JP4842601B2 - 位相ノイズ補償を有するスペクトラムアナライザ - Google Patents

Description

本発明は、入力信号の周波数スペクトルを解析し、スペクトルを周波数領域ディスプレイに表示するスペクトラムアナライザに関する。更に詳細には、本発明は、相当なレベルの位相ノイズを有する局部発振器を使用するスペクトラムアナライザにおける測定精度低下を防止するための手段に関する。

スペクトラムアナライザは、入力信号の出力密度を測定し、出力密度をユーザに便利な形式で表示する装置である。従来技術のスペクトラムアナライザの典型的なブロック線図が、図１に示される。図１のスペクトラムアナライザは、周波数変換器１００、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０１、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）１０２、プロセッサ１０３、ディスプレイ１０４、および制御ユニット１０５を含む。加えられた入力信号の周波数スペクトルは、逐次的プロセスで測定される。制御ユニット１０５は周波数変換器１００を制御し、更に詳細には、各段階で、解析中の入力信号スペクトルの周波数帯域Ｆ_st．．Ｆ_st＋ΔＦを指定する（Ｆ_stは解析される帯域の開始周波数であり、ΔＦは隣接する開始周波数の間隔である）。周波数変換器１００は、帯域Ｆ_st．．Ｆ_st＋ΔＦを帯域０．．ΔＦに変換する。アンチエイリアシング低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０１は、Ｆ_s／２（ここで、Ｆ_sはサンプリングレート）より高い周波数を有する全ての成分を抑制する。アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）１０２は、連続する入力信号を一連のディジタル標本にサンプリングレートＦ_sで変換する。プロセッサ１０３は、次の周波数帯域からの信号の高速フーリエ変換を、スペクトル測定の次の各段階で実行する。次に、プロセッサ１０３は、生じた部分的なスペクトル片を結合して入力信号の総スペクトルにし、生じたスペクトルをディスプレイ１０４へ転送し、制御ユニット１０５と常時対話する。

高い測定精度をスペクトラムアナライザで達成するために満たすべき必須条件の１つは、周波数変換器１００にスプリアス応答を作り出さないよう要求することであり、スプリアス応答は最後の画像を実質的に歪ませる。そのような目的を達成するために、従来の周波数変換器は、中間周波数および局部発振器の周波数の適切な選択を有する複数の変換段を通常は含む。例として、３段の周波数変換器を有する従来技術のスペクトラムアナライザが図２に示される。

図２のスペクトラムアナライザでは、周波数変換器１００の第１段は、第１混合器２００、第１帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２０１、および第１局部発振器（ＬＯ）２１１によって形成される。周波数変換器１００の第２段は、第２混合器２０２、第２帯域通過フィルタ２０３、および第２局部発振器２１２によって形成される。周波数変換器１００の第３段は、第３混合器２０４、および第３局部発振器２１３によって形成される。

第１局部発振器２１１は、制御ユニット１０５が制御する周波数を有する可変周波数発振器である。第２局部発振器２１２および第３局部発振器２１３は、固定周波数発振器である。第１局部発振器２１１の周波数Ｆ₁、および第２局部発振器２１２の周波数Ｆ₂は、第３局部発振器２１３の周波数Ｆ₃より実質的に高い。

動作中、図２のスペクトラムアナライザの入力信号は、第１局部信号２０８と第１混合器２００によって混合されるので、第１局部信号２０８と入力信号の和周波数および差周波数の両方を有する複数の信号が生成される。第１帯域通過フィルタ２０１は差信号を選択して、第１中間周波数（ＩＦ）信号２０５を創出する。

第１ＩＦ信号２０５は第２混合器２０２に供給され、そこで第２局部信号２０９と混合される。第２混合器２０２は、第１ＩＦ信号２０５と第２局部信号２０９の和周波数および差周波数の両方を有する信号を生成する。第２帯域通過フィルタ２０３は差信号を選択して、第２ＩＦ信号２０６を創出する。

同様に、第２ＩＦ信号２０６は第３混合器２０４に供給され、そこで第３局部信号２１０と混合される。第３混合器２０４は、第２ＩＦ信号２０６と第３局部信号２１０の和周波数および差周波数の両方を有するを生成する。低域通過フィルタ１０１は差信号を選択して、ＡＤＣ入力信号２０７を創出する。

開始周波数Ｆ_stのスペクトル測定の次の各段階では、制御ユニット１０５が第１局部発振器の周波数Ｆ₁をＦ₁＝Ｆ_st＋Ｆ₂＋Ｆ₃に設定する。もし入力信号が周波数Ｆ_inを有するなら、第１ＩＦ信号２０５は周波数Ｆ₁−Ｆ_inを有し、第２ＩＦ信号２０６は周波数Ｆ₁−Ｆ_in−Ｆ₂を有し、ＡＤＣ入力信号２０７は周波数Ｆ₃−（Ｆ₁−Ｆ_in−Ｆ₂）＝Ｆ₃−Ｆ₁＋Ｆ_in＋Ｆ₂＝Ｆ₃−（Ｆ_st＋Ｆ₂＋Ｆ₃）＋Ｆ_in＋Ｆ₂＝Ｆ_in−Ｆ_stを有する。従って、入力信号の周波数帯域Ｆ_st．．Ｆ_st+ΔＦは、周波数変換器１００によって周波数帯域０．．ΔＦへＡＤＣ入力において変換される。

図２に示される周波数変換器１００は、必要な周波数伝達を有害なスプリアス成分を生成することなく実行する。しかし、高い感度および分解能を、所望する測定精度を達成する必要があるスペクトラムアナライザに提供するために、周波数変換器はもう１つの特性を持つべきである。即ち、処理された信号に導入される任意の位相ノイズが、同様に小さくなければならない。

位相ノイズは、信号の相対位相における所望しない不規則変動として出現する。位相ノイズは周波数変換器の局部発振器で発生し、処理された信号へ混合動作の間に進入する。発振器周波数が相対的に高いとき、局部発振器の位相ノイズレベルは増大する。従って、図２のブロック線図の位相ノイズの主な発生源は、第１局部発振器２１１（よくあることだが、第１局部発振器２１１がイットリウム−鉄−ガーネット（ＹＩＧ）トランジスタ、またはガリウム砒素電界効果トランジスタ（ＧａＡｓ ＦＥＴ）発振器の何れかを含むときは特に）、および第２局部発振器２１２である。通常、第３局部発振器２１３は、高い周波数安定度および非常に低レベルの位相ノイズを有する水晶発振器である。第１局部発振器２１１の位相ノイズはθ₁（ｔ）であり、第２局部発振器２１２の位相ノイズはθ₂（ｔ）であり、入力信号および第３局部発振器は位相ノイズが実質的に無い。従って、第１ＩＦ信号２０５の位相ノイズがθ₁（ｔ）であるのに対して、第２ＩＦ信号２０６の位相ノイズおよび信号２０７の位相ノイズは、ＡＤＣ入力においてθ₁（ｔ）−θ₂（ｔ）である。

従来技術では、位相ノイズ抑制の異なる複数の方法が、通信用受信機および測定装置、等で使用される。１つの有効な手法は、ノイズが多い発振器の位相ノイズをノイズが無い発振器に印加することから成る。混合動作の間、第１発振器の位相ノイズが加算され、第２発振器の位相ノイズが処理された信号位相から減算される。その結果、出力信号は第１発振器で発達した位相ノイズが無くなる。そのような手法は、例えば、米国特許第4,918,748号、米国特許第6,313,619号、および米国特許第6,600,906号で利用される。米国特許第6,600,906号に記載されたブロック線図が、図３に示される。この特許では、第２局部発振器２１０は高レベルの位相ノイズを有すると仮定する。第１局部発振器２１１は、低い周波数および小さい位相ノイズを有すると取られる。図３の信号の通路は、図２のスペクトラムアナライザの周波数変換器１００の最初の２段と基本的に同じである。相違点は、第１局部信号２０８が、図３で独立した局部発振器２１１によってではなく、第１局部発振器２１１からの信号と第２局部発振器２１２からの信号を混合器３０１で混合し、次にＢＰＦ３００が和成分を選択することによって生成されることである。そのような素子構造のおかげで、第１局部信号２０８および第２局部信号２０９の位相ノイズは、本質的に同じである。混合器２００では、第１局部信号の位相ノイズが処理された信号に加算され、混合器２０２では、第２局部信号の位相ノイズが処理された信号から減算される。従って、混合器２０２では、ＩＦ信号の位相ノイズと第２局部信号の位相ノイズの相殺が生じる。生じた出力信号は、低レベルの残留位相ノイズを有する。前記米国特許で提示された実施例では、入力信号の周波数は１０ＭＨｚから２．９ＧＨｚの範囲にあり、第１局部発振器２１１の周波数は５０５ＭＨｚから３．３９５ＧＨｚまで変化し、第２局部発振器２１０の周波数は３．６ＧＨｚに等しい。ＢＰＦ３００の出力における信号の周波数は、第１局部発振器２１１と第２局部発振器２１０の周波数の和に等しい。第１局部発振器２１１の周波数が５０５ＭＨｚから３．３９５ＧＨｚまで変化するとき、ＢＰＦ３００の出力における信号の周波数は４．１０５ＧＨｚから６．９９５ＧＨｚまで変化する。ＢＰＦ３００は言及した範囲の全ての周波数を通過させ、４．１０５ＧＨｚ未満の周波数を抑制する。ＢＰＦ２０１は、４．０９５ＧＨｚ付近の周波数を通過させる。出力信号は、４９５ＭＨｚの周波数を有する。

スペクトラムアナライザでの位相ノイズ抑制の概説した方法の使用を止める最も重要な理由は、処理された信号における多数のスプリアス成分の出現である。前記実施例との関連で、第１局部発振器２１１の周波数が３．０ＧＨｚに等しく設定されると仮定する（図４を参照のこと）。第２局部発振器２１２の周波数は固定され、３．６ＧＨｚに等しい。混合器３０１で混合しＢＰＦ３００で選択した後、本来の第１局部信号２０８が周波数３．０ＧＨｚ＋３．６ＧＨｚ＝６．６ＧＨｚで創出される。しかし、混合器３０１における不可避の非線形性のために、周波数６．０ＧＨｚを有する第１局部発振器信号の第２高調波も、混合器３０１の出力に出現する。ＢＰＦ３００を通過した後、第２高調波は混合器２００の入力において第１局部信号２０８の誤った成分として出現する（図４ｃ）。ＢＰＦ３００の通過帯域は範囲４．１０５ＧＨｚ−６．９９５ＧＨｚを当然含むので、本来の成分６．６ＧＨｚは誤った成分６．０ＧＨｚからフィルタリングによって分離できない。スペクトラムアナライザの入力信号が、１．９ＧＨｚおよび２．５０５ＧＨｚの周波数成分を有すると仮定する。周波数成分２．５０５ＧＨｚは第１混合器２００とＢＰＦ２０１を通過し、周波数６．６ＧＨｚ−２．５０５ＧＨｚ＝４．０９５ＧＨｚを有する成分として第１中間周波数信号２０５に出現する。周波数成分１．９ＧＨｚは混合器２００で第２高調波６．０ＧＨｚと相互作用し、周波数６．０ＧＨｚ−１．９ＧＨｚ＝４．１ＧＨｚを有する成分を出現させる（図４ｅ）。混合器２０２とＢＰＦ２０３での周波数変換の後、本来の成分０．４９５ＧＨｚおよび誤った成分０．５ＧＨｚが生成される（図４ｆ）。この方法では、スペクトラムアナライザの入力信号で利用できない副生成物が、本来の成分の付近に出現する。スペクトル測定の結果は事実に反し、それは容認できない。

上記議論から明らかなように、局部発振器の位相ノイズの抑制を実行し、同時に、処理された信号においてスプリアス応答を創出しないスペクトラムアナライザは、当該技術分野における著しい進歩である。
米国特許第４，９１８，７４８号明細書 米国特許第６，３１３，６１９号明細書 米国特許第６，６００，９０６号明細書

本発明の目的は、局部発振器の位相ノイズを抑制し、スプリアス応答を創出しないスペクトラムアナライザを提供することである。

本発明の他の目的は、局部発振器の位相ノイズを抑制し、フィルタ製造を困難（または、不可能）にする余りに過酷な要求をフィルタ選択度因子に対して行わないスペクトラムアナライザを提供することである。

本発明の更に他の目的は、位相ノイズの不充分な補償が排除されるスペクトラムアナライザを提供することである。

本発明の第１の目的を達成するために、位相ノイズ補償ユニットは、３段の周波数変換器を入力に有するスペクトラムアナライザに取り入れられる。位相ノイズ補償ユニットの２つの信号入力は、第１局部発振器および第２局部発振器の出力に接続される。位相ノイズ補償ユニットの制御入力は、スペクトラムアナライザの制御ユニットの出力に接続される。位相ノイズ補償ユニットの出力は、周波数変換器の第３混合器の入力に接続される。位相ノイズ補償ユニットは、信号入力に印加された第１局部信号および第２局部信号を、制御入力を通して受信した現在の開始周波数についての情報を使用して処理する。位相ノイズ補償ユニットは、出力において、第３局部信号の所望する周波数に等しい周波数を有する信号を生成する。この信号の位相ノイズは差θ₁（ｔ）−θ₂（ｔ）に等しくされる。ここで、θ₁（ｔ）は周波数変換器の第１局部発振器の位相ノイズであり、θ₂（ｔ）は第２局部発振器の位相ノイズである。同時に、位相ノイズ補償ユニットは、出力信号がスプリアス応答を持たないことを保証する。

周波数変換器の第２ＩＦ信号は、同じ位相ノイズθ₁（ｔ）−θ₂（ｔ）を含む。周波数変換器の第３混合器は、第２ＩＦ信号と第３局部信号を混合する。この処理の間、第２ＩＦ信号の位相ノイズと（第３局部信号に挿入された）位相ノイズは互いに打ち消し合う。従って、ＡＤＣの入力に到達する信号は、無視できる小さな位相ノイズを有する。

第１局部信号および第２局部信号は、第１混合器および第２混合器へ、第１局部発振器および第２局部発振器から直接的に印加されるので、第１混合器および第２混合器はスプリアス応答を持たない。（位相ノイズ補償ユニットに取り入れられた）防止策のおかげで、第３局部信号はスプリアス応答を持たない。従って、ＡＤＣの入力に到達する信号も、スプリアス応答を持たない。

本発明によると、位相ノイズ補償ユニットは第１補助周波数変換器、第２補助周波数変換器、および基準発振器を含む。第１補助周波数変換器は第１局部信号および第２局部信号を処理し、位相ノイズθ₁（ｔ）−θ₂（ｔ）を有する信号を創出する。基準発振器は、スペクトル測定の各段階において、制御ユニットからの制御下で、開始周波数に等しい周波数を有する信号を発生する。第２補助周波数変換器は、第１補助周波数変換器および基準発振器の出力信号を使用して、所望する周波数および同じ位相ノイズθ₁（ｔ）−θ₂（ｔ）を有する第３局部信号を生成する。同時に、第２補助周波数変換器は、出力信号から混合動作の間に出現する全てのスプリアス成分を除去する。

本発明によると、２つの補助周波数変換器の各々は、混合器をフィルタと直列に含む。そのようなアセンブリは、２つの入力信号の周波数の差に等しい周波数を有する出力信号を生成する。

本発明の第２の目的を達成するために、位相ノイズ補償ユニットは、入力および出力を有する第３補助周波数変換器によって補完される。第３補助周波数変換器の入力は、位相ノイズ補償ユニットの出力に接続される。第３補助周波数変換器の出力は、周波数変換器の第３混合器の入力に接続される。第３補助周波数変換器は、混合器、帯域通過フィルタ、および第３局部発振器を含む。第３補助周波数変換器は、出力において、入力信号の周波数と第３局部発振器の周波数の和に等しい周波数を有する信号を創出する。混合器の第１入力は第３補助周波数変換器の入力として使用され、混合器の第２入力は第３局部発振器の出力に接続される。混合器の出力は、帯域通過フィルタの入力に接続される。帯域通過フィルタの出力は、第３補助周波数変換器の出力として使用される。

本発明の第３の目的を達成するために、遅延線路が、周波数変換器の処理された信号の経路へ変換の第３段の前に挿入される。

本発明の実施例によるスペクトラムアナライザのブロック線図が、図５に示される。図５では、周波数変換器１００'は図１の周波数変換器１００と異なるが、残りのブロック１０１，１０２，１０３，１０４，および１０５は、図１の対応する番号を付されたブロックと類似する。周波数変換器１００'は、第１混合器２００、第１帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２０１、第２混合器２０２、第２帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２０３、第３混合器２０４、第１局部（可変周波数）発振器２１１、および第２局部（固定周波数）発振器２１２を含み、図２の対応して番号を付された要素に全てが類似する。

位相ノイズ補償ユニット５００は、スペクトラムアナライザの周波数変換器１０１'に取り入れられる。位相ノイズ補償ユニット５００の２つの信号入力５０１，５０２は、第１局部発振器２１１および第２局部発振器２１２の出力にそれぞれ接続される。位相ノイズ補償ユニット５００の制御入力５０３は、制御ユニット１０５の出力に接続される。位相ノイズ補償ユニット５００の出力５０４は、第３混合器２０４の入力に接続される。位相ノイズ補償ユニット５００は、第１局部信号２０８および第２局部信号２０９を、制御入力５０３を通して受信した現在の開始周波数Ｆ_stについての情報を使用して処理する。その結果、出力信号５０４が生成され、この信号は第３局部信号２１０の所望する周波数に等しい周波数を有する。位相ノイズ補償ユニット５００は、出力信号５０４に、第１局部発振器２１１の位相ノイズθ₁（ｔ）と第２局部発振器２１２の位相ノイズθ₂（ｔ）の差θ₁（ｔ）−θ₂（ｔ）に等しい位相ノイズを挿入する。最も重要なことは、位相ノイズ補償ユニット５００が、スプリアス成分を持たない信号５０４を生成することである。

第１混合器２００および第１ＢＰＦ２０１では、入力信号の周波数は第１局部信号２０８の周波数から減算される。従って、第１中間周波数信号２０５の位相ノイズは、第１局部発振器２１１の位相ノイズθ₁（ｔ）に等しい。第２混合器２０２および第２ＢＰＦ２０３では、第２局部信号２０９の周波数は第１中間周波数信号２０５の周波数から減算される。従って、第２中間周波数信号２０６の位相ノイズは、第１局部発振器の位相ノイズθ₁（ｔ）と第２局部発振器の位相ノイズθ₂（ｔ）の差θ₁（ｔ）−θ₂（ｔ）に等しい。従って、第２中間周波数信号２０６の位相ノイズと、位相ノイズ補償ユニット５００によって第３局部信号２１０へ挿入された位相ノイズは同じである。第３混合器２０４およびＬＰＦ１０１では、第３局部信号２１０の位相ノイズは、第２中間周波数信号２０６の位相ノイズから減算される。位相ノイズの相殺が行われた結果、信号２０７はＡＤＣ１０２の入力において無視できる小さな位相ノイズを有する。

図５のブロック線図では、第１局部信号２０８および第２局部信号２０９が、第１混合器および第２混合器の各々へ直接的に印加され、その結果、第１混合器および第２混合器はスプリアス応答を持たない。位相ノイズ補償ユニット５００に取り入れられた防止策のおかげで、第３局部信号２１０はスプリアス応答を持たない。従って、ＡＤＣ入力２０７に到達する信号は、スプリアス応答を持たない。

図６は、本発明によるスペクトラムアナライザのブロック線図であり、位相ノイズ補償ユニット５００の内部構造が詳細に開示されている。位相ノイズ補償ユニット５００は、第４混合器６００、第２ＬＰＦ６０１、第５混合器６０３、第３ＢＰＦ６０４、および基準（可変周波数）発振器ＲＯ６０５を含む。第４混合器６００および第２ＬＰＦ６０１は、第１補助周波数変換器を形成する。第５混合器６０３および第３ＢＰＦ６０４は、第２補助周波数変換器として作用する。

第１補助周波数変換器は、入力５０１，５０２において、第１局部信号２０８および第２局部信号２０９を受信する。第１補助周波数変換器の出力信号６０２は、第１局部信号２０８と第２局部信号２０９の周波数の差Ｆ₁-Ｆ₂に等しい周波数を有する。従って、信号６０２の位相ノイズは、第１局部信号２０８の位相ノイズθ₁（ｔ）と第２局部信号２０９の位相ノイズθ₂（ｔ）の差θ₁（ｔ）−θ₂（ｔ）に等しい。信号６０２と同様に、第１補助周波数変換器は多数のスプリアス成分を生成する。

基準発振器６０５は、可変周波数発振器である。スペクトル測定の各段階において、制御ユニット１０５は、基準発振器６０５の周波数Ｆ_refを現段階で解析される周波数帯域の開始周波数Ｆ_stに等しく設定する。基準発振器の周波数は第１局部発振器および第２局部発振器の周波数より低く、出力信号におけるスプリアス応答の存在に制限を課さないので、位相ノイズは充分小さい。

第２補助周波数変換器の入力は、第１補助周波数変換器の出力６０２および基準発振器６０５の出力６０６に接続される。第２補助周波数変換器の出力信号５０４の周波数は、信号６０２の周波数と基準発振器６０５の周波数の差に等しく、（Ｆ₁−Ｆ₂）−Ｆ_ref＝（（Ｆ_st＋Ｆ₂＋Ｆ₃）−Ｆ₂）−Ｆ_st＝Ｆ₃に等しい。従って、第２補助周波数変換器の出力における信号５０４の周波数、または位相ノイズ補償ユニット５００の出力における信号５０４の周波数は、第３局部信号の所望する周波数に等しい。基準発振器の出力信号は位相ノイズを持たないので、信号５０４の位相ノイズは信号６０２の位相ノイズに等しい。従って、信号５０４の位相ノイズは、第１局部信号２０８の位相ノイズθ₁（ｔ）と第２局部信号２０９の位相ノイズθ₂（ｔ）の差θ₁（ｔ）−θ₂（ｔ）に等しい。第２補助周波数変換器の重要な機能は、出力信号５０４を全てのスプリアス成分から除去することである。

第３ＢＰＦ６０４は、局部発振器周波数Ｆ₁，Ｆ₂、および基準発振器周波数Ｆ_refの公約数Ｆ₀以下のバンド幅を有する。混合器６００，６０３に出現するスプリアス成分の周波数は、これら混合器入力信号の周波数の１次結合を構成する。局部発振器および基準発振器の周波数は周波数Ｆ₀の倍数なので、言及したスプリアス成分の周波数も周波数Ｆ₀の倍数である。その状況が、図７に示される。スプリアス成分と周波数領域の信号５０４の距離はｋ＊Ｆ₀である。ここで、ｋは１より小さくない整数である。この距離がＦ₀より小さいことはあり得ない。他方では、第３ＢＰＦ６０４は、信号５０４の周波数からＦ₀／２よりも隔たった、フィルタ通過帯域の範囲外の全ての成分を抑制する。その結果、第３ＢＰＦ６０４は信号５０４の通過を許容し、全てのスプリアス応答を抑制するので、信号５０４はスプリアス応答を全く持たない。

本発明は、特定の実施例を経て最も理解できる。この実施例では、スペクトラムアナライザの入力信号の周波数範囲は、０．．．３０００ＭＨｚである。ＡＤＣ１０２のサンプリングレートは、１００ＭＨｚである。従って、ＬＰＦ１０１の遮断周波数は３５ＭＨｚであり、隣接する開始周波数の間隔はΔＦ＝２５ＭＨｚである。入力信号のスペクトルが逐次的に測定されるとき、開始周波数Ｆ_stは値０，２５ＭＨｚ，５０ＭＨｚ，．．．，ｋ＊２５ＭＨｚ，．．．，２９７５ＭＨｚを取る。従って、第１局部発振器の周波数Ｆ₁は、６５００ＭＨｚ，６５２５ＭＨｚ，．．．，９４７５ＭＨｚと設定される。第２局部信号および第３局部信号の周波数Ｆ₂およびＦ₃は固定され、各々が５５００ＭＨｚおよび１０００ＭＨｚに等しい。スペクトル測定の各段階において、関係Ｆ₁＝Ｆ_st＋Ｆ₂＋Ｆ₃は保持される。信号６０２の周波数は、第２ＬＰＦ６０１の出力において、値Ｆ₁−Ｆ₂＝１０００Ｍｈｚ，１０２５ＭＨｚ，３９７５ＭＨｚを取る。基準発振器６０５の周波数は、各段階において、制御ユニットによって０，２５ＭＨｚ，５０ＭＨｚ，．．．，２９７５ＭＨｚに等しく設定される。信号５０４の周波数は、第３ＢＰＦ６０４の出力において、信号６０２と基準発振器６０５の周波数の差に等しく、この周波数は値１０００ＭＨｚに固定されたままである。第３ＢＰＦ６０４は、中心周波数１０００ＭＨｚおよびバンド幅２５ＭＨｚを有するフィルタを表す。そのようなフィルタは９８７．５ＭＨｚから１０１２．５Ｍｈｚまでの周波数の通過を許容し、この帯域の範囲外の全ての周波数を抑制する。実施例のスペクトラムアナライザにおける全ての信号の周波数が２５ＭＨｚの倍数であることは、容易に分かる。そういうわけで、混合器６００，６０３に出現する全てのスプリアス成分の周波数も、２５ＭＨｚの倍数である。（第３ＢＰＦ６０４の中心周波数１０００ＭＨｚに最も近い）スプリアス成分は、周波数９７５ＭＨｚまたは１０２５ＭＨｚを有する。しかし、これらの周波数は第３ＢＰＦ６０４の通過帯域の外側にあり、従って、これらの周波数（および、他の全てのスプリアス成分）は、このフィルタによって抑制される。

局部発振器周波数Ｆ₁，Ｆ₂、および基準発振器周波数Ｆ_refの公約数Ｆ₀が、相対的に小さいこともある。公約数Ｆ₀の値は、ＢＰＦ６０４のバンド幅を示す。公約数Ｆ₀（従って、ＢＰＦ６０４のバンド幅）が小さ過ぎるとき、要求されるフィルタ選択度因子は増加し、必要なフィルタを製造することが困難（または、不可能）になる。

図８は、本発明の他の実施例のブロック線図を示す。このブロック線図は周波数変換器１１０''を含み、周波数変換器１１０''の目的は言及した困難を克服することである。ここで、（第６混合器８０１、第４ＢＰＦ８００、および第３局部発振器２１３を含む）第３補助周波数変換器が、位相ノイズ補償ユニット５００の出力５０４と第３混合器２０４の入力の間に挿入される。第３ＢＰＦ６０４の出力５０４および第３局部発振器２１３の出力は、混合器８０１の入力に接続される。混合器８０１は、入力信号の和周波数および差周波数の両方を有する出力信号を創出する。第４ＢＰＦ８００は和周波数を選択し、和周波数を第３混合器２０４の入力に第３局部信号２１０として通過させる。本発明のこの実施例では、各測定段階において、制御ユニット１０５は基準発振器６０５の周波数Ｆ_refをＦ_ref＝（Ｆ₁−Ｆ₂）−Ｆ_off＝Ｆ_st＋Ｆ₃−Ｆ_offに等しく設定する。ここで、Ｆ₃は第３局部信号２１０の所望する周波数であり、Ｆ_offはオフセット周波数である。オフセット周波数Ｆ_offは、周波数Ｆ₃の約数として選択される。第３局部発振器２１３の周波数は、Ｆ₃−Ｆ_offに等しくされる。第４ＢＰＦ８００のバンド幅は、オフセット周波数Ｆ_off以下である。

第３ＢＰＦ６０４の出力信号５０４の周波数は、（Ｆ₁−Ｆ₂に等しい）信号６０２の周波数と基準発振器６０５の周波数Ｆ_refの差に等しい。関係Ｆ₁＝Ｆ_st＋Ｆ₂＋Ｆ₃およびＦ_ref＝Ｆ_st＋Ｆ₃−Ｆ_offを考慮すると、第３ＢＰＦ６０４の出力信号５０４の周波数が（Ｆ₁−Ｆ₂）−Ｆ_ref＝（（Ｆ_st＋Ｆ₂＋Ｆ₃）−Ｆ₂）−（Ｆ_st＋Ｆ₃−Ｆ_off）＝Ｆ_offに等しいことが容易に分かる。従って、第３ＢＰＦ６０４は中心周波数Ｆ_offおよびバンド幅Ｆ₀を有し、そのフィルタ選択度因子はＦ_off／Ｆ₀に等しい。オフセット周波数Ｆ_offの適切な値を選択することにより、比Ｆ_off／Ｆ₀任意の方法で減少され、第３ＢＰＦ６０４の製造は困難を呈示しない。前と同じように、第３ＢＰＦ６０４の出力信号５０４は位相ノイズθ₁（ｔ）−θ₂（ｔ）を有し、スプリアス成分を持たない。

第６混合器８０１における混合処理の間に、新しいスプリアス成分が出現する。これらスプリアス成分の周波数は、信号５０４の周波数Ｆ_offおよび第３局部発振器２１３の周波数Ｆ₃−Ｆ_offの１次結合から成る。周波数Ｆ₃およびＦ₃−Ｆ_offは周波数Ｆ_offの倍数なので、第６混合器８０１に出現するスプリアス成分の周波数も周波数Ｆ_offの倍数である。スプリアス成分と信号２１０の間の距離はｋ＊Ｆ_offである。ここで、ｋは１より小さくない整数である。この距離は、Ｆ_offより小さくなり得ない。他方では、第４ＢＰＦ８００のバンド幅は、オフセット周波数Ｆ_off以下である。従って、第４ＢＰＦ８００は、信号２１０からＦ_off／２よりも隔たった、フィルタ通過帯域の範囲外の全ての成分を抑制する。その結果、第４ＢＰＦ８００は信号２１０の通過を許容し、第６混合器８０１に出現した全てのスプリアス応答を抑制する。

第３局部発振器２１３の周波数は、第１局部発振器および第２局部発振器の周波数より遥かに低く、従って、第３局部発振器２１３の周波数は本質的にゼロ位相ノイズである。そういうわけで、第３局部信号２１０の位相ノイズは信号５０４の位相ノイズと同じであり、θ₁（ｔ）−θ₂（ｔ）に等しい。

信号２１０の周波数は、信号５０４の周波数Ｆ_offおよび第３局部発振器２１３の周波数Ｆ₃−Ｆ_offの和に等しく、Ｆ_off＋（Ｆ₃−Ｆ_off）＝Ｆ₃に等しい。その上、上記のように、信号２１０は位相ノイズθ₁（ｔ）−θ₂（ｔ）を有し、スプリアス応答を全く持たない。従って、図８のブロック線図は第３局部信号２１０の必要な全ての特徴を提供し、同時に第３ＢＰＦ６０４に対する要求を緩和する。

図９は（周波数変換器１００'''を含む）本発明の更に他の実施例のブロック線図を示し、周波数変換器１００'''の目的は、不完全な位相ノイズ補償の可能性を除去することである。第３ＢＰＦ６０４のバンド幅は、第２ＢＰＦ２０３のバンド幅より狭い。そのために、ＢＰＦ６０４の時間遅延は、ＢＰＦ２０３の時間遅延をかなり越える。同じ位相ノイズが、第３混合器２０４に２つのルート（ＢＰＦ２０３、およびＢＰＦ６０４）を通って到達する。もし、これら２つのルートの遅延が異なれば、第３混合器２０４における位相ノイズの相殺は完全ではなく、残留位相ノイズが信号２０７へＡＤＣ入力において浸透する。そのような残留位相ノイズの出現を阻止するために、適切な遅延線路９０２が、第２ＢＰＦ２０３の出力と第３混合器２０４の入力の間に挿入される。

以上、本発明の多数の実施例が記載された。本発明の原理から逸脱することなく種々の変更が可能なことは、当業者には明らかである。従って、そのような変更は、請求項の範囲内であることが理解できる。

従来技術のスペクトラムアナライザのブロック線図である。 ３段の周波数変換器を有する従来技術のスペクトラムアナライザのブロック線図である。 位相ノイズ補償を有する従来技術の周波数変換器のブロック線図である。 位相ノイズ補償を有する従来技術の周波数変換器におけるスプリアス応答の出現を示す。 本発明によるスペクトラムアナライザのブロック線図である。 本発明によるスペクトラムアナライザのブロック線図であり、位相ノイズ補償ユニットの内部構造が開示されている。 本発明によるスペクトラムアナライザにおけるスプリアス応答の抑制を示す。 本発明の他の実施例によるスペクトラムアナライザのブロック線図である。 本発明の更に他の実施例によるスペクトラムアナライザのブロック線図である。

符号の説明

１００ 周波数変換器
１０３ プロセッサ
１０４ ディスプレイ
１０５ 制御ユニット
２００ 第１混合器
２０２ 第２混合器
２０４ 第３混合器
２０５ 第１ＩＦ信号
２０６ 第２ＩＦ信号
２０７ ＡＤＣ入力信号
２０９ 第２局部信号
２１０ 第２局部発振器
２１２ 発振器
２１３ 第３局部発振器
３０１ 混合器
５０１，５０２ 入力
５０３ 制御入力
５０４ 出力信号
６００ 第４混合器
６０２ 出力
６０３ 第５混合器
８０１ 第６混合器

Claims (13)

1. スペクトラムアナライザであって、
   （ａ）周波数変換器であって、
   第１混合器、第１帯域通過フィルタ、および第１局部発振器によって形成される第１段、
   第２混合器、第２帯域通過フィルタ、および第２局部発振器によって形成される第２段、
   第３混合器によって形成される第３段を含む周波数変換器を含む周波数変換器、
   （ｂ）スペクトル測定の間に動作のシーケンスおよびパラメータを調整する制御ユニット、および
   （ｃ）前記第１局部発振器および前記第２局部発振器の出力に接続された２つの信号入力、前記制御ユニットの出力に接続された制御入力、および前記第３混合器の入力に接続された出力を有する位相ノイズ補償ユニットを含むことを特徴とするスペクトラムアナライザ。
2. 前記位相ノイズ補償ユニットが、
   （ａ）前記第１局部発振器の位相ノイズと前記第２局部発振器の位相ノイズの差に等しい位相ノイズを有する信号を生成し、前記位相ノイズ補償ユニットの信号入力として使用される２つの入力、および１つの出力を有する第１補助周波数変換器、
   （ｂ）基準信号を発生し、前記位相ノイズ補償ユニットの入力として使用される制御入力および出力を有する基準発振器、
   （ｃ）第３局部信号を生成し、前記第１補助周波数変換器および前記基準発振器の出力に接続された２つの入力、および前記位相ノイズ補償ユニットの出力として使用される出力を有する第２補助周波数変換器を含むことを特徴とする、請求項１に記載のスペクトラムアナライザ。
3. 前記第１補助周波数変換器が、
   （ａ）前記２つの入力信号を混合し、前記第１補助周波数変換器の入力として使用される２つの入力、および１つの出力を有する混合器、
   （ｂ）混合の異なる周波数を分離し、前記混合器の出力に接続された入力、および前記第１補助周波数変換器の出力として使用される出力を有する低域通過フィルタを含むことを特徴とする、請求項２に記載のスペクトラムアナライザ。
4. 前記第２補助周波数変換器が、
   （ａ）前記２つの入力信号を混合し、前記第２補助周波数変換器の入力として使用される２つの入力、および１つの出力を有する混合器、
   （ｂ）混合の異なる周波数を分離し、前記混合器の出力に接続された入力、および前記第２補助周波数変換器の出力として使用される出力を有する帯域通過フィルタを含むことを特徴とする、請求項３に記載のスペクトラムアナライザ。
5. 前記制御ユニットが、前記基準発振器の周波数を、スペクトル測定の現在の段階で解析される周波数帯域の開始周波数に等しく設定するように構成されることを特徴とする、請求項４に記載のスペクトラムアナライザ。
6. 前記第２補助周波数変換器の帯域通過フィルタが、局部発振器の周波数および前記開始周波数の公約数以下のバンド幅を有するように構成されることを特徴とする、請求項５に記載のスペクトラムアナライザ。
7. 第３補助周波数変換器が、前記位相ノイズ補償ユニットの出力と周波数変換器の前記第３混合器の入力の間に挿入されることを特徴とする、請求項１に記載のスペクトラムアナライザ。
8. 前記第３補助周波数変換器が、
   （ａ）前記２つの入力信号を混合し、１つが前記第３補助周波数変換器の入力として使用される２つの入力、および１つの出力を有する混合器、
   （ｂ）混合の和周波数を分離し、前記混合器の出力に接続された入力、および前記第３補助周波数変換器の出力として使用される出力を有する帯域通過フィルタ、
   （ｃ）前記混合器の第２入力に接続される出力を有する第３局部発振器を含むことを特徴とする、請求項７に記載のスペクトラムアナライザ。
9. 前記制御ユニットが、基準発振器の周波数を、測定の現段階で解析される周波数帯域の開始周波数と、前記第３局部信号の所望する周波数とオフセット周波数の差の和に等しく設定するように構成されることを特徴とする、請求項８に記載のスペクトラムアナライザ。
10. 前記制御ユニットが、前記第３局部信号の所望する周波数の約数を、前記オフセット周波数として使用するように構成されることを特徴とする、請求項９に記載のスペクトラムアナライザ。
11. 前記第３補助周波数変換器の前記帯域通過フィルタが、前記オフセット周波数以下のバンド幅を有するように構成されることを特徴とする、請求項８に記載のスペクトラムアナライザ。
12. 前記第３局部発振器が、前記第３局部信号の所望する周波数と前記オフセット周波数の差に等しい周波数を有する正弦波を生成するように構成されることを特徴とする、請求項８に記載のスペクトラムアナライザ。
13. 前記位相ノイズの不完全な補償を阻止するために、遅延線路が、変換の第２段と第３段の間の周波数変換器の処理信号経路へ挿入されることを特徴とする、請求項６または１２の何れか１つに記載のスペクトラムアナライザ。

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