JP4848269B2 - ２次元マイクロ電気機械的システム（ｍｅｍｓ）ベースのスキャナのためのサーボ・システムおよびそのサーボ・システムを使用するための方法 - Google Patents

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Description

本発明は、総体的にはディスク・ドライブに関し、詳しく言えば、２次元のマイクロ電気機械的システム（micro-electromechanicalsystem : ＭＥＭＳ）ベースのスキャナに対するサーボ・システムおよびそのサーボ・システムを使用するための方法に関するものである。
ナノメータ規模の動きを生成するためには、ＭＥＭＳを利用することが可能である。ナノメータ規模の、更に正確な、位置付け機能（例えば、５nm １シグマ誤差）を提供すると同時に、Ｘ−Ｙ平面においてマイクロメータ規模の領域（例えば、１００μm 平方程度）に及ぶ能力を導くことは有益なことである。大きなスパン範囲がスキャナの応用の可能性を向上させる。そのようなスキャナの主な応用例は、２００３年１月発行のScientific American 誌の PP.４７〜５３における Vettinger および G. Binning による「The NanodriveProject」と題した記事、およびＰＣＴ公開番号WO 03/021127 A2 において開示されたシステムにおけるような、原子力顕微鏡（ＡＦＭ）ベースの記憶装置アプリケーションの領域におけるものである。
このシステムでは、情報を記録するためのポリマ媒体がスキャナによってサポートされる。ディスク・ドライブ・アクチュエータにおいて見られるような摩擦のないアクチュエータ・システムとは違って、ＭＥＭＳベースのスキャナは、移動に対してＸ−Ｙの自由を与える強力なスチフネス生成の撓曲性（flexural）素子によって影響される。しかし、アクチュエータ・システムにおける大量のスチフネスの存在が示され、それは、スキャン・モードにおけるランプ基準（ramp-reference）の軌道に関する定常位置誤差およびスキャン移動前のターゲット・トラックまでの最適に準じるシーク移動を生じさせるものである。
従って、２次元シークのパフォーマンスおよびトラック追従スキャンのパフォーマンスが競争的に達成されるよう撓曲性の素子から成るシステムにより生成された（即ち、ＭＥＭＳベースのスキャナに一体的な）抵抗の影響を克服するために、新しいサーボ・アーキテクチャが必要である。
ＰＣＴ公開番号WO 03/021127 A2 ２００３年１月発行の Scientific American 誌
一般的な方法および構造の上記および他の問題点、欠点、および不利点から見て、本発明の具体的な目的は、２次元のシークおよびトラック追従スキャンのパフォーマンスが達成されるように、システムによって生成される（ＭＥＭＳベースのスキャナに一体的な）撓曲性素子の抵抗の影響を克服する新しいサーボ・アーキテクチャ（およびそのための方法）を提供することである。
本発明の第１の具体的な局面では、マイクロ電気機械的システム（ＭＥＭＳ）ベースの動き制御システムのためのサーボ制御システムが、固有のスチフネス成分を有するモーション・ジェネレータを含む。
本発明の第２の具体的な局面では、マイクロ電気機械的システム（ＭＥＭＳ）ベースの動き制御システムのためのサーボ制御システムが、固有のスチフネスを有するスキャナと、そのスキャナのスチフネスに平衡する成分をフィードフォワードするためにそのスキャナに対して動作関係に結合されたフィードフォワード機構とを含む。
本発明の第３の具体的な局面では、スキャナの移動を制御するためのサーボ・コントローラが、トラック追従スキャン・モードおよびターン・アラウンド・モードの下で第１軸に関する動きおよび第２軸に関する動きを生成するためのサーボ・ユニットを含む。第１軸に関する動きを生成するとき、サーボ・ユニットのためのランプ軌道（ramp trajectory）に関し適正な傾斜を選ぶことにより、スキャン速度がプログラム可能である。
本発明の第４の具体的な局面では、記憶装置中心のアプリケーションが、第１速度および第１精度で２次元のシークを遂行することおよび第２速度および第２精度で１次元のスキャンを遂行することを含む。第１速度は第２速度よりも高く、第１精度は第２精度よりも低い。
本発明の第５の具体的な局面では、マイクロ電気機械的システム（ＭＥＭＳ）ベースの動き制御システムのためのサーボ制御システムが、タイプ１システムを含むプロポーショナル・インテグラル・デリバティブ（Proportional-integral-derivative : ＰＩＤ）コントローラを含む。そのコントローラは、ランプ・モーション（rampmotion）による定常位置誤差を有する。
本発明の第６の具体的な局面では、マイクロ電気機械的システム（ＭＥＭＳ）ベースの動き制御装置におけるスキャナを制御する方法が、各Ｘ方向のシークに対する速度プロファイルを作成することおよびスキャナのスチフネスを管理することを含む。
本発明の具体的な実施例の独特且つ未知の特徴によって、数多くの具体的な利点が得られる。事実、本願において開示された発明の具体的な実施例は、ＭＥＭＳベースのスキャナの有意味なスチフネス特性が例示のフィードフォワード制御方法を通して判断力をもって無効化されるよう、一般的な制御構造体を補強するとともにプロポーショナル・インテグラル・デリバティブ（ＰＩＤ）タイプを含むサーボ構造を創出する。
従って、本発明は、２次元のシークおよびトラック追従スキャンのパフォーマンスが得られるように、撓曲性素子のシステム（即ち、ＭＥＭＳベースのスキャナに一体的である）により生じた抵抗の影響を克服する、新しいサーボ・アーキテクチャに関するいくつかの例を提供する。
特に、本発明は、トラック追従スキャンおよび２次元のシ−クを含むＡＦＭベースの記憶装置アプリケーションのために開発されたスキャナにおける複数の機能に対処するものである。
図面、詳しく言えば、図１乃至図２６を参照すると、本発明による方法および構造の好適な実施例が示される。
幾つかの新規な不揮発性記憶装置の技術のうち、ＡＦＭベースの記憶装置は、コンパクトな形状因子の装置において１テラビット／平方インチ（１.５５ギガビット／mm２）以上の面積密度を提供する見込みが高いものである。
公開された情報によれば、同じピッチ・サイズである３０〜４０nmサイズのビットの凹みが、５０nm厚のポリメチルメタクリレート（ＰＭＭＡ）層（例えば、２０００年５月発行の IBM J.Research and Development 誌 第４４巻、第３号 pp.３２３〜３４０における P. Vettiger 他による「TheMillipede-More than one thousand tips for future AFM data storage」と題した論文参照）の上に単一のカンチレバー・チップ・アセンブリによって形成されている。
そのようなシステム１００の統合図が図１に示される。システム１００は、Ｘ−Ｙスキャナ・プラットフォーム１１０、複数のカンチレバー先端部アレイ／プローブ・アセンブリを有するＸ−Ｙ静止カンチレバー・アレイ・チップ１２０（同図右下に円形鎖線で囲まれた中に更に詳細に示される）、Ｘ−Ｙスキャナ１１０上の記憶媒体１３０、Ｘ位置センサ１４０、Ｙ位置センサ１４５、Ｘアクチュエータ１５０、Ｙアクチュエータ１５５、静止ベース１６０、自由なモーションを与える撓曲性支持体１７０、マルチプレックス・ドライバ１８０を含む。
上述のようにプローブの詳細が上記円形鎖線内に例示的に示される。そのプローブは、プローブ先端部（参照番号なし）を結合された２つの平行の梁ビーム（参照番号なし）の間に設けられた抵抗性ヒータ１２１を含む。プローブ先端部は静止しており、ピット１２２（その分野では周知の態様で情報を表す）を含む、読み取られ／書き込まれるべき記憶媒体がそのプローブの下を移動することが可能である。それらのピットが、チップ１２５の基板１２４上に形成されたポリマ層１２３に形成されるということは注目される。先端部（ナノメータの規模）の下のポリマは、そのプローブ先端部から生じる温度放射にセンシティブである。従って、（例えば、いつピットが望ましくなろうとも）記憶媒体に書き込むためには、プローブを熱するプローブ・ヒータ素子に電流が送られ、ピット（凹み）がポリマ上に形成される。
読み取りのために、プローブがポリマの近傍にもたらされ、そして、ピット（ビットに対応する）の存在のために、抵抗性素子から取り出される熱の量は隣接の平らな領域（例えば、非ピット領域）よりも少ない。従って、抵抗の変化を検出することが可能であり、それによって、そこに情報を表すことが可能である。従って、そのようなシステムによって、高い面積密度が得られる。実際に、数千のそのようなプローブが１つのアレイ（例えば、３２＊３２）に含まれ、それによって同時に読み取ることおよび書き込むことを可能にする。プローブは固定され、ポリマ／基板はＸ−Ｙスキャナ・システムによって可動的であることが望ましい。
各カンチレバー先端部（先端部アレイとも呼ばれる）／プローブ・アセンブリ１２０が、対応するデータ・フィールドに関連している。（戦略的に選択されたデータ・フィールドは、後述のようにフィードバック・サーボ・ループにＸ−Ｙ位置情報を与えるように割り当てることが可能である）。従って、カンチレバー先端部アセンブリ１２０の大きな２次元アレイ（例えば、３２＊３２）の並行オペレーションによって高いデータ・レートが得られる。
時間多重化された（time-multiplexed）電子装置が、カンチレバー先端部１２０を作動することによって、この記憶装置において必要な読取り／書込み／消去機能を制御する。図１に示されたシステムでは、先端部アレイ１２０が静止チップ１２５の上に形成およびアセンブルされ、一方、記憶媒体（ＰＭＭＡ）１３０が、先端部アレイ１２０に関してＸ−Ｙ方向に移動するようにプログラムされたスキャナ１１０上に置かれる。
先端部アレイ１２０に関するスキャナ１１０の位置をセンスすることは、信頼性のある記憶機能を達成することを可能にする。正確な位置感知およびサーボ制御機能が全体的なシステム設計に組み込まれない場合、長期間にわたる熱膨張および材料変形がナノメートル規模の記憶システムを無用にすることがある。Millipede 記憶システムおける市販版では、位置センサ・テクノロジがシステムに組み込まれる。
本発明を有効にするために、図２および図３に示される例示的な光学的センサが使用される。そのセンサ・システム２００は、例えば、MTI Instruments（例えば、米国ニューヨーク州オールバニーの MTI Instruments Inc. の www.MTInstruments.com 参照）によってカスタム・ビルドされたエッジ・センサ・プローブ２１０を含み、光源２２１により光ファイバ２２２を通して送られた光ビームを使用してＭＥＭＳの可動エッジに光を照射する。
光ファイバ２２２を介した光ビームは、それぞれ上側プリズム２２０および下側プリズム２３０のセットを含む小型（例えば、１mm）のプリズム構造体を使用して９０度だけ偏向される。
動作時には、可動エッジを通過する光源２２１からの光ビームが第２セットのプリズム２３０（例えば、下側プリズム）によって捕捉され、９０度だけ偏向され、そしてセンサ電子回路の受光部分に戻される。送られた光に比例した受光量がエッジ・センサ２１０の電圧出力に対する基準を形成し、その電圧はエッジの位置に対して線形に相関する。
更に詳しく言えば、プリズムを部分的に覆う光の量がセンサの位置を表す。プリズムがＸ−Ｙスキャナ・プラットフォームによって完全にブロックされる場合、信号はまったく戻されない。一方、プリズムが５０％しかＸ−Ｙスキャナ・プラットフォームを覆わない場合、その光の５０％だけが受光され、それを表す信号が出力される。
スキャナの動きを感知するための方法を説明したが、読取り／書込み／消去（Ｒ／Ｗとも呼ばれる）動作は、２次元のランダム・シークおよびトラック追従スキャンを含む図４に示されたような２つのかなり異なった位置制御機能を必要とする。
図４の右上部および右下部は、デカルト座標システム３００に沿った動きが示されるデータ記録のための幾つかの可能な幾何学的配列の１つを定義する。図４におけるドット３１０は、各プローブに対応する各データ・フィールドの境界のコーナーを表す。更に、データ・フィールド３２０も示される。
図４の右下部に示されるように、制御力が加えられてない（パワー・オフ状態、即ち、リラックス・モードの）スキャナは、先ず、同図におけるロケーションＡにより示された「ホーム位置」にあるであろう。
活動的な動作の下では、例えば、データ・ブロック３２０に対するアクセスが（読取りまたは書込みのために）必要であるとき、スキャナは、ロケーションＡからロケーションＢに２次元方向に、望ましくは、最少の時間で移動しなければならない。通常、Ｘシークはすべてのデータ・ブロックに対して同じであり、一方、Ｙシークはランダムである。
一旦ロケーションＢに（例えば、ランダム・シークによってターゲット・データ・ブロックに）到達すると、スキャナは停止しなければならず、トラックに沿ってロケーションＣまでスキャン・モードで（スキャン速度で）移動するようにその速度ベクトルを変更しなければならない。なお、ロケーションＣでは、データ・ブロックの始まりが位置指定される。長いデータ・レコードに関しては、スキャナは、図４の右上部に示されるように、｛＋ｘ｝軸に沿ってトラックの終端に到達し、しかる後、反転し（例えば、ターン・アラウンド・モードになり）、｛−ｘ｝軸に沿って逆向きスキャンを行うことができなければならない。
従って、スキャナは、ロケーションＡからＢまで、シーク速度で（例えば、２次元Ｘ、Ｙ方向に）移動し、そして、ロケーションＢからＣまで、トラックＣをスキャンするためにスキャン速度で（１次元Ｘ方向に）移動するであろう。
図４の右上部に示されるように、ターン・アラウンド・スキャン・モード中、スキャナの「オーバシュート」（例えば、スキャナが方向転換するに必要なそのデータ・ブロックのロケーションＢにおけるマージン領域）を最小にし、それによってチップの密度を増加させ、浪費されるポリマ・スペースの量を最小にすることが望ましいということに留意されたい。
このアプリケーションのために開発されたスキャナは、ＸおよびＹデカルト座標に沿って独立して移動する自由を有する。従って、図１に概略的に示された２つの別個の位置センサと２つの電磁アクチュエータを制御する２つのフィードバック・サーボ・ループとが本発明を発展させるために使用される。図１において、Ｘ−Ｙ座標に沿って移動する自由は、撓曲性のある複合システム（詳細は示されない）によって実際に提供され、自由な動きの各程度に対して単一の「スプリング」素子によって概略的に表されるということに留意されたい。
業界認証済みのＰＩＤ位置決めサーボ・システムは、記憶アプリケーションのために設計されたＭＥＭＳスキャナに対する候補のコントローラである。１つの特徴あるＰＩＤコントローラ転送機能は、例えばアナログ形式では、次のような等式によって表される。
コントローラ（出力／入力）＝(kＰ + kＤs + kＩ/s) （１）
なお、上式において、kＰ、kＤ、およびkＩは、比例利得、デリバティブ利得、および統合利得であり、「s」はラプラス変換演算子である。それらの利得を計算するためのパラメータ化プロセスはこの分野では周知である。制御システム設計者はスキャナの動的モデルを使用し、「最適な」設計を得るための利得値を導出するであろう。
統合スキャナ／サーボ・システムは、３つのクリティカルなタスクを遂行するために必要とされる。
先ず、それは、速度サーボをシーク・モードで使用してスキャナをＸおよびＹ座標に沿ってターゲット・トラック（図４におけるロケーションＢ）の近傍までわずかな時間で移動させなければならない。ターゲット・トラックまでの耐久力および信頼性のあるシークを促進するために、一般には、望ましい速度プロファイルがメモリに記憶され、ターゲット・トラックの近傍に到達するために（位置サーボに対比する）速度サーボが使用される。
次に、kＩが、通常、０にセットされている上式（１）に示されたタイプの位置コントローラを使って、制御システムが、最小の整定時間と共にＹ方向サーボを使ってターゲット・トラックのトラック中心線（ＴＣＬ）上にスキャナを位置付けなければならない。
最後に、Ｙサーボ・システムがＰＩＤ位置コントローラを有することによってそのＹサーボ・システムはトラック追従モードに入り、Ｘサーボは、（位置サーボまたは速度サーボを使用することによって）一定の所定スキャン速度が望ましいスキャン・モードに入る。この動作は、Ｘサーボが所定のスキャン速度を持続的に維持するとき、ＹサーボがＴＣＬに沿って記憶媒体を維持しようとするということを強調するために「トラック追従スキャン・モード」と呼ばれる。両サーボとも、未知のヒステリシス効果および振動のような妨害に抗して精度を維持することが望ましい。
Ａ．スキャン・モード
図５は、「トラック追従スキャン」および「ターン・アラウンド・モード」の下でＸおよびＹ方向の動きを発生するための２つの基準軌道を示す。１００μmという例示的なＸスキャン長は１００msで（即ち、１０００μm/sで）得られるべきであり、Ｙ位置はトラックの端部において４０nm毎にステップされる。スキャン・レートは、Ｘサーボに対するランプ軌道にとって適正な傾斜を選ぶことによってプログラムすることが可能である。
この動作およびＸ−Ｙシークを得るための完全なサーボ・アーキテクチャ５００が図６に示される。アーキテクチャ５００はＸサーボ５１０ｘおよびＹサーボ５１０ｙを含む。
ＸおよびＹ座標に沿って完全に分離されたスキャナの力学的関係に対して、サーボ・システム５００は同じ構成ブロックを持つように選択することが可能であるが、種々のコントローラ（位置対速度）を、スキャナの動きに関する種々の位相においてサーボ・ループの内および外に切り替え得ることに留意されたい。
位置情報は光学的エッジ・スキャナ（図５では参照されてなく、図２に示されたものと同じである）によって生成され、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）５１１ｘ、５１１ｙによってデジタル数のストリームに（この例では、５kHzで）に変換される。
各軸に対するデジタル・コントローラが位置コントローラ・ブロック５１２ｘ、５１２ｙと、速度予測装置ブロック５１３ｘ、５１３ｙと、速度コントローラ・ブロック５１４ｘ、５１４ｙと、基準軌道ブロック５１５ｘ、５１５ｙと、ポスト・フィルタ・バンク５１６ｘ、５１６ｙとを含む。
マイクロプロセッサの監視の下に、それらのブロックにより提供される機能が適切に活性化される。デジタル形式の計算された制御出力がデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）５１７ｘ、５１７ｙに、入力サンプリング速度に等しい速度でまたはそれとは異なる速度で送られる。そのＤＡＣによって発生されたアナログ信号は電流増幅器５１８ｘ、５１８ｙを駆動する。一方、それらの電流増幅器はそれぞれスキャナのアクチュエータ１５０、１５５を付勢する。
同等の質量、スプリング・スチフネス、アクチュエータの力の定数等のようなスキャナ・パラメータが各ＸおよびＹ方向の動きに関して異なることがあり、或るパラメータは時間および温度と共に変動することがある。図６のブロック図は、調整機能および本発明の主題ではない他のクリティカルなまたは補助的な動作を含むように更に機能強化することが可能であるが種々の動作条件の下でサーボ制御を効果的なものにするために必要とされることもある。
図７は、Ｙ方向アクチュエータが非活動（即ち、Ｙ駆動電流がない）状態に保持されているときの、Ｘ方向の励磁に対応するスキャナ・システムの測定された変換関数の大きさおよび位相を示す。
二次的な等価モデルが図７の右部に示される。ここでは、入力の力Ｆに対応する変位ｘが２.５kHz の周波数帯域以下で単純なスプリング-質量-制動のようなシステムによって阻止される。その等価スプリング・スチフネスｋおよび質量ｍが基本共振周波数（この場合、２００Hz）を決定する。制動定数ｃが基本共振モードの品質係数Ｑを決定する。スチフネス・ターム（stiffnessterm）「ｋ」の明確な存在は、市販の製品から最適なパフォーマンスを抽出する場合の基本的な挑戦的事項であり、本発明の主題である。２.５kHzを越える高い周波数の共振モードがＸ軸に沿った動きに寄与するように始まる。例示のスキャナでは、３.０kHzおよび５.５kHzモードが注目すべきものである。本発明によるこのスキャナ設計では、Ｙ軸に沿った同様の周波数特性が検分された。
したがって、図７の右部の簡単な概略図は、システムが約２.５kHzまで単純なスプリング集合体システムのように非常によく機能するであろうということを示す。
ナノ規模の機械的構造を機能強化するために、ポスト・フィルタ・バンク５１６ｘ、５１６ｙ（図６に示される）を、関連の高周波モード時にノッチまたはロー・パス・フィルタとして機能するように構成することも可能である。
従って、図７は、本発明のシステムを単純なスプリング集合体システムと見なすことが可能であるということを示す。
図８は、ＰＩＤコントローラのデジタル等価物に対応するオープン・ループ変換関数（open loop transfer function : ＯＬＴＦ）を示す。Ｙ軸に対するトラック追従サーボは、図８に示された特性とまったく同じ特性を有するＰＩＤデジタル・コントローラを使用するであろう。ＭＥＭＳシステムは摩擦のない移動機能（後述のような滑らかなヒステリシスを持つ）を有するので、計算ＯＬＴＦおよび測定されたＯＬＴＦは完全に一致する。
しかし、摩擦誘起のパフォーマンス劣化がないことは、今や、プラント（即ち、スキャナ・システム）動力学の機械的構造における明瞭な「スチフネス」タームによって置き換えられる。ＭＥＭＳベースのスキャナは正確なスキャンおよび最適なシーク機能を達成しなければならないので、確固としたスチフネス・タームの存在においてそのパフォーマンス特性を評価することは重要である。
従って、かなり知られたコントローラ（例えば、ＰＩＤのようなコントローラ）を使用して、撓曲性ベースの構造体が測定され、これらの曲線に適合するようにモデル化されることがあり得る。図８は、図７に示された基本的スプリング集合体システムの特性のほかに、使用されるサーボ補正を示す。
位置コントローラを使用してスキャンを行いたい場合の、所望のスキャン軌道とＰＩＤ位置制御の下で測定されたスキャン軌道との間の比較が図９に示される。図９におけるそのようなランプ（正方向のスキャン）は図５に示されたものと多少類似しているが、位置コントローラを使用して具現化される。（Ｒ＝）５００μm/s のスキャン・レートは２５０nmの定常的な位置誤差を生じる。実際の位置は直接的な測定によって知られており、実際の速度は依然として所望の値に等しいので、基準ランプに関する位置誤差は、或る読取り／書込み（Ｒ／Ｗ）状態の下では不利益にはならないかもしれない。
しかし、任意の基準軌道を使用してスキャナ軌道が柔軟にプログラムされるべきとき、位置誤差は障害となり、それは実際の軌道を所望の軌道から歪める。x = Rt（但し、t は時間である）によって表されたランプ軌道の下での位置誤差「ｅ」は下式（２）として示される。
e= R kStiffness/kＩ （２）
スチフネスのないシステム、例えば、ベアリング支持された集合体に関して、スチフネスの寄与は最小であり、誤差ターム「e」はほぼゼロである。
かなりのスチフネスを持ったＭＥＭＳに関して、等式（２）は、誤差がスチフネスと共に線形に増大することを示す。特に、Ｒ／Ｗ中の或る誤差回復または再試行動作のためにスキャン速度「R」が増加する場合、位置誤差「e」も成長することがあり得る。それにもかかわらず誤差タームは統合利得ターム「kＩ」を増加させることによって減少し得るが、この方法は、制御および安定性を斟酌することから生じる限定事項を有する。従って、誤差「e」を最小にするためには別の方法が望ましい。
制御システムの構造的な特性を特徴付ける場合、ＯＬＴＦがタイプ０、タイプ１、タイプ２、．．．システム（例えば、１９７０年発行の John Wiley & Sons, Inc. 発行の S. Gupta and L. Hasdorff 著の「Fundamentalsof Automatic Control」と題した文献参照）として分類される。なお、タイプ順はＯＬＴＦの自立型分母の変数「s」の冪乗によって決定される。従って、タームs１はタイプ１システムを表す。
図１０は、質量（ｍ）-スプリング（ｋ）-制動（ｃ）システムという３つのケースを概要表示したものである。
図１０の上部のケースでは、プラントが、励磁力Ｆの下でｘ方向に沿って抵抗のなく自由に動く。従って、プラントの変換関数（ＴＦ）（例えば、ラプラス変換）は、その分母における「s２」タームを有する。ＰＤまたはＰＩＤフィードバック制御の下で、制御システムはそれぞれタイプ２またはタイプ３になる。（ＰＩＤ制御における積分器はエクストラターム「s」を導入し、一方、ＰＤ制御はそれを導入しない）。第１０図におけるケースに関しては、概略的に示されるようにタイプ２またはそれ以上のシステムに対するランプ基準入力による定常状態誤差が存在しないことを証明することが可能である。
第１０図の中央部のケースでは、制動だけがあってスチフネスがない場合、例えば、質量体が粘りのある液体に浸される場合、新しいプラント「s(ms + c)」は自由自立「s」のために単一のパワーを有する。ＰＤまたはＰＩＤ制御の下では、ＯＬＴＦがタイプ１またはタイプ２になる。ＰＤコントローラによるランプ入力に対しては、定常状態の位置誤差が存在するであろうが、ＰＩＤコントローラの場合には誤差は存在しない。
更に現実的であり且つＭＥＭＳ装置に対するケースである図１０の下部のケースでは、ＰＤまたはＰＩＤの場合のＯＬＴＦはタイプ０またはタイプ１であろう。ＰＤおよびＰＩＤケースに対するＯＬＴＦの設定が次式のようになることは明らかであろう。
ＰＤコントローラの場合のＯＬＴＦ = (kＰ + kＤs)/(ms２ + cs + k) （３）
ＰＩＤコントローラの場合のＯＬＴＦ = (kＰ + kＤs + kＩ/s)/(ms２+ cs + k)
= (kＤs２+ kＰs + kＩ)/[s(ms２ + cs + k)] （４）
ＯＬＴＦの分母における自立の「s」変数の冪乗がそれぞれ０または１であることは注目されたい。対応する誤差が無限大であるかまたは有限であるかを示すことができる（式（２））。図９に示された経験に基づく証拠は、定常状態の位置誤差が、ＰＩＤコントローラによるランプ基準入力に対して有限であるということを確認するものである。より単純なＰＤコントローラの場合、誤差は無制限であり、ランプ入力の大きさと共に成長する。
誤差「e」を生じる基本的な機構は、ランプ基準変位が増大するにつれて、スプリングの実際のスチフネスが、動きに対する抵抗の増大を生じさせる。従って、ＰＤコントローラにおける固定利得ターム（式（３））は、精々、時間と共に位置誤差タームを大きくすることによって比例的に増加する駆動力を生じさせることができるだけである。
ＰＩＤコントローラのケースでは、式（２）によって表された位置における偏り誤差によって連続的に増大する駆動力を、積分器が生じさせることが可能である。
誤差の難題を小さくするための１つの方法は、コントローラに二重積分を導入することである。しかし、この方法は、各積分がＯＬＴＦの位相において９０度の遅れを導くので、安定性に影響を生じる。
本発明は、電子的手段を通して平衡力を与えることによって動きに対するスチフネス・ベースの抵抗を解決する。スキャナの実際のまたは所望の位置が知られている場合、動きに対する抵抗を取り除くために、電子的に生成された力がアクチュエータを通して加えられる。
この形式の平衡力が一般的なＰＩＤコントローラによって増加するとき、フィードバック制御システムのメリットを失わないようにしながら、ランプ基準入力に対する定常状態の位置誤差が最小にされる。
従って、いまや、スキャナ・システムは測定可能なスチフネスを有するので、定常状態の位置誤差が生じるときにその機構が働く方法が図１０からわかり、しかも、ランプ・モーションが遂行されることになっているときに何が望ましいかが分かる。なお、そのような負担をサーボ・コントローラにだけ課する必要はない。
その代わりとして、図１１は、予想されたスチフネス・タームがフィードフォワード素子によって（例えば、線形スチフネスのための kstiffness ユニット１０２０または複合スチフネスのためのルック・アップ・テーブル１０３０を含むスチフネス・タームを通して）無効にされるフィードフォワード構成の例示的構造１００を示す。
従って、この実施例では、ターゲット・ターム（例えば、ターゲット基準）は、スチフネス・タームを通してアクチュエータに電流としてデジタル的に供給することが可能である。実際に、いつも所望の位置は分かっているので、一般には、コントローラ自体によって加えられる必要がある回復力は存在しない。従って、本発明の実施例の方法は、コントローラが強大になるのを待つことなく、スチフネス・タームをフィードフォワードすることである。
即ち、図１１の構造体１０００では、入力ターゲット位置のＸ基準値（ターム）が、ノード（例えば、加算ノード）１０１０、kstiffness ユニット１０２０（線形スチフネスに対して、ｋが一定のタームであるケースＡ）、およびテーブル１０３０（複合スチフネスに対して、ｋが、複合、放物線状等のタイプの波形を有するタームであるケースＢ）に供給される。ノード１０１０は、スキャナ（位置センサを有する）１１０からスキャナ位置信号Ｘ−ｍを受け取る。ノード１０１０は、ターゲット位置のＸ基準と測定されたスキャナ位置との間の差を取る。
その差に基づいて、ノード・ユニット１０１０が位置誤差信号（ＰＥＳ）をサーボ・コントローラ１０４０に出力する。サーボ・コントローラは基準速度入力１０５０も供給される。サーボ・コントローラの出力Ｕはデジタル加算ノード１０６０に供給される。デジタル加算ノード１０６０は、線形スチフネスまたは複合スチフネスのどちらが存在するかに従って、kstiffness ユニット１０２０からの入力Ｕｂおよびテーブル１０３０からの入力を受ける。
ノード１０６０は増幅器ＫＡ１０７０に出力を供給する。一方、その増幅器は、ノード１０６０からの信号を増幅し（積分し）、信号Ｕout をスキャナ１１０に供給する。スキャナ１１０は、スキャナ位置Ｘ-ｍ信号をノード１０１０に供給する。
従って、平衡化タームの生成に対して２つの可能な方法が存在する。
ケースＡでは、スチフネスが線形関数または数学的に表示可能な関数であることが分かっている。このケースでは、必要なアクチュエータ電流を計算するためには、kstiffness ユニット１０２０からのコンパクト計算表示が十分であろう。
ケースＢでは、抵抗力が位置の複合関数である。この場合、準静的な電流（mA）対変位（μm）のデータが測定および記憶されるという調整方法を使用してルックアップ・テーブル１０３０が構成される。
図１１が具現化されるとき、図１４に示される結果が得られる。
即ち、図１２は、ランプ・モーション時のスチフネス平衡力フィードフォワード方法を使用することに関する明らかな効果を示す。図９に対応するケースに比べて、位置誤差成分はほとんど見ることができない。スチフネスに対する線形近似法が、平衡力を計算するために使用される。スチフネス・タームが準静的な調整を行うことによって取り出される。
スキャナの中間的な位置（ロケーションＡ）から５mAのステップで定常電流を注入することおよびスキャナの対応する平衡位置を観測することによって、必要なスチフネス・タームが取り出される。その調整の結果が図１３に示される。
２０μmの変位という規模では、変位プロットはまったく線形であるように見える。しかし、電流を増加／減少させることによる順方向／逆方向の動きは同じではない。同じ電流に対する前進位置および戻り位置の間の差が、図１３のプロットの右側における目盛りにより「デルタ」としてプロットされる。約５０nmの差を期待することができる。同様に、元のものに近い細かい目盛りの調整は、平均的なスチフネスとは異なるスチフネスを生じることがある。スチフネス・タームを正確に表すための方法を選択するには、更なる分析が必要である。アクチュエータ力生成機能における如何なる非直線性も、図１３におけるプロットによる合成表示に暗黙的に含まれるということは注目される。
従って、本発明者は、シリコン基板がスチフネスにおける或る固有の弛緩性を有するので、電流を４０mAまで増加させ、しかる後４０mAから減少させることにより順方向に移動させ、しかる後逆方向に移動させることによって、電流が、例えば当初の３０mAに戻るとき、対応する位置がまったく同じ位置ではないことがある。しかし、その差は本質的なものではないであろうし、極端に不正確とはならないであろう。同じ理由によって、その変動を管理するためにはフィードバック・コントローラを使用することが有用であろうが、本発明におけるシステムのフィードフォワード方式によって、スチフネス素子全体が処理される。
両ケース（図９および図１２に対応する）に対する基準軌道および実軌道を含む詳細な位置誤差特性が図１４に示される。位置誤差は正規のスチフネス値に対して２５０nmから５０nmに減少した。その位置誤差の成分は、スチフネス・タームを必要なだけ頻繁に更新することによってゼロ近くまで容易に強制することが可能である。
スチフネス平衡化効果は、フィードバック・モードにおいても得ることが可能である。フィードバック・モードでは、図１５に示されるように、測定された位置が正方向にフィードバックされる。従って、図１５は、図１１のシステムと同じ結果を得るための別の方法を示す。しかし、図１５のシステムのケースでは、スキャナ１１０のスチフネス・タームは、コントローラにとっては０（ヌル）として見えるように作られる。
従って、絶対的位置（または、中間位置に関する位置）を提供するために位置センサが配置されるので、そのようなスチフネス・ターム（正である）は、平衡化のためにスチフネス素子１４２０（デジタル・プロセッサ等における）を通してデジタル加算ノード１４６０に送ることが可能である。従って、この実施例では、スキャナ１１０とスチフネス・ターム（正の等価フィードバック力である）がスキャナ出力の負の値と平衡し、それによってフリー（浮動）システムが生じる。
この方法では、プラントをスチフネスのないシステムのように見えるようにしながら、ＰＩＤコントローラは、修正されたプラント特性が理解されるように再設計されなければならない。上記のように、フィードバック方法はその動作を通して信頼性の高い位置測定を必要とする。スチフネスの過大評価は、通常の制御が活性化されないとき、それが正のフィードバック構成であるので、不安定なプラントを生じることもある。
更に、位置測定における如何なるノイズも擬似的な妨害成分に変化し得るし、従って、望ましくない位置付け誤差を生じる。従って、基準位置信号を使用するフィードフォワード方法はフィードバック方法よりも望ましい。
Ｂ．速度予測装置
スキャン・モード動作およびシーク・モード動作は各軸に沿ったスキャン速度を知ることを必要とする。速度サーボ・モードの下では、制御値を生成するために速度の予測が反復的に使用される。位置制御サーボは、例えば、速度から整定位置サーボへの所望の切り替え状態がＹシークの終了時に生じるということを保証するために速度予測を活用する。位置センサの他に速度センサを組み込むコストが過剰になり得るし、その電子回路資源を得るということに留意されたい。一定の期間（即ち、サンプリング期間）によって分離された個別のタイム・インスタンスでスキャナ位置がサンプルされるので、スキャナ速度の簡単な予測値は隣接する位置の値における算術的な差である。しかし、実際には、その位置差方法は測定ノイズによって信頼できないものにされ、新たに開発された統計的な予測方法を考察することも可能であろう（例えば、１９８６年に John Wiley & Sons, Inc. が発行した R.F. Stengel 著「Stochastic OptimalControl」の第４章参照）。
ＸおよびＹ軸に沿ったスキャナの予測値を得るために、状態変数ベースの全状態予測装置（速度を含む）が使用される。下記の変数が先ず定義される。
n= サンプリング定数
U(n)= ＤＡＣビットで表されたアクチュエータ電流入力
Y(n)= ＡＤＣビットで表されたアクチュエータ位置センサ出力
V(n)= ＡＤＣビット／サンプルにおけるアクチュエータ速度
X1(n)= ＡＤＣビットにおける予測された位置
X2(n)= 予測された速度（= V(n)）
X3(n)= ＤＡＣビットにおける予測された未知の力
２つの状態成分X1およびX2を有する二次システムとしてスキャナ動力学を割り当てること、およびスキャナ上の作用する力（例えば、１９８８年９月発行のJournal of Aircraft 誌、Vol. 25、no.9、pp.796-804 における M. Sri-Jayantha および R.Stengel による「Determination of nonlinear aerodynamic coefficient using theEstimation-Before-Modeling Method」と題した論文）のうちモデル化されてない部分を表す追加状態X3でもって二次システムを補うことによって、下記の形式の状態予測装置が数式化される。
X1(n)= A1*X1(n-1)+A2*X2(n-1)+A3*X3(n-1)+B1*U(n-1)+G1*Y(n) （５）
X2(n)= A4*X1(n-1)+A5*X2(n-1)+A6*X3(n-1)+B2*U(n-1)+G2*Y(n) （６）
X3(n)= A7*X1(n-1)+A8*X2(n-1)+A9*X3(n-1)+B3*U(n-1)+G3*Y(n) （７）
なお、上式の定数[A1乃至A9]、[B1、B2、B3]、および[G1、G2、G3]は、スキャナ変換関数（ＴＦ）のパラメータおよび予測装置の所望のフィルタリング特性によって決定される。そのフィルタリング特性は、上式（５）〜（７）によって表された力学系の特性根によって広く管理される。
図１６は、（例えば、図３の右下部におけるロケーションＢからロケーションCへの）スキャン・モードの下での予測装置特性の効果を示す。図１６は、非常に複雑な速度予測装置が本発明の具現化全体のうちの例示的部分として使用可能であることを示す。
図１６の上部のグラフは、５０００nm/１０msというランプ・レートに対応する。そのレートは、５kHzのサンプリング・レートにおける１００nm/サンプルのスキャン・レートにも等しい。従って、図１６の上部のグラフは測定された位置および予測された位置を示す。
図１６の中央部のグラフは、１５００Hzの範囲内における特性根と共にマトリクス式（５）〜（７）を使用して位置の差および予測された速度を示す。図１６の中央部のグラフは、あまりフィルタしないことを意味する非常に「高速」であるデジタル予測装置を示す。図示のように、定常速度時の波形において多くの鋭いピーク（「ウィグル（wiggle）」）が存在し、一方、速度を落すためにまたはもっと多くのフィルタリング特性を予測装置に加えるために（例えば、より良くフィルタするために）フィルタの再設計がある場合、図１６の下部のグラフに示されるように、速度が「より滑らか」にされ、従って、図１６の中央部のグラフに示されたものよりもずっと良好になる。
即ち、図１６の下部のグラフは、１０００Hzの特性根を有する再設計された速度予測装置（例えば、速度予測装置２）に比べて同じ位置差プロットを示す。その予測装置は設計パラメータとしてその特性根の選択に依存してノイズをフィルタする機能を有することがわかる。その後のアプリケーションでは、Ｘシークを最適化するために、１０００Hzの特性根を有する予測装置が使用される。
従って、速度予測装置は、より良いフィルタリング特性を有するように最適に設計することが可能である。
Ｃ．シーク・モード
最適化のために、シーク・モード・パフォーマンスを考察することにする。スキャナ・サーボでは、Ｘ方向シ−クおよびＹ方向シークの両方が必要である。Ｙ方向シークは、ゼロの最終速度を有するターゲット・トラック（例えば、図４の右下部におけるロケーションＢ）までスキャナが移動するのを助ける。それは、スキャナがＹ軸に交差する方向にゼロ平均速度であると共に先端部アレイをＴＣＬに沿って維持することを、Ｒ／Ｗのためのその後の動きが必要とするためである。
しかし、このＸ方向シークは新規な考えを要求する。それは、（最小時間または記憶媒体のマージン内への最小オーバシュートのような）シーク基準を最適化することを必要とするのみならず、始まる前にＸ方向に沿ったスキャン・レートに等しい反対速度を生じさせなければならない。
Ｘ軸シーク制御を促進するために、段々に複雑となるいくつかの制御方法が考えられる。先ず、Ｘ軸シーク制御を促進するための３つの方法を説明し、しかる後、いくつかの実験的な結果を示すことにする。
それら３つの方法は下記の方法１、方法２、および方法３を含む。
方法１． 先ず、ＰＩＤのような位置サーボを使用してロケーションＡからロケーションＢへの長いステップ入力が行われる。一旦、宛先に到達し、ゼロの最終速度が得られると、フィードフォワード・スチフネス補償を有するランプ基準軌道により駆動されるＰＩＤのような位置コントローラが使用される。ステップ入力オーバシュート、およびスキャナを静止位置から所望のスキャン速度まで加速するための「助走路（take-off runway）」を提供するために、Ｘ軸に沿ったエクストラ・スペースが必要である。
方法２． ロケーションＢに到達するまで短いステップのカスケードが生成され、上記のケースのように、スキャン・フェーズが開始される。このケースでは、ステップ入力オーバシュートは減少するが、シーク時間は増加しそうである。
方法３． ロケーションＢまで基準速度軌道を完全に追従するように速度サーボが使用される。ロケーションＢにおいて、同じサーボ速度の下で移動方向が変更され、同じ速度サーボを使用してスキャン・モードが開始される。この方法では、ロケーションＡからＲ／Ｗ作動可能状態まで移動するための時間が最小になることが分かっている。速度ベクトルが１８０度の方向変化を受ける場合には、適度なオーバシュート・スペースが必要である。
図１７および図１８の上部のグラフは方法１に対応する。即ち、多少のオーバシュートを伴って速くロケーションＢまで移動し、しかる後、ランプに追従する少し前に一瞬立ち止まるという、そのロケーションＢまでの単一のステップ移動が行われる。
方法１は、kstiffness、そのkstiffnessのフィードフォワード、システムに関する知識等を利用しないが、スキャン中にフィードフォワードを行う。しかし、このフィードフォワードは、それがロケーションＡからロケーションＢへの移動に焦点を当てられるので、このケースにとって重要ではない。
５μmのＸ軸移動は、約３μmのオーバシュートおよびスキャン・モードに必要な「助走路」に対する１μmを必要とする。所望のスキャン速度に達する前の合計時間は、約１１.５msである。
図１８の中央部および下部のグラフは、それぞれ、位置（図１７の繰返し）、速度、および現在のコマンドに対応する。
図１９は、時間目盛りが表示されてない２次元表示（例えば、ＸおよびＹ方向における移動）を示す。Ｙの目盛りがＸの目盛りよりもずっと細かい（微細である）ことに留意されたい。シーク動作は静止ロケーションＡから始まり、ロケーションＢの近くのターゲット・トラックまで移動し、Ｙトラック追従サーボおよびＸスキャン・サーボ（例えば、「トラック追従スキャン」とも呼ばれる）がそれに続く。トラック追従スキャンの推移に対するシークが生じるロケーションＢによりカバーされる「境界」領域は、Ｒ／Ｗパフォーマンスおよび記憶媒体の効果的な使用にとってクリティカルである。スキャン・トラックは、この例示的なテストでは２００nmトラック・ピッチだけ分離される。
従って、図１９は、オリジナル・ロケーションＡ（例えば、オリジナル静止位置）からロケーションＢまでの移動、ロケーションＢにおけるオーバシュート、ターンアラウンド、スキャンの活性化およびロケーションＣまでのスキャン動作の開始、ステップ・ダウン、逆スキャン、ステップ・ダウン、その後のスキャンの遂行等を示す。
図２０〜図２２は方法２に対応する。この方法は、単一の大きなステップが過剰となり得ることを認めるものである。従って、この方法は、方法１において必要な合計時間よりもずっと大きい必要な合計時間という犠牲を払って、オーバシュートを最小にしようとする。
従って、方法２おけるミニステップ移動のカスケードは、「助走路」に対しては依然として１μmが必要であるとしても、オーバシュートをほぼ０μmまで減少させるが、合計時間は１５msにまで上昇する。更に詳しく言えば、約０.５乃至１.０ミクロン・サイズの複数のステップが図２０では約−５０００nmのターゲット位置を導く。しかし、この実施例では、それらのステップは、スキャンに備えて−６０００nmまで移動することおよび推移遅れを最小にすることを可能にする。
図２１は、それぞれ、位置（図２０の繰返し）、速度、および現在のコマンドに対応する。
図２２は、図１９のテスト結果の表示と同様の２次元表示を示す。この例では、７０nmのトラック・ピッチだけ分離された多くのトラックに沿った延長スキャンが示される。この構成は、スチフネス平衡化方法が開発される前に研究された。
スキャナ・スチフネスの知識を活用せずに、望ましいシーク調停特性を達成するよう速度コントローラを設計することは難しいということがわかった。コントローラは、スキャナの質量を加速および減速しなければならないのみならず、スチフネス抵抗に対する対抗力を（ロケーションＢの付近で）素早く一様にしなければならない。オーバシュート距離は最小にされるが、スキャン時間に対するシークは１５msに長くされる。これは、オーバシュートのための境界マージンとシーク・スキャン時間との間の競合的なトレードオフではない。
従って、方法１は、スキャン・モードに達するのは早い（１１.５ms）が、大きな境界領域を必要とし、一方、方法２は、少ない「領域（real estate）」（境界またはマージン・エリア）を使用するが、低速であり、スキャン・モードを活性化するためには１５ms（例えば、方法１よりも約３.５msも多い）を必要とする。
図２３〜図２５は、上記の方法を最適化する（例えば、マージンおよび時間の両方を最適化する）ために設計された方法３に対応する。シークおよびスキャンのためのこの連続的な速度サーボは、３msのシーク・スキャン時間、およびスキャン速度を回復するための０.５μmの境界スペースしか必要としない。方法３は、シーク時間および境界（マージン）長が最小にされるという最も競争力のある結果を生じる。
方法３によって得られるようなシーク動作からトラック追従スキャン動作への推移の最適化は２つの新規なステップを使用する。
第１ステップは、各Ｘ方向シークに関する速度プロファイルの生成である。ターゲット距離がゼロに近づいたときに通常はゼロ速度で終わる速度プロファイルは、最終速度としてゼロを越えるように建設的に修正されなければならず、所望のスキャン・レートの速度に等しい逆速度を与え、トラックの末端に到達するまでそのスキャン・レートを維持し続けなければならない。トラックの末端において、ターン・アラウンドが生じる。これはＹ位置サーボによるステップ移動によって得られ、一方、Ｘスキャン・サーボは反対方向に同じスキャン・レートを生じる。
Ｘ−Ｙコントローラの速度プロファイルおよびモードの概略が図２６に示される。
第２の最適化ステップは「スチフネス」問題を管理するステップである。高いサンプリング・レートが容易な設計のトレードオフを促進する。競合的であると考えられるサンプリング・レートでは、シーク・コントローラが拡大を必要とすることが分かる。ロケーションＢ付近でスキャナを安定状態に保つための予想された力が上述のようにスチフネスを知ることから計算することが可能である。
従って、加速（Ｘ軸に沿ったｖｅ方向における）を助けるために、平衡値に等しいコントローラ出力におけるステップ変化が発生される。基準速度プロファイルに追従しようとする速度サーボ出力に加えて、速度予測装置がこの制御出力によって活性化される。
図２３および図２４の上部のグラフは種々の垂直スケールに関する５μm移動に対するＸシークおよびスキャン・パフォーマンスを示す。アクセス動作の耐久性を示すために５つのシークおよびスキャン動作が繰り返される。
図２３および図２５の上部のグラフは、ロケーションＡからロケーションＢまでのＸ軸に沿った位置の時間的展開を示す。
図２４の中央部のグラフは予測速度を示す。スキャナのスチフネスに抗してコントローラが形成するには実際には十分でない６つのサンプル（１.２ms）において、１２５０nm/サンプルのピーク速度が得られることがわかる。
図２４の下部のグラフは、スチフネス・フィードフォワード出力のみ（例えば、比較的強力な出力電流）、およびスチフネス・フィードフォワード出力に加えられたときの速度コントローラ出力を示す。フィードフォワード・スチフネス・タームは、コントローラが、図２６に例示的に示された軌道に対してその動きを調整することを可能にする。この例では、サーボ・コントローラ出力（スチフネス・タームのない）が最初の３つのサンプルに関しては正であり、次の７つのサンプルに関しては負であることがこのプロットからわかる。正味のアクチュエータ電流はほとんどいつも単方向におけるものであり、それは、減速がスキャナのスチフネスのみによって与えられることを表す。速度コントローラは、スキャン・モードへの推移が限定サンプルにおいて得られるように、スプリングによる減速レベルを和らげる。１０〜１５msの伝統的なシーク時間が、本発明において示された２つの新規なステップを通して３msまで減少させることができるということが示された。
スチフネス・フィードフォワード成分は、それを更に複雑にすることによって最適化することが可能である。加速／減速／スキャン・フェーズに関連して出力レベルをステップ化することによって、移動時間を更に減少させることが可能である。これは、本発明の範囲を超えた主題である。特に、Ｘ−Ｙ動力学が結合されるときに、すべてのシーク長にとって普遍的である切り替え基準が獲得困難となり得るし、更なる努力を必要とする。
方法３に同様に対応する図２５は、方法３のシステムの２次元シーク・パフォーマンスを示す。
従って、方法３は、図２４の下部のグラフに示されるように、スチフネス・フィードフォワードと共に速度軌道を具現化する。１つの実施例では、方法３は、ケースＡを使って図１１のシステムを使用することが望ましく、その場合、サーボ・コントローラ１０４０が基準速度１０５０を送られ、一方、実施例における方法１および２は（速度コントローラとは反対に）Ｘ位置コントローラ５１２を使用することが望ましい。明らかに、本明細書を全体としてとらえると、当業者には知られているように、別の構成が可能である。
本発明に関する上記の独特の且つ容易には得られない実施例によって、プロポーショナル・インテグラル・デリバティブ（ＰＩＤ）タイプを含む一般的な制御構造を補うサーボ構造が開発され、従って、ＭＥＭＳベースのスキャナに関する重要なスチフネス特性が例示的なフィードフォワード制御方法により知能的に中庸なものにされる。更に、数多くの利点が生じるフィードバック制御方法が説明される。
従って、上記のように、本発明は、２次元のシークおよびトラック追従スキャン・パフォーマンスが得られるよう、撓曲性素子の（即ち、ＭＥＭＳベースのスキャナに一体的である）システムによって生成された抵抗の影響を克服する新しいサーボ・アーキテクチャに関するいくつかの例を提供する。
更に、本発明は、トラック追従スキャンおよび２次元シークを含むＡＦＭベースの記憶装置アプリケーションのために開発されたスキャナにおける複数の機能を処理する。
いくつかの実施例によって本発明を説明したが、「特許請求の範囲」の記載における精神およびその範囲内での修正によって本発明を実施することが可能であることは当業者には明らかであろう。
更に、出願人の意図は、「特許請求の範囲」のすべての構成要件の均等物を、たとえその後の審査手続時に補正されたとしても、包含することであることに留意されたい。
Ｘ−Ｙスキャナ・プラットフォーム１１０を有するＡＦＭベースの記憶装置１００の素子およびその記憶装置と共に使用するプローブ１２０の詳細を示す図である。 テスト構成において使用される光学的位置スキャナ２００の概略的な側面図である。 図２に示された光学的位置スキャナ２００の概略的な平面図および部分的に拡大した投影図である。 シークおよびスキャン軌道、並びにそれらの成分を示す概略図である。 スキャン・モードの基準軌道を示すグラフである。 サーボ・コントローラ５００のアーキテクチャを示すブロック図である。 大きさ（ＭＡＧ）を表す一方の軸に沿ったスキャナの変換関数を示すグラフ（同図左上部）、位相（ＰＨＡＳＥ）を表す一方の軸に沿ったスキャナの変換関数を示すグラフ（同図左下部）および質量−スプリング−制動のモデル（同図右部）を概略的に示す図である。 測定および計算されたオープン・ループ変換関数（ＯＬＴＦ）を示すグラフである。 スキャン・モードに対するランプ基準の（所望の）軌道および実際の（測定された）軌道を示すグラフである。 ランプ基準入力に対する、位置誤差に関するプラント・パラメータの影響を示す図である。 位置誤差に関するＭＥＭＳスチフネスの影響を最少にするためのフィードフォワード構成の構造体１０００のブロック図である。 ランプ基準軌道およびスチフネス補償サーボによる実際の応答を示すグラフである。 「スキャナ変位」対「電流」を示すグラフである。 スチフネス補償サーボのある場合およびそれのない場合の２つのケース、並びに詳細に示された位置誤差を示すグラフである。 スチフネスの影響を少なくするための代替えの構成（即ち、フィードバック・モード）を示すブロック図である。 スキャン・モードにおけるデジタル速度予測装置のパフォーマンスを示すグラフである。 ＰＩＤスキャンによって追従されるロケーションＢまでの単一ステップ・シークを示すグラフである。 ＰＩＤスキャンによって追従されるロケーションＢまでの単一ステップ・シークを示すグラフである。 ＰＩＤスキャンによって追従されるロケーションＢまでの単一ステップ・シークを示すグラフである。 ＰＩＤスキャンによって追従されるロケーションＢまでのカスケード・ステップを示すグラフである。 ＰＩＤスキャンによって追従されるロケーションＢまでのカスケード・ステップを示すグラフである。 ＰＩＤスキャンによって追従されるロケーションＢまでのカスケード・ステップを示すグラフである。 スチフネス補償を有する速度サーボ・スキャンによって追従されるロケーションＢまでの速度サーボ・シークを示すグラフである。 スチフネス補償を有する速度サーボ・スキャンによって追従されるロケーションＢまでの速度サーボ・シークを示すグラフである。 スチフネス補償を有する速度サーボ・スキャンによって追従されるロケーションＢまでの速度サーボ・シークを示すグラフである。 速度プロファイルおよびシーク／トラック追従スキャン・ノードを示す概略図である。

Claims (5)

  1. マイクロ電気機械的システム（ＭＥＭＳ）の動きを制御するシステムのためのサーボ制御システムであって、
    固有のスチフネスを有するスキャナと、
    前記スキャナに動作可能に結合され、前記スキャナのスチフネスを平衡化するためのフィードフォワード機構と、
    を含み、
    前記フィードフォワード機構が前記スキャナに対して、シークの終了時またはスキャンの開始時にターゲット位置付近で前記スキャナを安定状態に保つ平衡力によってシークを終了させることにより、前記スキャナのシーク・モーション制御を最適化する、システム。
  2. 前記スキャナのスチフネスがフィードフォワード成分によって平衡化されるとき、ランプ・モーションにおける前記スキャナの位置誤差が最小になる、請求項１に記載のシステム。
  3. 前記シークに対する第１軸速度プロファイルが、所望のスキャン速度でもって前記シーク・モーションを完了する、請求項１または２に記載のシステム。
  4. 固有のスチフネスを有するスキャナと、前記スキャナに動作可能に結合され、前記スキャナのスチフネスを平衡化するフィードフォワード機構とを含むサーボ制御システムが実行する方法であって、
    前記スキャナが２次元シークを第１速度および第１精度で行うステップと、
    前記スキャナが１次元スキャンを第２速度および第２精度で行うステップと
    を含み、
    前記フィードフォワード機構が前記スキャナに対して、前記２次元シークの終了時または前記１次元スキャンの開始時にターゲット位置付近でスキャナを安定状態に保つ平衡化力によって前記２次元シークを終了させることによりシーク・モーション制御を最適化し、
    前記第１速度が前記第２速度よりも高く、前記第１精度が前記第２精度よりも低い、方法。
  5. 前記シークに対する第１軸速度プロファイルが所望のスキャン速度でもって完了する、請求項４に記載の方法。
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