JP4850910B2 - 分散配置されたエネルギー蓄積器を有する電力変換回路 - Google Patents

Description

本発明は、請求項１の上位概念部分による電力変換回路に関する。

この種の電力変換回路は独国特許出願公開第１０１０３０３１号明細書から公知であり、この種の電力変換回路の等価回路図が図１に詳細に示されている。この等価回路図によれば、この公知の電力変換回路はそれぞれ１００にて示された３つの相モジュールを有する。これらの相モジュール１００は直流電圧側をそれぞれ正および負の直流電圧母線Ｐ₀およびＮ₀に導電接続されている。これらの両直流電圧母線Ｐ₀およびＮ₀の間に詳しくは示されていない直流電圧が存在する。各相モジュール１００は、上側の変換整流器Ｔ１もしくはＴ３もしくはＴ５と下側の変換整流器Ｔ２もしくはＴ４もしくはＴ６とを有する。これらの変換整流器Ｔ１〜Ｔ６のそれぞれは、電気的に直列接続された多数の２極のサブシステム１１を有する。この等価回路図には４つのこれらのサブシステム１１が示されている。２極のサブシステム１１（図２）の代わりに、２極のサブシステム１２（図３）も電気的に直列に接続することができる。相モジュール１００の２つの変換整流器Ｔ１，Ｔ２もしくはＴ３，Ｔ４もしくはＴ５，Ｔ６の各接続点は、これらの相モジュール１００の交流電圧側端子Ｌ１もしくはＬ２もしくはＬ３をなす。この図では電力変換回路が３つの相モジュール１００を有することから、負荷接続端子とも呼ばれる交流電圧側端子Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３には３相負荷、例えば３相交流電動機を接続することができる。

図２には２極のサブシステム１１の公知の実施形態の等価回路図が詳細に示されている。図３による回路装置は機能的に全く等価な変形であり、これは同様に独国特許出願公開第１０１０３０３１号明細書から公知である。この公知の２極のサブシステム１１および１２は、それぞれ２つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３および５，７と、２つのダイオード２，４および６，８と、単極性の蓄積コンデンサ９および１０とを有する。両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１および３もしくは５および７は電気的に直列に接続されていて、この直列接続回路が蓄積コンデンサ９もしくは１０に対して並列に接続されている。各ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１および３もしくは５および７には両ダイオード２，４および６，８の１つが次のように電気的に並列に接続されている。すなわち、当該ダイオードが、対応するターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３，５または７に逆並列に接続されている。サブシステム１１もしくは１２の単極性の蓄積コンデンサ９もしくは１０は、１つのコンデンサから構成されているか、あるいは多数のこのようなコンデンサからなるコンデンサバッテリから構成されていて、結果として生じる静電容量Ｃ₀を有する。ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１もしくは５のエミッタとダイオード２もしくは６のアノードとの接続点は、サブシステム１１もしくは１２の接続端子Ｘ１をなす。両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１および３と両ダイオード２および４との接続点は、サブシステム１１の第２の接続端子Ｘ２をなす。ターンオフ制御可能な半導体スイッチ５のコレクタ端子とダイオード６のカソードとの接続点は、サブシステム１２の第２の接続端子Ｘ２をなす。

両サブシステム１１および１２の実施形態の両図においては、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１および３もしくは５および７として、図２および図３に示されているように、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用される。更に、ＭＯＳＦＥＴとも呼ばれるＭＯＳ電界効果トランジスタも使用することができる。同様に、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１および３もしくは５および７として、ＧＴＯサイリスタとも呼ばれるゲートターンオフサイリスタまたは集積ゲート転流サイリスタ（ＩＧＣＴ）が使用可能である。

独国特許出願公開第１０１０３０３１号明細書によれば、図１による電力変換回路の各相モジュール１００のサブシステム１１もしくは１２がスイッチング状態ＩおよびＩＩにおいて制御される。スイッチング状態Ｉにおいては、サブシステム１１もしくは１２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ１もしくは５がオンされていて、サブシステム１１もしくは１２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ３もしくは７がオフされている。それによって、サブシステム１１もしくは１２の接続端子Ｘ１およびＸ２に生じる端子電圧Ｕ_X21は０に等しい。スイッチング状態ＩＩにおいては、サブシステム１１もしくは１２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ１もしくは５がオフされていて、サブシステム１１もしくは１２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ３もしくは７がオンされている。このスイッチング状態ＩＩにおいては、接続端子Ｘ１およびＸ２に生じる端子電圧Ｕ_X21は蓄積コンデンサ９に生じるコンデンサ電圧Ｕ_Cに等しい。

図１による電力変換回路の等価回路図によれば、この電力変換回路は、相モジュール当たり８個の２極のサブシステム１１もしくは１２を有し、それぞれ変換整流器Ｔ１，Ｔ２もしくはＴ３，Ｔ４もしくはＴ５，Ｔ６当たり４個のサブシステム１１もしくは１２を有し、これらのサブシステムは接続端子Ｘ１およびＸ２により電気的に直列に接続されている。電気的に直列に接続される２極のサブシステム１１もしくは１２の個数は、一方では両直流電圧母線Ｐ₀およびＮ₀の間に生じる直流電圧に関係し、他方では使用されるターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３，５および７に関係する。更に、交流電圧側の接続端子Ｌ１，Ｌ２もしくはＬ３に生じる正弦波状の交流電圧がどのくらい正確に正弦波経過に従うべきかが重要である。

図１にしたがって構成される電力変換回路の構成および動作のためには、各２極のサブシステム１１もしくは１２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３もしくは５，７を適切な回路にて駆動すること、ならびに２極のサブシステム１１もしくは１２の種々の測定値、例えば蓄積コンデンサ９もしくは１０に生じる電圧Ｕ_Cを検出して上位の変換器制御装置に転送することが必要である。それゆえ、各２極のサブシステム１１もしくは１２は電子装置を持たなければならない。電子装置は、図２および図３によるサブシステム１１もしくは１２の表示には、図の見易さの理由から明示されていない。この電子装置は、以下において電子装置モジュールとも呼び、次の役目を引き受ける。
上位の変換器制御装置との双方向通信、
種々の測定値および状態信号もしくはエラー信号の検出、
ターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３もしくは５，７の駆動
あらゆる到来または発生する信号の処理。

更に、２極のサブシステム１１もしくは１２の電子装置モジュールの動作のためのエネルギーを蓄積コンデンサ９もしくは１０から直接的に取り出すことが有利であるが、しかし強制的に必要というわけではない。各２極のサブシステム１１もしくは１２の電子装置モジュールと上位の変換器制御装置との間にはデータ伝送のために２つの光ファイバが使用される場合にこの動作は電位絶縁されている。各２極サブシステム１１もしくは１２の電子装置モジュールの基準電位は、一般に単極性の蓄積コンデンサ９もしくは１０の負極に接続されている。

電力変換回路の相モジュールごとに多数の２極のサブシステム１１もしくは１２を直列接続する場合に、一般に実施形態のサブシステム１１もしくは１２が使用される。すなわち、図１による電力変換回路の相モジュール１００は、図２による実施形態でのサブシステムか図３による実施形態でのサブシステムかのいずれかを有する。図１による３相電力変換回路の場合には、上位の変換器制御装置と２４個のサブシステム１１もしくは１２との間に４８個の光ファイバが設けられなければならない。変換器システムＴ１，…，Ｔ６当たりのサブシステムに関して使用される２極のサブシステム１１もしくは１２の個数が増せば、光ファイバの個数がそれぞれ１２個だけ増える。

この費用を低減するためには、変換整流器Ｔ１，…，Ｔ６当たりの電子装置モジュールの個数が低減されなければならない。この低減は、例えば２つの２極サブシステム１１もしくは１２が１つのサブシステムモジュールに統合され、その際に２つの電子装置モジュールが１つに統合される場合に達成可能である。１つのサブシステムモジュールに統合された少なくとも２つの２極サブシステム１１もしくは１２のために１つの電子装置モジュールを使用する場合に、この電子装置モジュールのエネルギー供給に基づく問題が生じる。１つのサブシステムモジュールに統合された少なくとも２つの２極サブシステム１１もしくは１２の１つの単極性の蓄積コンデンサのみから必要なエネルギーが取り出されるならば、エネルギー供給が非対称に行なわれる。統合されたサブシステム１１もしくは１２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ１，３もしくは５，７の駆動およびコンデンサ電圧Ｕ_Cの検出の際における電位絶縁のための高い費用ならびに不利な非対称電圧分配が結果として生じる。

少なくとも２つの２極サブシステム１１もしくは１２の１つのサブシステムモジュールへのこの種の統合によって、使用される光ファイバの個数は半減するが、しかし電位絶縁に高い費用を代償として払い、しかも非対称のエネルギー供給を我慢しなければならない。それによって、それぞれ２つの簡単に組み立てられるサブシステムが１つの複雑なサブシステムモジュールによって置き換えられる。

本発明の課題は、上述の欠点を回避しかつこの種の電力変換回路のために費用を低減することを可能にする電力変換回路のための２極のサブシステムを提供することにある。

この課題は、本発明よれば、請求項１乃至４の特徴事項のそれぞれにより解決される。

付属の逆並列ダイオードを備えた４つのターンオフ制御可能な半導体スイッチおよび２つの単極性のコンデンサを本発明にしたがって相互に接続することによって、電位絶縁のための高い費用を我慢しなければならないということなしに、これらのターンオフ制御可能な半導体スイッチの制御およびコンデンサ電圧の検出のために共通な電子装置モジュールを使用することができる。更にエネルギー取り出しも対称的に行なわれる。外見上、この種の本発明によるサブシステムは２つの接続端子および２つの光ファイバのための接続部を有する。したがって、この本発明によるサブシステムは接続技術的に公知のシステムに対応する。両接続端子には、このサブシステムの制御によって、２つのみの電位段階の代わりに４つの電位段階を有する端子電圧が発生可能である。予め定められた高電圧用の電力変換回路に関して、公知の実施形態に比べて半分の数のサブシステムしか必要とせず、同様に必要な光ファイバの数も半分になる。

本発明による２極サブシステムの多数の実施形態が概略的に示されている図面を参照しながら本発明を更に説明する。

図１は分散配置されたエネルギー蓄積を有する公知の電力変換回路の等価回路図を示し、図２および図３にはそれぞれ公知の２極サブシステムの第１および第２の実施形態に等価回路図が示され、図４は本発明による２極サブシステムの第１の実施形態の等価回路図を示し、図５には本発明による２極サブシステムの第２の実施形態の等価回路図が示され、図６は本発明による２極サブシステムの第３の実施形態の等価回路図を示し、図７には本発明による２極サブシステムの第４の実施形態の等価回路図が示されている。

図４には本発明によるサブシステム１４の第１の実施形態の等価回路図が詳細に示されている。この本発明による２極のサブシステム１４は、４つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３，２５および２７と、４つのダイオード２２，２４，２６および２８と、２つの単極性のコンデンサ２９および３０と、以下において電子装置モジュール３２とも呼ぶ電子装置３２とを有する。４つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３，２５および２７は電気的に直列に接続されている。これらの半導体スイッチ２１，２３，２５および２７のそれぞれには、１つのダイオード２２，２４，２６および２８が電気的に逆並列に接続されている。それぞれ１つの単極性のコンデンサ２９もしくは３０が、それぞれ２つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３もしくは２５，２７に対して電気的に並列に接続されている。このサブシステム１４の単極性のコンデンサ２９もしくは３０は、１つのコンデンサから構成されているか、または多数のこのようなコンデンサからなるコンデンサバッテリーから構成されているかのいずれかであり、結果として生じる容量Ｃ₀を有する。両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１および２３と両ダイオード２２および２４との接続点は、サブシステム１４の第２の接続端子Ｘ２をなす。両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２５および２７と両ダイオード２６および２８との接続点は、サブシステム１４の第１の接続端子Ｘ１をなす。ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２３のエミッタ、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２５のコレクタ、ダイオード２４のアノード、ダイオード２６のカソード、単極性のコンデンサ２９の負端子および単極性のコンデンサ３０の正端子は共通電位Ｐ₀をなし、共通電位Ｐ₀は電子装置モジュール３２の基準電位端子Ｍに導電接続されている。この電子装置モジュール３２は、２つの光ファイバ３４および３６により、詳しくは図示されていない上位の変換器制御装置に結合されている。共通な電位Ｐ₀は電子装置モジュール３２のための基準電位として用いられる。基本的には、このような電位は、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３，２５および２７の駆動回路モジュールもしくはこれらのターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３，２５および２７のモジュール容器に対して不必要に高い電圧要求を発生させないような電位を基準電位として選択すべきである。

この本発明によるサブシステム１４は４つのスイッチング状態Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩおよびＩＶにおいて制御可能である。スイッチング状態Ｉにおいては、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１および２５がオンされていて、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２３および２７がオフされている。それによって端子Ｘ２およびＸ１に生じるサブシステム１４の端子電圧Ｕ_X21は、コンデンサ２９に生じるコンデンサ電圧Ｕ_Cに等しい。スイッチング状態ＩＩにおいては、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１および２７がオンされていて、これに対してターンオフ制御可能な半導体スイッチ２３および２５がオフされている。今や、サブシステム１４の端子電圧Ｕ_X21は、単極性のコンデンサ２９および３０におけるコーディング電圧Ｕ_Cの和に相当する。スイッチング状態ＩＩＩにおいては、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２３および２５がオンされていて、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１および２７がオフされている。このスイッチング状態ではサブシステム１４の端子電圧Ｕ_X21は０に等しい。スイッチング状態ＩＶにおいては、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２３および２７がオンされていて、これに対してターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１および２５がオフされている。それによってサブシステム１４の端子電圧Ｕ_X21は、電位段階「０」から、単極性のコンデンサ３０に生じる電位段階「コンデンサ電圧Ｕ_C」へ切り替わる。スイッチング状態ＩもしくはＩＶにおいては、エネルギー蓄積器２９もしくは３０が端子電流方向に依存してエネルギーの受け入れもしくは放出を行なう。スイッチング状態ＩＩにおいては、コンデンサ２９もしくは３０が端子電流方向に依存してエネルギーの受け入れもしくは放出を行なう。スイッチング状態ＩＩＩ（「０」）においては、コンデンサ２９もしくは３０におけるエネルギーは一定のままである。それゆえ、この本発明によるサブシステム１４は、機能的に、公知のサブシステム１１と公知のサブシステム１２との直列接続回路に相当する。しかしながら、それに反してこの本発明によるサブシステム１４はこのような直列接続回路の欠点を持たない。

更に両公知のサブシステム１１もしくは１２の直列接続回路の場合には、各サブシステム１１および１２が個別の基準電位および個別の電子装置モジュールを有する。これらの両電子装置モジュールのうち１つのみを使用して、このための電子装置モジュールのためのエネルギーを１つの該当コンデンサから取り出そうとするならば、エネルギー取り出しが非対称に行なわれ、電圧配分に非対称が生じる。更にターンオフ制御可能な半導体スイッチの駆動およびコンデンサ電圧の検出の際に電位絶縁のために高い費用がかかる。本発明にしたがって構成された２極のサブシステム１４の場合には、これらの欠点がもはや生じない。

図５は本発明による２極のサブシステム１６の第２の実施形態の等価回路図を示す。このサブシステム１６は、それぞれ２つのみのターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３および２５，２７が電気的に直列に接続されていることによって、図４によるサブシステム１４と相違する。各ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３，２５および２７には、サブシステム１４におけると同様に、ダイオード２２，２４，２６および２８が電気的に逆並列に接続されている。各直列接続回路には単極性のコンデンサ２９もしくは３０が電気的に並列に接続されている。ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２３のエミッタと、ダイオード２４のアノードと、単極性のコンデンサ２９の負端子との接続点が、電気的に直列に接続された両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２５，２７の接続点と導電接続されている。この接続点は共通電位Ｐ₀をなし、この電位に電子装置モジュール３２の基準電位端子Ｍに導電接続されている。更に、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２７のエミッタと、ダイオード２８のアノードと、単極性のコンデンサ３０の負端子との接続点が、サブシステム１６の接続端子Ｘ１をなす。それゆえ、２極のサブシステム１６のこの実施形態は機能的には２つの公知のサブシステム１１の直列接続回路に相当する。電子装置モジュール３２のための基準電位としてコンデンサ２９の負端子の使用に対して、他の端子も基準電位として使用することができる。基本的には、ここでもターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３，２５および２７の駆動回路モジュールに対して不必要に高い電圧要求が生じないような電位を基準電位として選ぶべきである。

本発明によるサブシステム１８の第３の実施形態においては、図５によるサブシステム１６におけると同様に、それぞれ２つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３および２５，２７が電気的に直列に接続されている。サブシステム１６と違って、ここでは、電気的に直列に接続された両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１および２３の接続点が、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２５のコレクタと、ダイオード２６のカソードと、コンデンサ３０の正端子との接続点に導電接続されている。ここでは、電気的に直列に接続された両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２５および２７の接続点が第１の接続端子Ｘ１をなす。これに対して、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１のコレクタと、ダイオード２２のカソードと、コンデンサ２９の正端子との接続点がこのサブシステム１８の第２の接続端子Ｘ２をなす。このサブシステム１８の電子装置モジュール３２のための基準電位として、サブシステム１６におけると同様に、単極性のコンデンサ２９の負端子が用意されている。このサブシステム１８は、機能的に、２つの公知のサブシステム１２の直列接続回路に相当する。

図７による等価回路図に相当する２極のサブシステム２０の場合には、同様に４つのうちのそれぞれ２つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３および２５，２７が電気的に直列に接続されていて、各ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，…，２７には１つのダイオード２２，２４，２６および２８が電気的に逆並列に接続されている。それぞれ１つのコンデンサ２９もしくは３０が、ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１，２３もしくは２５，２７の直列接続回路に電気的に並列に接続されている。電気的に直列に接続された両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１および２３の接続点が、電気的に直列に接続された両ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２５および２７の接続点と導電接続されている。ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２１のコレクタと、ダイオード２２のカソードと、コンデンサ２９の正端子との接続点が、このサブシステム２０において第２の接続端子Ｘ２をなす。ターンオフ制御可能な半導体スイッチ２７のエミッタと、ダイオード２８のアノードとコンデンサ３０の負端子との接続点がサブシステム２０の第１の接続端子Ｘ１をなす。このサブシステム２０は機能的には公知のサブシステム１２と公知のサブシステム１１との直列接続回路に相当する。

特に駆動およびエネルギー技術の分野における高電圧用電力変換回路のための本発明によるサブシステム１４，１６，１８および２０の構成によって、直列接続された多数のサブシステムからなる電力変換回路と上位の変換器制御装置との間の光ファイバの個数が公知の高電圧用電力変換回路に比べて半減される。各サブシステムは、接続端子Ｘ２，Ｘ１間に４つの異なる電位段階を取り得る端子電圧Ｕ_X21が生じるように制御することができる。この種の端子電圧Ｕ_X21は、従来のサブシステム１１および１２によれば、直列に接続された２つのサブシステム１１，１２もしくは１２，１２もしくは１１，１１もしくは１２，１１が使用される場合にのみ得られる。１つのモジュールに納められた２つの公知のサブシステム１１および１２の単なる直列接続回路と違って、本発明によるサブシステム１４もしくは１６もしくは１８もしくは２０は１つの電子装置モジュール３２しか必要とせず、しかも電子装置モジュールへのコンデンサ２９および３０からのエネルギー供給が対称的に行なわれ得る。それによって制御およびコンデンサ電圧ＵＣの検出の際に電位絶縁のための高い費用が必要とされない。

分散配置されたエネルギー蓄積を有する公知の電力変換回路の等価回路図 公知の２極サブシステムの第１の実施形態に等価回路図 公知の２極サブシステムの第２の実施形態に等価回路図 本発明による２極サブシステムの第１の実施形態の等価回路図 本発明による２極サブシステムの第２の実施形態の等価回路図 本発明による２極サブシステムの第３の実施形態の等価回路図 本発明による２極サブシステムの第４の実施形態の等価回路図

符号の説明

１４ サブシステム
１６ サブシステム
１８ サブシステム
２０ サブシステム
２１ ターンオフ制御可能な半導体スイッチ
２２ ダイオード
２３ ターンオフ制御可能な半導体スイッチ
２４ ダイオード
２５ ターンオフ制御可能な半導体スイッチ
２６ ダイオード
２７ ターンオフ制御可能な半導体スイッチ
２８ ダイオード
２９ 蓄積コンデンサ
３０ 蓄積コンデンサ
３２ 電子装置モジュール
３４ 光ファイバ
３６ 光ファイバ
１００ 相モジュール
Ｍ 基準電位端子
Ｐ₀ 共通電位
Ｔ１〜Ｔ６ 変換整流器
Ｕ_C コンデンサ電圧
Ｕ_X21 端子電圧
Ｘ１ サブシステムの接続端子
Ｘ２ サブシステムの接続端子

Claims (8)

1. 上側および下側の変換整流器（Ｔ１，…，Ｔ６）を有する少なくとも１つの相モジュール（１００）を有する電力変換回路であって、各変換整流器（Ｔ１，…，Ｔ６）が少なくとも１つの２極のサブシステムを有する電力変換回路において、
   各２極のサブシステム（１４）が、４つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）と、４つのダイオード（２２，２４，２６，２８）と、２つの単極性の蓄積コンデンサ（２９，３０）と、電子装置（３２）とを有し、
   各ターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）に１つのダイオード（２２，２４，２６，２８）が電気的に逆並列に接続されていて、
   これらの４つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）が電気的に直列に接続されていて、
   両単極性の蓄積コンデンサ（２９，３０）が電気的に直列に接続され、これらの直列接続回路が次のようにターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）の直列接続回路に対して電気的に並列に接続されていて、すなわちそれぞれ１つの蓄積コンデンサ（２９，３０）が２つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３もしくは２５，２７）に対して電気的に並列に接続され、電気的に直列に接続された両蓄積コンデンサ（２９，３０）の接続点が第２および第３のターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２３，２５）の接続点に導電接続されていて、
   第１および第２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３）の接続点および第３および第４のターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２５，２７）の接続点が２極のサブシステム（１４）のそれぞれ１つの接続端子（Ｘ２もしくはＸ１）をなし、
   電気的に直列に接続された両蓄積コンデンサ（２９，３０）の接続点が電子装置（３２）の基準電位端子（Ｍ）に導電接続されていることを特徴とする電力変換回路。
2. 上側および下側の変換整流器（Ｔ１，…，Ｔ６）を有する少なくとも１つの相モジュール（１００）を有する電力変換回路であって、各変換整流器（Ｔ１，…，Ｔ６）が少なくとも１つの２極のサブシステムを有する電力変換回路において、
   各２極のサブシステム（１６）が、４つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）と、４つのダイオード（２２，２４，２６，２８）と、２つの単極性の蓄積コンデンサ（２９，３０）と、電子装置（３２）とを有し、
   各ターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）に１つのダイオード（２２，２４，２６，２８）が電気的に逆並列に接続されていて、
   第１と第２および第３と第４のそれぞれ２つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３もしくは２５，２７）が電気的に直列に接続されていて、
   これらの両直列接続回路の各々が１つの単極性の蓄積コンデンサ（２９もしくは３０）に対して電気的に並列に接続されていて、
   第１の直列接続回路の第１および第２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３）の接続点が２極のサブシステム（１６）の一方の接続端子（Ｘ２）をなし、第２の直列接続回路に並列接続された単極性の蓄積コンデンサ（３０）の負の端子が２極のサブシステム（１６）の他方の接続端子（Ｘ１）をなし、
   第２の直列接続回路の第３および第４のターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２５，２７）の接続点が、第１の直列接続回路に並列接続された単極性の蓄積コンデンサ（２９）の負の端子に導電接続されていて、
   この接続点が電子装置（３２）の基準電位端子（Ｍ）に導電接続されていることを特徴とする電力変換回路。
3. 上側および下側の変換整流器（Ｔ１，…，Ｔ６）を有する少なくとも１つの相モジュール（１００）を有する電力変換回路であって、各変換整流器（Ｔ１，…，Ｔ６）が少なくとも１つの２極のサブシステムを有する電力変換回路において、
   各２極のサブシステム（１８）が、４つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）と、４つのダイオード（２２，２４，２６，２８）と、２つの単極性の蓄積コンデンサ（２９，３０）と、電子装置（３２）とを有し、
   各ターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）に１つのダイオード（２２，２４，２６，２８）が電気的に逆並列に接続されていて、
   第１と第２および第３と第４のそれぞれ２つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３もしくは２５，２７）が電気的に直列に接続されていて、
   各直列接続回路が１つの単極性の蓄積コンデンサ（２９もしくは３０）に対して電気的に並列に接続されていて、
   第２の直列接続回路の第３および第４のターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２５，２７）の接続点が２極のサブシステム（１８）の一方の接続端子（Ｘ１）をなし、第１の直列接続回路に並列接続された単極性の蓄積コンデンサ（２９）の正の端子がサブシステム（１８）の他方の接続端子（Ｘ２）をなし、
   第１の直列接続回路の第１および第２のターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３）の接続点が、第２の直列接続回路に並列接続された単極性の蓄積コンデンサ（３０）の正の端子に導電接続されていて、
   第１の直列接続回路に並列接続された単極性の蓄積コンデンサ（２９）の負の端子が電子装置（３２）の基準電位端子（Ｍ）に導電接続されていることを特徴とする電力変換回路。
4. 上側および下側の変換整流器（Ｔ１，…，Ｔ６）を有する少なくとも１つの相モジュール（１００）を有する電力変換回路であって、各変換整流器（Ｔ１，…，Ｔ６）が少なくとも１つの２極のサブシステムを有する電力変換回路において、
   各２極のサブシステム（２０）が、４つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）と、４つのダイオード（２２，２４，２６，２８）と、２つの単極性の蓄積コンデンサ（２９，３０）と、電子装置（３２）とを有し、
   各ターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）に１つのダイオード（２２，２４，２６，２８）が電気的に逆並列に接続されていて、
   第１と第２および第３と第４のそれぞれ２つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３もしくは２５，２７）が電気的に直列に接続されていて、
   各直列接続回路が１つの単極性の蓄積コンデンサ（２９もしくは３０）に対して電気的に並列に接続されていて、
   第１と第２および第３と第４のそれぞれ２つのターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３もしくは２５，２７）の接続点が互いに導電接続されていて、
   第１の直列接続回路に並列接続された単極性の蓄積コンデンサ（２９）の正の端子と第２の直列接続回路に並列接続された単極性の蓄積コンデンサ（３０）の負の端子とが２極のサブシステム（２０）のそれぞれ１つの接続端子（Ｘ２，Ｘ１）をなし、
   電子装置（３２）の基準電位端子（Ｍ）が第１の直列接続回路に並列接続された単極性の蓄積コンデンサ（２９）の負の端子に導電接続されていることを特徴とする電力変換回路。
5. ターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）として絶縁ゲートバイポーラトランジスタが設けられていることを特徴とする請求項１乃至４の１つに記載の電力変換回路。
6. ターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）としてＭＯＳ電界効果トランジスタが設けられていることを特徴とする請求項１乃至４の１つに記載の電力変換回路。
7. ターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）としてゲートターンオフサイリスタが設けられていることを特徴とする請求項１乃至４の１つに記載の電力変換回路。
8. ターンオフ制御可能な半導体スイッチ（２１，２３，２５，２７）として集積ゲート転流サイリスタが設けられていることを特徴とする請求項１乃至４の１つに記載の電力変換回路。

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