２５０クロック以上の長さのＭ系列符号（maximum length code）、Ｇｏｌｄ系列符号、Ｋａｓａｍｉ符号等の生成回路を用いることができる。ＰＮ符号生成部４２１は、例えば周期がクロック信号ＣＬＫにおける２５０クロック以上のＰＮ符号を生成することが望ましい。ＰＮ符号の周期がクロック信号ＣＬＫにおける２５０クロックに満たない場合、スペクトラムの平坦化効果が２５０クロック以上の場合に比べて低減する。なお、ＰＮ符号生成部４２１は、デジタル論理回路によって構成可能であるため、例えばデータ生成部３や変調回路２３等と一緒に集積回路化する等して部品点数を低減することが容易である。

図７は、平滑回路４２２の一例を示す回路図である。図７に示す平滑回路４２２は、可変抵抗器ＶＲと、可変容量コンデンサＶＣとからなるＲＣ積分回路によって構成されている。

図８（ａ）は、図６に示す乱雑信号生成部２４２の動作の一例を説明するための信号波形図である。まず、ＰＮ符号生成部４２１によって、疑似ランダムなＰＮ符号信号Ｓ４２１が生成され、このＰＮ符号信号Ｓ４２１が平滑回路４２２によって平滑されて、乱雑信号Ｓ１２が生成される。そうすると、ＰＮ符号信号Ｓ４２１は疑似ランダムな信号であるから、ＰＮ符号信号Ｓ４２１を平滑して得られた乱雑信号Ｓ１２は、図８（ａ）に示すように、乱雑（無秩序、ランダム）に電圧が変動する信号となる。

そして、比較器２４３によって、信号波形整形部２４１から出力された第１変調信号Ｓ１１の電圧レベルと乱雑信号生成部２４２により生成された乱雑信号Ｓ１２との電圧レベルが比較され、当該比較結果に応じて電圧が変化された乱雑化変調信号Ｓ２がプリドライバ２５へ出力される。

なお、ＰＮ符号生成部４２１は、例えばＰＮ符号を生成するための同期回路に用いられているクロック信号の周波数が可変、例えば整数倍に設定可能な設定部を備えていてもよい。これにより、例えばクロック信号の周波数を増大させることにより、例えば図８（ｂ）に示すように、ＰＮ符号信号Ｓ４２１の出力速度が増大される。そうすると、図８（ｂ）に示すように、乱雑信号Ｓ１２の高周波数成分が増加する。乱雑信号Ｓ１２の高周波数成分が増加すると、第１変調信号Ｓ１１の隣り合う二つのパルス間での乱雑信号Ｓ１２の変動が増大する結果、乱雑化変調信号Ｓ２の隣り合う二つのパルス間でのジッタを増大させることが容易となる。

図９は、比較器２４３の動作を説明するための信号波形図である。図９に示す第１変調信号Ｓ１１は、信号波形整形部２４１によって、信号の立上り、及び立下りの両方が一定の直線的な傾きに整形されている例を示している。図９に示すように、比較器２４３によって、信号波形整形部２４１から出力された第１変調信号Ｓ１１の電圧レベルと乱雑信号生成部２４２により生成された乱雑信号Ｓ１２との電圧レベルが比較される。そして、比較器２４３によって、第１変調信号Ｓ１１の電圧レベルが乱雑信号Ｓ１２の電圧レベル以下であれば乱雑化変調信号Ｓ２がローレベルにされ、第１変調信号Ｓ１１の電圧レベルが乱雑信号Ｓ１２の電圧レベルを超えていれば乱雑化変調信号Ｓ２がハイレベルにされる。

そうすると、乱雑化変調信号Ｓ２の立上り、立下りタイミングは、乱雑に電圧が変動する乱雑信号Ｓ１２の電圧レベルに応じて変動し、乱雑化変調信号Ｓ２にジッタが生じる。この場合、乱雑信号Ｓ１２は、連続的に電圧が変化する信号であるから、乱雑化変調信号Ｓ２のジッタの時間幅は、連続的に変動し、背景技術のようにジッタが離散的な値をとることがなくなる結果、乱雑化変調信号Ｓ２に応じたタイミングで短パルス信号Ｐが配置される無線信号のスペクトラムに生じるピークを低減することができる。

ここで、図９に示すように、比較器２４３によって乱雑化変調信号Ｓ２を生成するためには、第１変調信号Ｓ１１の振幅における中央の電圧を含むと共に当該振幅より小さい振幅の範囲内で、乱雑信号Ｓ１２の電圧が変動する必要がある。また、乱雑化変調信号Ｓ２のジッタが大きくなりすぎると、短パルス信号Ｐが配置されるタイミングのジッタが増大し、受信装置側で無線信号を受信することが困難になる。短パルス信号Ｐが配置されるタイミングのジッタ、すなわち乱雑化変調信号Ｓ２のジッタは、受信装置側で無線信号を受信することが可能な許容時間、例えば２ｎｓｅｃ以下に設定されている。

乱雑化変調信号Ｓ２のジッタは、乱雑信号Ｓ１２の振幅が大きくなるほど増大するから、乱雑信号Ｓ１２の振幅を乱雑化変調信号Ｓ２のジッタが２ｎｓｅｃ以下になるように設定すればよい。具体的には、第１変調信号Ｓ１１の立上り及び立下りにおいて、第１変調信号Ｓ１１が乱雑信号Ｓ１２の振幅の下限値から上限値まで変化する時間及び第１変調信号Ｓ１１が乱雑信号Ｓ１２の振幅の上限値から下限値まで変化する時間が２ｎｓｅｃ以下になるように、乱雑信号Ｓ１２の振幅を設定すればよい。

図１０は、平滑回路４２２における可変抵抗器ＶＲの抵抗値Ｒ及び可変容量コンデンサＶＣの静電容量Ｃ、すなわち平滑回路４２２の時定数ＲＣを変化させた場合に得られる乱雑信号Ｓ１２の変化を説明するための説明図である。図１０に示すように、平滑回路４２２の時定数ＲＣを減少させると乱雑信号Ｓ１２の振幅は増大し、平滑回路４２２の時定数ＲＣを増大させると乱雑信号Ｓ１２の振幅は減少する。このように、乱雑信号Ｓ１２の振幅は、可変抵抗器ＶＲの抵抗値Ｒ及び可変容量コンデンサＶＣの静電容量Ｃ、すなわち平滑回路４２２の時定数ＲＣを適宜設定することで、第１変調信号Ｓ１１の立上り及び立下りにおいて、第１変調信号Ｓ１１が乱雑信号Ｓ１２の振幅の下限値から上限値まで変化する時間及び第１変調信号Ｓ１１が乱雑信号Ｓ１２の振幅の上限値から下限値まで変化する時間が２ｎｓｅｃ以下になるように、設定されている。

図１１は、信号波形整形部２４１によって、第１変調信号Ｓ１の波形を整形し、第１変調信号Ｓ１１としてから比較器２４３へ出力することにより得られる効果を説明するための説明図である。図１１（ａ）は、信号波形整形部２４１を用いて、比較器２４３により第１変調信号Ｓ１１から乱雑化変調信号Ｓ２を生成した場合に得られる乱雑化変調信号Ｓ２のジッタの時間幅の分布を示す説明図である。図１１（ｂ）は、信号波形整形部２４１を用いず、比較器２４３によって、第１変調信号Ｓ１１の代わりに第１変調信号Ｓ１を用いて乱雑化変調信号Ｓ２を生成した場合に得られる乱雑化変調信号Ｓ２のジッタの時間幅の分布を示す説明図である。

図１１（ａ）、図１１（ｂ）の分布図２４４に示すように、乱雑信号Ｓ１２の電圧分布はガウス分布でばらつくものとする。そうすると、図１１（ａ）に示すように、信号波形整形部２４１によって、第１変調信号Ｓ１の波形が整形され、第１変調信号Ｓ１１の立下りが一定の直線的な傾きになっていれば、分布図２４５に示すように、乱雑化変調信号Ｓ２のジッタの時間幅の分布もまたガウス分布となる。乱雑化変調信号Ｓ２のジッタの時間幅の分布がガウス分布となれば、無線信号における短パルス信号Ｐの周期タイミングのジッタもまた、ガウス分布となる。

一方、信号波形整形部２４１を用いず、比較器２４３によって、第１変調信号Ｓ１１の代わりに第１変調信号Ｓ１を用いて乱雑化変調信号Ｓ２を生成した場合、例えば図１１（ｂ）に示すように、第１変調信号Ｓ１の傾きは一定にならない。そうすると、分布図２４６に示すように、乱雑化変調信号Ｓ２のジッタの時間幅の分布に偏りが生じる。乱雑化変調信号Ｓ２のジッタの時間幅の分布に偏りが生じれば、無線信号における短パルス信号Ｐの周期タイミングのジッタの分布にも偏りが生じる。

無線信号における短パルス信号Ｐの周期タイミングのジッタに偏りが生じた場合よりも、短パルス信号Ｐの周期タイミングのジッタに偏りが無く、ガウス分布となっている場合の方が、無線信号の電力スペクトラムが平坦化され、ピークが低減される。信号波形整形部２４１は、必ずしも必要ではなく、比較器２４３によって、第１変調信号Ｓ１１の代わりに第１変調信号Ｓ１を用いて乱雑化変調信号Ｓ２を生成するようにしてもよいが、信号波形整形部２４１を用いることで、信号波形整形部２４１を用いない場合と比べて無線信号の電力スペクトラムをより平坦化し、ピークを低減することができる。

プリドライバ２５は、ジッター回路２４から出力された乱雑化変調信号Ｓ２を増幅し、乱雑化変調信号Ｓ３としてドライバ２６へ出力する。ドライバ２６は、プリドライバ２５から出力された乱雑化変調信号Ｓ３における駆動電流を増大させて、乱雑化変調信号Ｓ４としてステップリカバリダイオード回路２７へ出力する。

ステップリカバリダイオード回路２７は、ドライバ２６から出力された乱雑化変調信号Ｓ４の立上り及び立下りエッジのうち、信号波形整形部２４１により傾きが設定された第１変調信号Ｓ１１のエッジに応じたエッジに基づき、高周波の信号成分を生じさせた第２変調信号Ｓ５を生成する回路部である。図１２は、ステップリカバリダイオード回路２７の構成の一例を示す回路図である。図１２に示すステップリカバリダイオード回路２７は、ドライバ２６から出力された乱雑化変調信号Ｓ４がハイパスフィルタ２７１に入力され、ハイパスフィルタ２７１の出力がステップリカバリダイオードＳＲＤのアノードに接続され、ステップリカバリダイオードＳＲＤのカソードがグラウンドに接続されている。また、所定のバイアス電圧Ｖｂｉａｓが、電圧−電流変換素子２７２を介してステップリカバリダイオードＳＲＤのアノードに供給されている。

ハイパスフィルタ２７１は、例えばコンデンサを用いて構成されたハイパスフィルタで、ドライバ２６から出力された乱雑化変調信号Ｓ４の高周波成分を通過させる。電圧−電流変換素子２７２は、バイアス電圧Ｖｂｉａｓを電流に変換する素子で、例えば抵抗やインダクタ等が用いられる。そして、ステップリカバリダイオードＳＲＤのアノードに生じた電圧が、第２変調信号Ｓ５としてバンドパスフィルタ２８へ出力される。

バンドパスフィルタ２８は、ステップリカバリダイオード回路２７から出力された第２変調信号Ｓ５から高周波の信号成分を抽出する帯域フィルタであり、抽出した高周波の信号成分をウルトラワイドバンド通信用のパルス信号Ｓ６としてアンテナ４へ出力する。アンテナ４は、パルス信号Ｓ６を無線信号として放射する。

図１３は、プリドライバ２５、ドライバ２６、ステップリカバリダイオード回路２７、及びバンドパスフィルタ２８の動作の一例を説明するための信号波形図である。上述したように、ジッター回路２４から出力された乱雑化変調信号Ｓ２は、ジッタの時間幅が離散的な値をとることなく連続的に乱雑に変動する。そうすると、プリドライバ２５、ドライバ２６から出力される乱雑化変調信号Ｓ３，Ｓ４のジッタも離散的な値をとることなく連続的に乱雑に変動し、ステップリカバリダイオード回路２７により第２変調信号Ｓ５に高周波の信号成分が生じるタイミングのジッタもまた、離散的な値をとることなく連続的に乱雑に変動する。

そうすると、バンドパスフィルタ２８によって生成されたパルス信号Ｓ６における短パルス信号Ｐのタイミングのジッタもまた、離散的な値をとることなく連続的に乱雑に変動する結果、無線信号のスペクトラムに生じるピークを低減することができる。

このように、短パルス信号Ｐの送信タイミングのジッタを、離散的な値をとることなく連続的に乱雑に変動させることで、無線信号のスペクトラムに生じるピークを低減することができるので、無線信号の放射電力を低下させることなく、従って無線信号の送信距離を維持しつつ周波数成分毎の送信電力を米連邦通信委員会で規定されたスペクトラムマスクＳＰＭ以下にすることが容易となる。

なお、図６に示す乱雑信号生成部２４２の代わりに、図１４に示す乱雑信号生成部２４２ａを用いてもよい。図１４に示す乱雑信号生成部２４２ａは、ツェナーダイオード４２４と、ツェナーダイオード４２４に逆方向に所定の電流を流すことにより、ツェナーダイオード４２４のカソードにアバランシェ降伏による電圧変動を生じさせる定電流回路４２３（電流供給部）とを備え、ツェナーダイオード４２４のカソード電圧を、乱雑信号Ｓ１２として出力する。

定電流回路４２３には、例えば１〜９μＡ程度の一定の電流を流すように電流値が設定されている。そうすると、ツェナーダイオード４２４のカソード電圧は、アバランシェ降伏により乱雑に連続的な電圧変動を生じるので、ツェナーダイオード４２４のカソード電圧を乱雑信号Ｓ１２として用いることができる。この場合、乱雑信号生成部２４２ａを簡素な回路で構成することができる。

図１は、本発明の一実施形態に係る無線送信装置及び無線送信回路の構成の一例を示すブロック図である。 図１に示す無線送信装置によって送信される無線信号の一例を示す説明図である。図２（ａ）は通信フレームＦ１の一例を示す図であり、図２（ｂ）は図２（ａ）における符号Ａの部分を拡大して示した図である。 図１に示す基本パルス発生回路、データ生成部、及び変調回路の動作を説明するための信号波形図である。 図１に示すジッター回路の構成の一例を示すブロック図である。 図４に示す信号波形整形部の構成の一例を示す回路図である。 図４に示す乱雑信号生成部の構成の一例を示すブロック図である。 図６に示す平滑回路の一例を示す回路図である。 図６に示す乱雑信号生成部の動作の一例を説明するための信号波形図である。 図４に示す比較器の動作を説明するための信号波形図である。 図７に示す平滑回路の時定数を変化させた場合に得られる乱雑信号の変化を説明するための説明図である。 図５に示す信号波形整形部２４１によって、第１変調信号の波形を整形してから比較器へ出力することにより得られる効果を説明するための説明図である。 図１に示すステップリカバリダイオード回路の構成の一例を示す回路図である。 図１に示すプリドライバ、ドライバ、ステップリカバリダイオード回路、及びバンドパスフィルタの動作の一例を説明するための信号波形図である。 図４に示す乱雑信号生成部の他の一例を示す回路図である。 背景技術に係るウルトラワイドバンド通信方式の無線送信回路の構成を示すブロック図である。 米連邦通信委員会で規定されたスペクトラムマスクを示す図である。

符号の説明

１ 無線送信装置
２ 無線送信回路
３ データ生成部
４ アンテナ
２２ 基本パルス発生回路
２３ 変調回路
２４ ジッター回路
２７ ステップリカバリダイオード回路
２８ バンドパスフィルタ
２４１ 信号波形整形部
２４２，２４２ａ 乱雑信号生成部
２４３ 比較器
４２１ ＰＮ符号生成部
４２２ 平滑回路
４２３ 定電流回路
４２４ ツェナーダイオード
Ｂ０ パルス無区間
Ｂ１ パルス有区間
ＣＬＫ クロック信号
Ｐ 短パルス信号
ＲＣ 時定数
Ｓ１，Ｓ１１ 第１変調信号
Ｓ１２ 乱雑信号
Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５ 乱雑化変調信号
Ｓ４２１ ＰＮ符号信号
Ｓ６ パルス信号
ＳＤ 送信データ
ＳＲＤ ステップリカバリダイオード
ＶＣ 可変容量コンデンサ
ＶＲ 可変抵抗器

Claims (10)

1. 所定の周期と同期したタイミングにパルスが配置されたパルス列により送信データを送信する無線送信回路において、
   前記送信データの１ビット分の論理値を、前記周期と同期した信号が存在する区間及び前記周期と同期した信号が存在しない区間のいずれかに対応させることにより第１変調信号を生成する変調部と、
   前記第１変調信号の振幅における中央の電圧を含むと共に当該振幅より小さい振幅の範囲内で乱雑に電圧が変動する乱雑信号を生成する乱雑信号生成部と、
   前記変調部により生成された第１変調信号の電圧レベルと前記乱雑信号生成部により生成された乱雑信号との電圧レベルを比較し、当該比較結果に応じて、第１変調信号の電圧レベルが乱雑信号の電圧レベル以下であればローレベルとなり、前記第１変調信号の電圧レベルが乱雑信号の電圧レベルを超えていればハイレベルとなる乱雑化変調信号を出力する比較部と、
   前記比較部から出力された乱雑化変調信号に応じて前記パルスを生成するパルス生成部と
   を備えることを特徴とする無線送信回路。
2. 前記乱雑信号生成部は、
   ＰＮ符号を生成し、当該ＰＮ符号をシリアル信号で表したＰＮ符号信号を出力するＰＮ符号生成部と、
   前記ＰＮ符号生成部により出力されたＰＮ符号信号を平滑して前記乱雑信号を生成する平滑回路とを備えること
   を特徴とする請求項１記載の無線送信回路。
3. 前記ＰＮ符号生成部は、前記ＰＮ符号信号の出力速度が設定可能であること
   を特徴とする請求項２記載の無線送信回路。
4. 前記平滑回路は、ＲＣ積分回路によって構成されており、
   前記ＲＣ積分回路の時定数に応じて前記乱雑信号の振幅が設定されること
   を特徴とする請求項２又は３記載の無線送信回路。
5. 前記乱雑信号生成部は、
   ツェナーダイオードと、
   前記ツェナーダイオードに逆方向に予め設定された電流を流すことにより、前記ツェナーダイオードのカソードに、アバランシェ降伏による電圧変動を生じさせる電流供給部とを備え、
   前記ツェナーダイオードのカソード電圧を、前記乱雑信号として出力すること
   を特徴とする請求項１記載の無線送信回路。
6. 前記変調部により生成される第１変調信号の立上り及び立下りのうち少なくとも一方を、少なくとも前記乱雑信号の振幅範囲において、一定の直線的な傾きに調節する信号波形整形部をさらに備えること
   を特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の無線送信回路。
7. 前記乱雑信号生成部は、前記第１変調信号の立上り及び立下りにおいて、当該第１変調信号の電圧が前記乱雑信号の振幅の下限値から上限値まで変化する時間及び当該第１変調信号の電圧が前記乱雑信号の振幅の上限値から下限値まで変化する時間が予め設定された許容時間以下になるように、前記乱雑信号の振幅を設定すること
   を特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の無線送信回路。
8. 前記パルス生成部は、
   前記比較部から出力された乱雑化変調信号に基づいて高周波の信号成分を生じさせた第２変調信号を生成するステップリカバリダイオードと、
   前記ステップリカバリダイオードにより生成された第２変調信号から前記高周波の信号成分を抽出し、当該高周波の信号成分を、前記送信データを表すパルスとして出力するフィルタ部とを備えること
   を特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の無線送信回路。
9. 前記ステップリカバリダイオードは、
   前記比較部によって生成された乱雑化変調信号の立上り及び立下りエッジのうち、前記変調部により傾きが設定された前記第１変調信号のエッジに応じて前記比較部で得られたエッジに基づき前記第２変調信号を生成すること
   を特徴とする請求項６記載の無線送信回路。
10. 所定の周期と同期したタイミングにパルスが配置されたパルス列により送信データを送信する無線送信装置において、
    前記送信データを生成するデータ生成部と、
    請求項１〜９のいずれか１項に記載の無線送信回路と、
    前記無線送信回路により生成されたパルスを放射するアンテナと
    を備えることを特徴とする無線送信装置。

Images