JP4805784B2 - 位置センサ - Google Patents

Description

本発明は、一対の三角波信号をそれぞれ出力するための三角波信号出力装置に関し、特に、その一対の三角波信号の精度を高める技術に関する。

磁気抵抗素子を用いた角度センサでは、相互にπ／２の位相差を有する２つの正弦波のアナログ信号すなわちＡ相信号およびＢ相信号が得られる。これらのＡ相信号およびＢ相信号は出力である擬似的正弦波信号を発生させ、それらＡ相信号およびＢ相信号はπ／２の位相差を持っているので、適切な信号処理を行うことで、磁界の角度を検出することができる。たとえば、特許文献１に示す回転角度センサがそれである。
特開２００１−１５９５４２号公報

ところで、上記特許文献１のような回転角度センサでは、Ａ相信号およびＢ相信号が正弦波であるため、回転角度を求めるためには、マクローリン展開の演算やテーブルの参照のために複雑な三角関数式を計算する必要がある。このため、その複雑な三角関数式の計算のためのマイクロコンピュータおよび計算ソフトが必要となり装置が複雑且つ高価となるだけでなく、消費電力が問題となる場合があった。また、角度検出毎に角度計算時間がかかるために応答性が十分に得られないという欠点があった。

本発明は以上の事情を背景として為されたものであり、その目的とするところは、簡単な構成で安価且つ低消費電力であり且つ応答性の高い位置センサを提供することにある。

前記目的を達成するための請求項１に係る発明の位置センサは、磁界発生部材の相対位置を検出するための三角波出力信号を出力する位置センサであって、(a) 前記磁界発生部材から発生させられた磁界の回転位相に応じて、相互の位相差が９０度である一対の擬似的な三角波信号をそれぞれ出力する一対の第１三角波信号出力部および第２三角波信号出力部と、(b) 前記一対の三角波信号の絶対値を算出する絶対値算出部と、(c) その絶対値算出部で算出された前記一対の三角波信号の絶対値を相互に加算する加算部と、(d) その加算部によって算出された前記一対の三角波信号の絶対値の加算値に基づいて前記三角波出力信号の振幅を予め設定された基準値としてその三角波出力信号の波形を整形する波形整形部とを、含むことを特徴とする。

また、請求項２に係る発明の位置センサは、請求項１に係る発明において、(a) 前記第１三角波信号出力部は、第１磁気抵抗素子を含む第１ブリッジ回路を備えたものであり、(b) 前記第２三角波信号出力部は、第１磁気抵抗素子の最大感磁方向とは異なる最大感磁方向を有する第２磁気抵抗素子を含む第２ブリッジ回路を備えたものであり、(c) 前記磁界発生部材の相対回転に伴って、前記一対の三角波信号が該第１ブリッジ回路および第２ブリッジ回路からそれぞれ出力されることを特徴とする。

また、請求項３に係る発明の位置センサは、請求項２に係る発明において、前記第１磁気抵抗素子および第２磁気抵抗素子は、共通の基板上において前記磁界発生部材の回転中心を中心とする相互角度間隔が４５度の複数本の放射線上において放射状に配置された磁気抵抗素子であることを特徴とする。

また、請求項４に係る発明の位置センサは、請求項３に係る発明において、前記第１磁気抵抗素子および第２磁気抵抗素子は、基板上において１直線上に所定の間隙を隔てて形成された軟磁性材料製の一対の薄膜ヨークと、その一対の薄膜ヨークの間隙においてその一対の薄膜ヨークを相互に接続するように設けられた、前記軟磁性材料よりも高い電気比抵抗を有し且つ巨大磁気抵抗効果を有するＧＭＲ薄膜とからそれぞれ構成されたものであることを特徴とする。

また、請求項５に係る発明の位置センサは、請求項２に係る発明において、前記波形整形部は、前記加算部によって算出された前記一対の三角波信号の絶対値の加算値が一定の基準電圧となるように前記第１ブリッジおよび第２ブリッジの電源電圧を制御するものであることを特徴とする。

また、請求項６に係る発明の位置センサは、請求項２に係る発明において、(a) 前記一対の三角波信号のうちの少なくとも一方を、比較電圧に基づいてデジタル変換し、前記三角波出力信号として出力するアナログ／デジタル変換器を備え、(b) 前記波形整形部は、前記加算部によって算出された前記一対の三角波信号の絶対値の加算値を前記比較電圧として供給し、そのアナログ／デジタル変換器から出力される三角波出力信号をその比較電圧を基準としてデジタル変換されたものとすることを特徴とする。

請求項１に係る発明の位置センサによれば、(a) 前記磁界発生部材から発生させられた磁界の回転位相に応じて、相互の位相差が９０度である一対の擬似的な三角波信号をそれぞれ出力する一対の第１三角波信号出力部および第２三角波信号出力部と、(b) 前記一対の三角波信号の絶対値を算出する絶対値算出部と、(c) その絶対値算出部で算出された前記一対の三角波信号の絶対値を相互に加算する加算部と、(d) その加算部によって算出された前記一対の三角波信号の絶対値の加算値に基づいて前記三角波出力信号の振幅を予め設定された基準値としてその三角波出力信号の波形を整形する波形整形部とが、含まれることから、波形整形された一定振幅の正確な三角波出力信号が温度、磁力等の変動によるセンサ感度の強弱によらず出力されるので、その三角波出力信号から磁界発生部材の回転角を、複雑な三角関数式を用いないで、感度補正され、且つ簡単な比例式（一次式）の形で算出できる。したがって、正弦波が出力される従来の回転角度センサ等に比較して、構造が簡単となり、安価で且つ低消費電力となるとともに、演算処理の不要な応答性が高い位置センサが得られる。ここで、前記疑似的な三角波とは、完全な直線から成るピン角の三角波ではなく、たとえば頂部および底部付近が丸くなまった歪みのある三角波であり、たとえば、位相差９０°の２信号でリサージュ曲線を画かせたときに４点の頂点を持つとみなせる信号波形を言う。

また、請求項２に係る発明の位置センサによれば、(a) 前記第１三角波信号出力部は、第１磁気抵抗素子を含む第１ブリッジ回路を備えたものであり、(b) 前記第２三角波信号出力部は、第１磁気抵抗素子の最大感磁方向とは異なる最大感磁方向を有する第２磁気抵抗素子を含む第２ブリッジ回路を備えたものであり、(c) 前記磁界発生部材の相対回転に伴って、前記一対の三角波信号がその第１ブリッジ回路および第２ブリッジ回路からそれぞれ出力されることから、第１三角波信号出力部および第２三角波信号出力部が比較的簡単に構成される。

また、請求項３に係る発明の位置センサによれば、前記第１磁気抵抗素子および第２磁気抵抗素子は、共通の基板上において前記磁界発生部材の回転中心を中心とする相互角度間隔が４５度の複数本の放射線上において放射状に配置された磁気抵抗素子であることから、磁界発生部材と共に回転する磁界を検出するための磁気抵抗素子を支持する基板が一層小型となる。

また、請求項４に係る発明の位置センサによれば、前記第１磁気抵抗素子および第２磁気抵抗素子は、基板上において１直線上に所定の間隙を隔てて形成された軟磁性材料製の一対の薄膜ヨークと、それら一対の薄膜ヨークの間隙においてその一対の薄膜ヨークを相互に接続するように設けられた、前記軟磁性材料よりも高い電気比抵抗を有し且つ巨大磁気抵抗効果を有するＧＭＲ薄膜とからそれぞれ構成された薄膜磁気センサ素子（磁気抵抗素子）から成るものであることから、一層簡単に擬似的な三角波信号が生成される。

また、請求項５に係る発明の位置センサによれば、前記波形整形部は、前記加算部によって算出された前記一対の三角波信号の絶対値の加算値が一定の基準電圧となるように前記第１ブリッジおよび第２ブリッジの電源電圧を制御するものであるので、波形整形された一定振幅の正確な三角波出力信号が得られる。

また、請求項６に係る発明の位置センサによれば、(a) 前記一対の三角波信号のうちの少なくとも一方を、比較電圧に基づいてデジタル変換し、前記三角波出力信号として出力するアナログ／デジタル変換器を備え、(b) 前記波形整形部は、前記加算部によって算出された前記一対の三角波信号の絶対値の加算値を前記比較電圧として供給し、そのアナログ／デジタル変換器から出力される三角波出力信号をその比較電圧を基準としてデジタル変換されたものとするものであるので、デジタル変換された状態において、波形整形された一定振幅の正確な三角波出力信号が得られる。

ここで、好適には、前記一対の第１三角波信号出力部および第２三角波信号出力部は、相互の位相差が９０度である一対の三角波信号をそれぞれ出力するものであればよく、それら第１三角波信号出力部に含まれる前記第１磁気抵抗素子および第２三角波信号出力部に含まれる前記第２磁気抵抗素子は、前記薄膜磁気センサ素子（磁気抵抗素子）のみならず、他の形式の磁気検出素子、たとえば巨大磁気抵抗素子［ＧＭＲ（Giant Magneto-Resistivity ）素子］、異方性磁気抵抗素子［ＡＭＲ（Anisotropic Magneto-Resistivity ）素子] などの偶関数特性を持つ磁気検出素子であってもよい。

また、前記第１三角波信号出力部を構成する第１ブリッジ回路および第２三角波信号出力部を構成する第２ブリッジ回路は、ハーフブリッジであってもよいし、フルブリッジであってもよい。また、それらハーフブリッジおよびフルブリッジに含まれる抵抗器のうちの一部に固定抵抗器が用いられてもよい。したがって、第１ブリッジ回路に設けられる第１磁気抵抗素子および第２ブリッジ回路に設けられる第２磁気抵抗素子は、相互に異なる機械角４５°で少なくとも１個ずつあればよい。

また、前記位置センサは、前記相互の位相差が９０度である一対の三角波信号のうちの一方を三角波出力信号として出力してもよいが、両方を出力させてもよい。

また、前記一対の三角波信号の絶対値を算出する絶対値算出部、その絶対値算出部で算出された前記一対の三角波信号の絶対値を相互に加算する加算部は、アナログ回路でも構成され得るが、デジタル回路、或いはマイクロコンピュータでの演算処理ステップにより構成され得る。

また、前記ＧＭＲ薄膜は、巨大磁気抵抗（ＧＭＲ）効果を示す材料が蒸着或いはスパッタによって基板上の一対の薄膜ヨークの間に薄膜状に固着されたものである。そのＧＭＲ薄膜に用いられる巨大磁気抵抗（ＧＭＲ）効果を示す材料としては、パーマロイ等の強磁性材料層とCu、Ag、Au等の非磁性材料層との多層膜、或いは、半強磁性材料層、強磁性材料層( 固定層) 、非磁性材料層および強磁性材料層( 自由層) の4 層構造を備えた多層膜から構成される人工格子[ 所謂スピンバルブ] 、パーマロイ等の強磁性金属からなるnmサイズの微粒子と非磁性金属から成る粒界層とを備えた金属−金属系ナノグラニュラー材料、スピン依存トンネル効果によってＭＲ（Magneto-Resistivity ）効果が生じるトンネル接合膜、nmサイズの強磁性金属合金微粒子と非磁性・絶縁材料からなる粒界層とを備えた金属−酸化物系ナノグラニュラー材料、金属−フッ化物系ナノグラニュラー材料等が、知られている。

また、前記基板は、ガラス、磁器で代表されるセラミックス等の絶縁体基板が好適に用いられるが、Ｃｕ、Ａｌ等の金属から成る導電性基板であっても絶縁性下地層を介して薄膜ヨークおよびＧＭＲ薄膜が固着されることにより用いられる。また、上記基板には非磁性材料又は非磁性絶縁材料が好適に用いられる。

また、前記薄膜ヨークは、外部磁束を集めてＧＭＲ薄膜に集中させることによりＧＭＲ薄膜の磁界感度を高めるためのものであり、軟磁性材料が蒸着、スパッタリング、ＣＶＤ、或いはＰＶＤ等によって基板上に薄膜状に固着され、ホトリソグラフィーを用いて所定のパターンに形成されたものである。弱磁界に対する高い感度を得るためには、好適には１００以上、さらに好適には１０００以上の透磁率μを有する材料を用いることが望ましい。また、好適には、５（kGauss）以上、さらに好適には１０（kGauss）以上飽和磁化Ｍｓを有する材料を用いることが望ましい。この前記薄膜ヨークとしては、パーマロイ（４０〜９０％Ｎｉ−Ｆｅ合金）、センダスト（Ｆｅ_７４Ｓｉ_９Ａｌ_１７）、ハードパーム（Ｆｅ_１２Ｎｉ_８２Ｎｂ_６）、Ｃｏ_８８Ｎｂ_６Ｚｒ_６アモルファス合金、（Ｃｏ_９４Ｆｅ_６）_７０Ｓｉ_１５Ｂ_１５アモルファス合金、ファインメット（Ｆｅ_７５．６Ｓｉ_１３．２Ｂ_８．５Ｎｂ_１．９Ｃｕ_０．８）、ナノマックス（Ｆｅ_８３ＨＦ_６Ｃ_１１）、Ｆｅ_８５Ｚｒ_１０Ｂ_５合金、Ｆｅ_９３Ｓｉ_３Ｎ_４合金、Ｆｅ_７１Ｂ_１１Ｎ_１８合金、Ｆｂ_７１．３Ｎｄ_９．６Ｏ_１９．１ナノグラニュラー合金、Ｃｏ_６５Ｆｅ_５Ａｌ_１０Ｏ_２０合金等が、好適に用いられる。

以下、本発明の一実施例を図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の実施例において図は概念を示すために、適宜簡略化或いは変形されており、各部の寸法比および形状等は必ずしも正確に描かれていない。

図１は、本発明の位置センサの一実施例である回転角度センサ１０のセンサ部１２を示す斜視図である。センサ部１２は、円筒状のケース１４と、そのケース１４の一端面に設けられた軸受部１５により回転可能に支持された検出軸１６と、径方向の磁界を発生させるように複数の磁極たとえばＮ極およびＳ極の２つの磁極を有し、検出軸１６の端部に固定された磁界発生部材１８と、ケース１４の他端に固定された底板２０に固定された磁気センサ素子２２とを備えている。

上記磁気センサ素子２２は、底板２０に固定されるために突き出す複数本の接続端子２４と、その複数本の接続端子２４の内部においてたとえば図２に示すように結線された複数の薄膜磁気センサ素子（磁気抵抗素子）２６と、それら薄膜磁気センサ素子２６を支持する共通の基板２８とを備え、樹脂モールドにより被覆されている。

図３は、上記基板２８の一面に配設された複数の薄膜磁気センサ素子２６を示している。基板２８の一面において、複数個（本実施例では８個）の薄膜磁気センサ素子２６が上記磁界発生部材１８およびそれから発生させられる磁界の回転中心Ｃを中心とする４５度の等角度間隔で放射線上に沿って放射状に配置されている。薄膜磁気センサ素子２６ａおよび２６ｂの外周側の一端部、および薄膜磁気センサ素子２６ｇ、２６ｈの回転中心Ｃ側（内周側）の一端部は一方の共通端子ＴＣ１に接続され、薄膜磁気センサ素子２６ｃ、２６ｄの回転中心Ｃ側の一端部、および薄膜磁気センサ素子２６ｅ、２６ｆの外周側の一端部は他方の共通端子ＴＣ２に接続されている。

図３に示すように、薄膜磁気センサ素子２６ａの内周側の一端部および薄膜磁気センサ素子２６ｃの外周側の一端部の端子が第１ブリッジＢ１の一方の出力端子Ｂ１ａに接続され且つ薄膜磁気センサ素子２６ｅの内周側の一端部および薄膜磁気センサ２６ｇの外周側の一端部の端子が第１ブリッジＢ１の他の出力端子Ｂ１ｂに接続されることにより、第１ブリッジＢ１が構成され、薄膜磁気センサ素子２６ｂの内周側の一端部および薄膜磁気センサ素子２６ｄの外周側の一端部の端子が第２ブリッジＢ２の一方の出力端子Ｂ２ａに接続され且つ薄膜磁気センサ素子２６ｆの内周側の一端部および薄膜磁気センサ素子２６ｈの外周側の一端部の端子が第２ブリッジＢ２の他方の出力端子Ｂ２ｂに接続されることにより、第２ブリッジＢ２が構成されている。それら２つの第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２は、図６に示すように、検出角度が機械角（磁界発生部材１８の回転角）で４５度だけ相違するように配置されている。上記一方の共通端子ＴＣ１および他方の共通端子ＴＣ２の間にブリッジ電源ｅ_０が印加されると、磁界発生部材１８の回転角に応じて、第１ブリッジＢ１の出力端子Ｂ１ａおよびＢ１ｂからは第１ブリッジ出力信号Ｘが出力されるとともに、第２ブリッジＢ２の出力端子Ｂ２ａおよびＢ２ｂからは第２ブリッジ出力信号Ｙが出力される。

上記薄膜磁気センサ素子２６は、図４に示すように、たとえばガラス、磁器で代表されるセラミックス等の電気絶縁性材料から成る１．６ｍｍ×１．６ｍｍ程度の基板２８上において、１直線上に、１μｍ前後程度の所定の間隙を隔てて形成された軟磁性材料製の一対の薄膜ヨーク３０および３２と、それら一対の薄膜ヨーク３０および３２の間隙においてそれらの一対の薄膜ヨーク３０および３２を相互に接続するように設けられた、上記軟磁性材料よりも高い電気比抵抗を有し且つ巨大磁気抵抗効果を有するＧＭＲ薄膜３４とを備え、全体として１５０μｍ×７５μｍの長さおよび幅寸法となるようにそれぞれ構成されている。これらのＧＭＲ薄膜３４、一対の薄膜ヨーク３０および３２は、蒸着、スパッタリング、ＣＶＤ等により固着され且つホトリソグラフィーにより所定のパターンとされた薄膜であり、このましくは、ＧＭＲ薄膜３４よりも、薄膜ヨーク３０および３２が厚く形成されている。図４において、厚膜或いは薄膜で構成された導体パターン３６が上記薄膜ヨーク３０および３２に接続されている。なお、基板２８とＧＭＲ薄膜３４や一対の薄膜ヨーク３０および３２との間には、絶縁や平滑性を確保するためなどの必要に応じて下地層が形成され、上記ＧＭＲ薄膜３４や一対の薄膜ヨーク３０および３２の上には、耐久性向上等の必要に応じて保護層が形成される。

上記ＧＭＲ薄膜３４は、巨大磁気抵抗（ＧＭＲ）効果を示す材料，たとえば、パーマロイ等の強磁性金属からなるnmサイズの微粒子と非磁性金属から成る粒界層とを備えた金属−金属系ナノグラニュラー材料、スピン依存トンネル効果によってＭＲ（Magneto-Resistivity ）効果が生じるトンネル接合膜、nmサイズの強磁性金属合金微粒子と非磁性・絶縁材料からなる粒界層とを備えた金属−酸化物系ナノグラニュラー材料、金属−フッ化物系ナノグラニュラー材料等の等方性材料が用いられる。このＧＭＲ薄膜３４は、一対の薄膜ヨーク３０および３２の間の微小面積に設けられるため、検出面積が極めて微小な点状とされている。

また、上記薄膜ヨーク３０および３２は、外部磁束を集めてＧＭＲ薄膜３４に集中させることによりそのＧＭＲ薄膜３４の磁界感度を高めるための前記軸中心Ｃを通る放射線に沿って長手状に形成されている。この長手方向が、薄膜磁気センサ素子２６の感磁方向となる。この薄膜ヨーク３０および３２は、たとえば、パーマロイ（４０〜９０％Ｎｉ−Ｆｅ合金）、センダスト（Ｆｅ_７４Ｓｉ_９Ａｌ_１７）、ハードパーム（Ｆｅ_１２Ｎｉ_８２Ｎｂ_６）、Ｃｏ_８８Ｎｂ_６Ｚｒ_６アモルファス合金等の透磁率μが１０００以上の材料から構成される。上記薄膜磁気センサ素子２６は、図４に示すように、ホトリソグラフィを用いて所定の小さなパターンに形成された薄膜から構成されるので、ＧＭＲ素子、ＡＭＲ素子等の他の磁気センサに比較して大幅に小型化されている。

上記薄膜磁気センサ素子２６は、単体では、図５に示す特性を備えている。すなわち、ＧＭＲ薄膜３４を構成する磁性材料は微細化された等方的性質を示し、無磁界ではランダムな磁化方向となって電子の通過の妨げとなって抵抗値が高くなるが、磁界が付与されると磁化方向が一定となって電子の通過が容易となり抵抗値が低くなる性質がある。このため、図５に示すように、感磁方向の外部磁界Ｈ（Ｏｅ）が零であれば最大抵抗値を示すが、外部磁界Ｈが正方向および負方向に大きくなるにしたがって抵抗値がそれぞれ低下する磁気抵抗特性を備えている。上記抵抗値の変化は本来は指数関数的であるが、極性が反転する微小磁界領域では磁界強度に対して著しく変化することとなり、先端が尖った特性となる。このため、磁界発生部材１８の回転角に応じて感磁方向の外部磁界Ｈ（Ｏｅ）が正弦波状に増減すると、薄膜磁気センサ素子２６の抵抗値が２等辺三角形状のややなまった擬似的な三角波の波形に示されるように上記磁界発生部材１８の回転周期の２倍の周期で周期的に変化する。前記疑似的な三角波とは、完全な直線から成るピン角の三角波ではなく、たとえば頂部および底部付近が丸くなまった歪みのある三角波であり、たとえば、位相差９０°の２信号でリサージュ曲線を画かせたときに４点の頂点を持つとみなせる信号波形を言う。したがって、前記第１ブリッジＢ１の出力端子Ｂ１ａおよびＢ１ｂと、第２ブリッジＢ２の出力端子Ｂ２ａおよびＢ２ｂとから、第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙがそれぞれ出力される。これら第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２は、三角波信号出力部として機能している。なお、それら第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２において、それを構成する４つの薄膜磁気センサ素子２６のうちの一部、たとえば第１ブリッジＢ１では薄膜磁気センサ素子２６ｃおよび２６ｅが固定抵抗器であってもよいし、第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２は感磁方向が９０度異なるように配置された２個の薄膜磁気センサ素子２６から構成されたハーフブリッジであってもよい。このハーフブリッジにおいても２個の薄膜磁気センサ素子２６ｃおよび２６ｅのうちの一方が固定抵抗器であってもよい。

図６に示すように、回転角度センサ１０には、上記センサ部１２に加えて、第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２へ印加するブリッジ電源電圧ｅ_ｏを出力するブリッジ電源制御回路４０と、それに加算値信号｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜等を算出する演算回路４２と、三角波出力信号Ｓを出力する三角波出力端子Ｔout および極性信号出力端子Ｔk とが設けられている。演算回路４２は、第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２から出力される第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙをそれぞれ増幅する第１増幅器４４および第２増幅器４６と、それら第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙの絶対値である第１絶対値信号｜Ｘ｜および第２絶対値信号｜Ｙ｜をそれぞれ算出する第１絶対値演算器４８および第２絶対値演算器５０と、それら第１絶対値演算器４８および第２絶対値演算器５０からそれぞれ出力される第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙの絶対値である第１絶対値信号｜Ｘ｜および第２絶対値信号｜Ｙ｜を加算して加算値信号｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜を出力する加算器５２とを備えている。また、比較器５６は、増幅器４６から出力される第２ブリッジ出力信号Ｙを接地電圧と比較し、高い場合区間においてパルス状の極性信号Ｋを発生させ、極性信号出力端子Ｔk から出力させる。この極性信号Ｋは、第２ブリッジ出力信号Ｙの正電圧区間、すなわち第１ブリッジ出力信号Ｘの上昇区間を示し、三角波出力信号Ｓから回転位相を決定するに際して用いられる。

図７には、その上段から、上記第１ブリッジ出力信号Ｘ、第２ブリッジ出力信号Ｙ、第１絶対値信号｜Ｘ｜、第２絶対値信号｜Ｙ｜、加算値信号｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜、三角波出力信号Ｓ、極性信号Ｋが順次示されている。加算値信号｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜は実線に示す一定値であるが、そこに示された１点鎖線は第１絶対値信号｜Ｘ｜を示し、破線は第２絶対値信号｜Ｙ｜を示している。

ブリッジ電源制御回路４０は、基準電圧発生器５４から出力された一定の基準電圧ｅｉと上記加算値信号｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜とが一致するように、たとえば（１）式に示すフィードバック制御式に従って電圧補正値Δｅ_０を算出し、（２）式にしたがって前回の制御サイクルのブリッジ電源電圧ｅ_０ ^−１に電圧補正値Δｅ_０を加算することにより今回の制御サイクルのそのブリッジ電源電圧ｅ_０として第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２の電源端子の一方へ供給する。反転回路５７は、そのブリッジ電源電圧ｅ_０を反転させた−ｅ_０を出力し、第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２の電源端子の他方へ供給する。

Δｅ_０＝Ｋ_ｐ・Δｅ＋Ｋ_ｉ・∫Δｅｄｔ＋Ｋ_ｄ・ｄΔｅ／ｄｔ・・・（１）
但し、Ｋ_ｐは比例定数、Ｋ_ｉは積分定数、Ｋ_ｄは微分定数

ｅ_０＝ｅ_０ ^−１＋Δｅ_０・・・（２）

ブリッジ電源制御回路４０は、上記のようなブリッジ電源電圧制御を極めて短いサイクルで繰り返し実行する。すなわち、ブリッジ電源制御回路４０は、基準電圧ｅｉと上記加算値信号｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜との間の偏差Δｅ（＝｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜−ｅｉ）が解消されるようにブリッジ電源電圧ｅ_０を補正する。これにより、図７の下部に示すように、第１増幅器４４から三角波出力端子Ｔout を経て出力される三角波出力信号Ｓの振幅は一定の基準電圧ｅｉと一致させられる。すなわち、上記ブリッジ電源制御回路４０は、三角波出力信号Ｓの波形整形部或いはフィードバック制御部として機能している。

図８は、本発明者等が行った外部磁界が５０Ｇ（ガウス）の場合の実験結果を示している。図８の上段は、第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２の電源電圧が補正されず一定の場合における第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙを示している。図８の中段は、上記フィードバック制御が実行されている時の基準電圧ｅｉと上記加算値信号｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜との間の偏差Δｅ（＝｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜−ｅｉ）を示し、図８の下段は上記フィードバック制御が実行されている時の第１ブリッジ出力信号Ｘ、第２ブリッジ出力信号Ｙを示している。この時の第１ブリッジ出力信号Ｘ、第２ブリッジ出力信号Ｙは、上記フィードバック制御により加算値信号｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜が基準電圧ｅｉと一致させられるので、上ピークおよび下ピーク付近においてピン角とされ、正確な三角波波形とされている。つまり、薄膜磁気センサ素子２６による三角波の出力が上記フィードバック制御により、一層正確な三角波とされる。

以上のように構成された回転角度センサ１０によれば、三角波出力端子Ｔout から出力される三角波出力信号Ｓの大きさと極性信号Ｋとに基づいて、磁界発生部材１８の回転角が簡単且つ容易に求められる。特に、本実施例では、(a) 磁界発生部材１８の相対回転に伴って、その磁界発生部材１８から発生させられた磁界の変化に基づいて相互の位相差が９０度（機械角で４５°）である一対の第１ブリッジ出力信号（第１三角波信号）Ｘおよび第２ブリッジ出力信号（第２三角波信号）Ｙをそれぞれ出力する一対の第１ブリッジ（第１三角波信号出力部）Ｂ１および第２ブリッジ（第２三角波信号出力部）Ｂ２と、(b) 一対の第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙの絶対値である第１絶対値信号｜Ｘ｜および第２絶対値信号｜Ｙ｜をそれぞれ算出する第１絶対値演算器（絶対値算出部）４８および第２絶対値演算器（絶対値算出部）５０と、(c) その第１絶対値演算器４８および第２絶対値演算器５０で算出された前記一対の第１絶対値信号｜Ｘ｜および第２絶対値信号｜Ｙ｜を相互に加算する加算器（加算部）５２と、(d) その加算器５２によって算出された前記一対の第１絶対値信号｜Ｘ｜および第２絶対値信号｜Ｙ｜の加算値｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜に基づいて前記三角波出力信号Ｓの振幅を予め設定された基準電圧値ｅｉとしてその三角波出力信号Ｓの波形を整形するブリッジ電源制御回路（波形整形部）４０とが、含まれることから、波形整形された一定振幅の正確な三角波出力信号Ｓが出力されるので、その三角波出力信号Ｓから磁界発生部材の回転角を、複雑な三角関数式を用いないで比較的簡単な比例式（一次式）により算出できる。したがって、正弦波が出力される従来の回転角度センサに比較して、構造が簡単となるので安価且つ低消費電力となるとともに、応答性が高い回転角度センサが得られる。

また、本実施例の回転角度センサ１０によれば、(a) 第１ブリッジ（第１三角波信号出力部）Ｂ１は、第１の磁気抵抗素子２６ａ、２６ｃ、２６ｅ、２６ｇを含む第１ブリッジ回路を備えたものであり、(b) 第２ブリッジ（第２三角波信号出力部）Ｂ２は、第１の磁気抵抗素子２６ａ、２６ｃ、２６ｅ、２６ｇの感磁方向とは異なる感磁方向を有する第２磁気抵抗素子２６ｂ、２６ｄ、２６ｆ、２６ｈを含む第２ブリッジ回路を備えたものであり、(c) 磁界発生部材１８の基板２８に対する相対回転に伴って、一対の第１ブリッジ出力信号（第１三角波信号）Ｘおよび第２ブリッジ出力信号（第２三角波信号）Ｙが上記第１ブリッジ回路および第２ブリッジ回路からそれぞれ出力されることから、第１三角波信号出力部および第２三角波信号出力部が比較的簡単に構成される。

また、本実施例の回転角度センサ１０によれば、第１の磁気抵抗素子２６ａ、２６ｃ、２６ｅ、２６ｇおよび第２の磁気抵抗素子２６ｂ、２６ｄ、２６ｆ、２６ｈは、共通の基板２８上において磁界発生部材１８の回転中心Ｃから４５度の線上において放射状に配置された素子であることから、磁界発生部材１８と共に回転する磁界を検出するための磁気抵抗素子２６およびそれを支持する基板２８が一層小型となる。

また、本実施例の回転角度センサ１０によれば、第１の磁気抵抗素子２６ａ、２６ｃ、２６ｅ、２６ｇおよび第２の磁気抵抗素子２６ｂ、２６ｄ、２６ｆ、２６ｈは、基板２８上において１直線上に所定の間隙を隔てて形成された軟磁性材料製の一対の薄膜ヨーク３０、３２と、それら一対の薄膜ヨーク３０、３２の間隙においてその一対の薄膜ヨーク３０、３２を相互に接続するように設けられた、前記軟磁性材料よりも高い電気比抵抗を有し且つ巨大磁気抵抗効果を有するＧＭＲ薄膜３４とからそれぞれ構成された薄膜磁気センサ素子から成るものであることから、一層簡単に三角波信号が生成される。

また、本実施例の回転角度センサ１０によれば、ブリッジ電源制御回路（波形整形部）４０は、前記加算器（加算部）５２によって算出された前記一対の三角波信号の絶対値の加算値｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜に基づいて前記三角波出力信号Ｓの振幅を予め設定された一定の基準電圧値ｅｉとなるように第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２の電源電圧を調整して、一対の第１ブリッジ出力信号（第１三角波信号）Ｘおよび第２ブリッジ出力信号（第２三角波信号）Ｙのうちの少なくとも一方、たとえば第１ブリッジ出力信号Ｘを三角波出力信号Ｓとして出力させるものであるので、波形整形された一定振幅の正確な三角波出力信号Ｓが得られる。

次に、本発明の他の実施例を説明する。なお、以下の説明において実施例相互に共通する部分には同一の符号を付して説明を省略する。

図９は、本発明の位置センサの他の実施例の回転角度センサ６０を示す図６に対応する図である。図９に示す回転角度センサ６０は、増幅器４４から出力される第１ブリッジ出力信号Ｘをデジタル変換したものを三角波出力端子Ｔout から三角波出力信号Ｓとして出力させるアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器６２を、前記ブリッジ電源制御回路４０に替えて備える点、一定の電源電圧Ｖccが第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２に供給されている点、加算器５２から出力された加算値｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜をＡ／Ｄ変換器６２に供給する反転回路５８を備える点で、図６に示す回転角度センサ１０と相違するが、他は同様に構成されている。

上記Ａ／Ｄ変換器６２は、たとえば並列同時比較型であって、図１０に詳しく示すように、一対の比較電圧端子Ｔ_＋ＲｅｆとＴ_−Ｒｅｆとの間でラダー状に接続された複数の分圧抵抗器６４と、その分圧抵抗器６４から出力された複数の比較電圧Ｖ_Ｒ／２^ｎ乃至（２^ｎ−１）Ｖ_Ｒ／２^ｎと入力電圧である第１ブリッジ出力信号Ｘとを比較する複数の比較器６６と、その比較器６６の出力に基づいて第１ブリッジ出力信号Ｘの大きさを２進数で示すビット信号を出力する論理回路６８と、リセット端子Ｔr から入力されるリセット信号に基づいて前回の信号をクリアするとともにサンプリング端子Ｔs から入力されるサンプリング信号に同期して論理回路６８に入力されたビット信号を記憶( 更新) して複数の出力端子からパラレルに出力するラッチ回路７０とを備え、第１ブリッジ出力信号Ｘの大きさが２進数で示されたデジタル信号（ビット信号）を上記サンプリング信号に同期して逐次出力する。上記ｎは、そのデジタル信号を構成するビット数に対応している。

上記Ａ／Ｄ変換器６２の分圧抵抗器６４の一端である比較電圧端子Ｔ_＋Ｒｅｆには、加算器５２から出力された加算値｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜が供給されるとともに、分圧抵抗器６４の他端である比較電圧端子Ｔ_−Ｒｅｆには、反転回路５８によって負電圧側に反転された負の加算値−（｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜）が供給され、分圧抵抗器６４の両端には、比較電圧Ｖ_Ｒ［＝２（｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜）］が印加されている。この比較電圧Ｖ_Ｒはデジタル化される第１ブリッジ出力信号Ｘのフルスパンに対応するものであって、第１ブリッジ出力信号Ｘの振幅（第１ブリッジ出力信号Ｘのpeak to peak値) と一致させられるので、第１ブリッジ出力信号Ｘがデジタル変換された三角波出力信号Ｓは、その上ピークおよび下ピーク付近においてピン角とされ、正確な三角波波形とされる。このため、上記Ａ／Ｄ変換器６２は、加算器５２によって算出された一対の第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙの絶対値の加算値｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜に基づいて三角波出力信号Ｓの振幅を予め設定された基準値（フルビット）としてその三角波出力信号の波形を整形する波形整形器として機能している。したがって、本実施例の回転角度センサ６０においても、前述の回転角度センサ１０と同様の作用効果が得られる。

なお、上記実施例１および実施例２では、アナログ回路で構成された場合について説明したが、デジタル回路素子で構成されてもよい。以下の実施例３および実施例４は、マイクロコンピュータによる演算処理ステップにより構成される場合を説明する。

図１１に示す回転角度センサ８０は、絶対値回路４８、５０、加算器５２、比較回路５６に替えてマイクロコンピュータ８２が設けられている点、第１ブリッジ出力信号Ｘをデジタル変換された三角波信号Ｓが三角波出力端子Ｔout から出力される点、ブリッジ電源制御回路４０に替えてブリッジ電源回路８４が設けられている点で、図６に示す回転角度センサ１０と相違するが、他は同様に構成されている。

上記マイクロコンピュータ８２は、ＣＰＵ８６、ＲＯＭ８８、ＲＡＭ９０、Ｉ／Ｏインターフェース９２を備えたものであり、ＣＰＵ８６は、ＲＡＭ９０の一次記憶機能を利用しつつＲＯＭ８８に予め記憶されたプログラムにしたがって、Ａ／Ｄ変換器９４においてデジタル変換されて入力された第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙを処理し、三角波信号Ｓおよび極性信号ＫをＩ／Ｏインターフェース９２から出力させる。

図１２は、上記マイクロコンピュータ８２の制御作動の要部を説明するフローチャートであり、たとえば数ｍｓ程度の所定の周期に設定された制御サイクル毎に繰り返し実行される。このフローチャート図１２において、ステップ（以下、ステップを省略する）Ｓ１では、第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙが読み込まれる。次いで、絶対値算出部或いは絶対値算出手段に対応するＳ２では、上記第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙの絶対値｜Ｘ｜および｜Ｙ｜が算出される。続いて、加算部或いは加算手段に対応するＳ３では、上記第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙの絶対値｜Ｘ｜および｜Ｙ｜が相互に加算されることにより加算値｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜が算出される。そして、波形整形部（フィードバック制御部）或いは波形整形手段（フィードバック制御手段）に対応するＳ４では、予め設定された一定の基準電圧ｅｉと上記加算値信号｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜とが一致するように、たとえば前記（１）式に示すフィードバック制御式に従って電圧補正値Δｅ_０が算出され、前記（２）式にしたがって前回の制御サイクルのブリッジ電源電圧ｅ_０ ^−１に電圧補正値Δｅ_０を加算することにより今回の制御サイクルのブリッジ電源電圧ｅ_０の指令値が算出される。次いで、Ｓ５では、そのブリッジ電源電圧ｅ_０の指令値がブリッジ電源回路８４へ出力され、そのブリッジ電源回路８４からブリッジ電源電圧ｅ_０を出力させる。このブリッジ電源回路８４は、マイクロコンピュータ８２からのブリッジ電源電圧ｅ_０の指令値を受けて、その指令値が示すブリッジ電源電圧ｅ_０を出力する電圧可変電源回路である。このブリッジ電源回路８４から出力されたブリッジ電源電圧ｅ_０は第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２の電源端子の一方へ供給され、第１ブリッジＢ１および第２ブリッジＢ２の電源端子の他方へは反転回路５７によって反転された負電圧である−ｅ_０が供給される。そして、Ｓ６では、第２ブリッジ出力信号Ｙの正区間に極性信号Ｋが発生させられ、デジタル信号に変換された三角波信号Ｓ（第１ブリッジ出力信号Ｘ）がＩ／Ｏインターフェース９２から出力されるとともに、上記極性信号ＫもＩ／Ｏインターフェース９２から出力される。

本実施例の回転角度センサ８０においても、予め設定された一定の基準電圧ｅｉと上記加算値信号｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜とが一致するようにブリッジ電源電圧ｅ_０が制御されるので、図６に示す回転角度センサ１０と同様の効果が得られる。

図１３に示す回転角度センサ１００は、絶対値回路４８、５０、加算器５２、比較回路５６に替えてマイクロコンピュータ８２が設けられている点、第１ブリッジ出力信号Ｘをデジタル変換した三角波信号Ｓが三角波出力端子Ｔout から出力される点、波形整形部として機能するＡ／Ｄ変換器９４がＡ／Ｄ変換器６２に替えて設けられている点、そのＡ／Ｄ変換器９４にその比較電圧を供給するための電圧可変電源回路１０２が設けられている点で、図９に示す回転角度センサ６０と相違するが、他は同様に構成されている。

本実施例においても、上記マイクロコンピュータ８２は、ＣＰＵ８６、ＲＯＭ８８、ＲＡＭ９０、Ｉ／Ｏインターフェース９２を備えたものであり、ＣＰＵ８６は、ＲＡＭ９０の一次記憶機能を利用しつつＲＯＭ８８に予め記憶されたプログラムにしたがって、Ａ／Ｄ変換器９４においてデジタル変換されて入力された第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙを処理し、電圧可変電源回路１０２に出力電圧を指令する電圧指令信号、三角波信号Ｓ、および極性信号ＫをＩ／Ｏインターフェース９２から出力させる。

図１４は、上記マイクロコンピュータ８２の制御作動の要部を説明するフローチャートであり、Ｓ１１乃至Ｓ１３では、前述のＳ１乃至Ｓ３と同様に、第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙが読み込まれ、それら第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙの絶対値｜Ｘ｜および｜Ｙ｜が算出され、それら第１ブリッジ出力信号Ｘおよび第２ブリッジ出力信号Ｙの絶対値｜Ｘ｜および｜Ｙ｜が相互に加算されることにより加算値｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜が算出される。そして、Ｓ１４では、Ａ／Ｄ変換器９４から出力させる比較電圧Ｖ_Ｒ［＝２（｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜）］が算出され、Ｓ１５では、その比較電圧Ｖ_Ｒを印加させるための電圧指令信号が電圧可変電源回路１０２へ供給される。これにより、Ａ／Ｄ変換器９４の分圧抵抗器の両端には、電圧可変電源回路１０２から出力された比較電圧Ｖ_Ｒ［＝２（｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜）］が印加される。この比較電圧Ｖ_Ｒはデジタル化される第１ブリッジ出力信号Ｘのフルスパンに対応するものであって、第１ブリッジ出力信号Ｘの振幅の２倍（第１ブリッジ出力信号Ｘのpeak to peak値) と一致させられる。そして、Ｓ１６では、図１２のＳ６と同様に、第２ブリッジ出力信号Ｙの正区間に極性信号Ｋが発生させられ、デジタル信号に変換された三角波信号Ｓ（第１ブリッジ出力信号Ｘ）がＩ／Ｏインターフェース９２から出力されるとともに、上記極性信号ＫもＩ／Ｏインターフェース９２から出力される。

本実施例の回転角度センサ１００においても、比較電圧Ｖ_Ｒはデジタル化される第１ブリッジ出力信号Ｘのフルスパンに対応するものであって、第１ブリッジ出力信号Ｘの振幅の２倍（第１ブリッジ出力信号Ｘのpeak to peak値) と一致させられるので、図９に示す回転角度センサ６０と同様の効果が得られる。

図１５は、前記回転角度センサ（位置センサ）１０、６０、８０、１００のセンサ部１２に設けられた磁気センサ素子２２に替えて用いられ得る磁気センサ素子１１０の構成を示すものである。この磁気センサ素子１１０は、１直線Ｌに沿って移動する磁界発生部材１１２の近傍に配設されて、その磁界発生部材１１２との間の相対変位（相対移動量）を検出するためのものである。磁界発生部材１１２には、上記１直線Ｌに平行な方向に複数の磁極（Ｎ極およびＳ極）が一定の間隔Ｋで交互に配設されている直線Ｌに平行な直線状の側縁を有している。磁気センサ素子１１０の矩形の基板２８上には、感磁方向が直線Ｌに平行な方向に直交した状態で且つその平行な方向に一定の間隔（１／８）×Ｋで８個の磁気抵抗素子２６ａ乃至２６ｈが集積化した状態で順に配設されている。それら８個の磁気抵抗素子２６ａ乃至２６ｈの配列長さは、磁極の間隔Ｋよりも短く、（７／８）×Ｋとなるように設定されている。各磁気抵抗素子２６ａ乃至２６ｈに対しては、破線間の中央位置である磁極中心に対応する位置になると上記直線Ｌに直交する方向すなわち感磁方向の磁界が作用させられるが、破線に示す位置である磁極間に対応する位置に向かうにしたがって磁界が回転し、その破線に示す位置になると上記直線Ｌに平行な方向の磁界が作用させられる。すなわち、各磁気抵抗素子２６ａ乃至２６ｈにおいては、磁界発生部材１１２から発生させられた磁界の回転位相が相対変位にしたがって変化させられる。

図１５においては、磁気抵抗素子２６ａ、２６ｃ、２６ｅ、２６ｇが第１ブリッジＢ１を構成するように結線され、磁気抵抗素子２６ｂ、２６ｄ、２６ｆ、２６ｈが第２ブリッジＢ２を構成するように結線されている。このため、磁界発生部材１１２の直線移動に伴って、第１ブリッジＢ１の出力端子、および第２ブリッジＢ２の出力端子から、たとえば図７に示すように、２相の第１ブリッジ信号Ｘおよび第２ブリッジ信号Ｙが出力される。これら第１ブリッジ信号Ｘ、第２ブリッジ信号Ｙも、磁界発生部材１１２の移動に伴って三角波が周期的に繰り返される一対の周期信号であって、それらの間の相互の位相差は９０度である。前記磁気抵抗素子２６ａ乃至２６ｈは、それら第１ブリッジ信号Ｘ乃至第２ブリッジ出力信号Ｙの間の位相差が９０度となるように基板２８上に配置されている。本磁気センサ素子１１０には、たとえば図６に示す回路が用いられる。

以上、本発明を詳細に説明したが、上述したのはあくまでも一実施形態であり、本発明は当業者の知識に基づいて種々の変更、改良を加えた態様で実施することができる。

本発明の一実施例である回転角度センサに備えられるセンサ部を示す斜視図である。 図１のセンサ部のセンサ素子内の基板上に配置された複数個の磁気抵抗素子を示す図である。 図１のセンサ部において、図２のセンサ素子を接続した２つのフルブリッジを含む回路図である。 図２の基板上に配置された磁気抵抗素子の構造を拡大して説明する図である。 図４に示す磁気抵抗素子の感磁方向の外部磁界と抵抗値との関係を示す特性図である。 図１のセンサ部を含む回転角度センサを構成するアナログ回路の構成を説明する回路図である。 図６の作動を説明するために各部の波形を位相或いは機械角と関連して示す図である。 図６の偏差および出力波形を、従来の出力波形と対比して説明する図である。 本発明の他の実施例の回転角度センサを構成するアナログ回路の構成を説明する回路図であって、図６に対応する図である。 図９の実施例のＡ／Ｄ変換器の内部構成を説明する図である。 図６の回転角度センサの一部をデジタル回路で構成した本発明の他の実施例を説明する回路図であって、図６に対応する図である。 図１１の実施例に含まれるマイクロコンピュータの作動を説明するフローチャートである。 図９の回転角度センサの一部をデジタル回路で構成した本発明の他の実施例を説明する回路図であって、図９に対応する図である。 図１３の実施例に含まれるマイクロコンピュータの作動を説明するフローチャートである。 本発明の他の実施例の磁気センサ素子が直線移動する磁界発生部材の近傍に配置されたときの、その基板と、その基板内の磁気抵抗素子を接続することにより構成された２つのフルブリッジを示す回路とを示す図である。

符号の説明

１０、６０、８０、１００：回転角度センサ（位置センサ）
１２：センサ部
１８、１１２：磁界発生部材
２２、１１０：磁気センサ素子
２６ａ、２６ｃ、２６ｅ、２６ｇ：第１の磁気抵抗素子
２６ｂ、２６ｄ、２６ｆ、２６ｈ：第２の磁気抵抗素子
３０、３２：薄膜ヨーク
３４：ＧＭＲ薄膜
４０：ブリッジ電源制御回路（波形整形部）
４８：第１絶対値演算器（絶対値算出部）
５０：第２絶対値演算器（絶対値算出部）
５２：加算器（加算部）
６２、９４：Ａ／Ｄ変換器（波形整形部）
Ｓ２、Ｓ１２：絶対値算出部
Ｓ３、Ｓ１３：加算部
Ｓ４、Ｓ１４：波形整形部
Ｘ：第１ブリッジ出力信号（第１三角波信号）
Ｙ：第２ブリッジ出力信号（第２三角波信号）
｜Ｘ｜：第１絶対値信号
｜Ｙ｜：第２絶対値信号
｜Ｘ｜＋｜Ｙ｜：加算値信号
Ｂ１：第１ブリッジ（三角波信号出力部）
Ｂ２：第２ブリッジ（三角波信号出力部）

Claims (6)

1. 磁界発生部材の相対位置を検出するための三角波出力信号を出力する位置センサであって、
   前記磁界発生部材から発生させられた磁界の回転位相に応じて、相互の位相差が９０度である一対の擬似的な三角波信号をそれぞれ出力する一対の第１三角波信号出力部および第２三角波信号出力部と、
   前記一対の三角波信号の絶対値を算出する絶対値算出部と、
   該絶対値算出部で算出された前記一対の三角波信号の絶対値を相互に加算する加算部と、
   該加算部によって算出された前記一対の三角波信号の絶対値の加算値に基づいて前記三角波出力信号の振幅を予め設定された基準値として該三角波出力信号の波形を整形する波形整形部と
   を、含むことを特徴とする位置センサ。
2. 前記第１三角波信号出力部は、第１磁気抵抗素子を含む第１ブリッジ回路を備えたものであり、
   前記第２三角波信号出力部は、第１磁気抵抗素子の最大感磁方向とは異なる最大感磁方向を有する第２磁気抵抗素子を含む第２ブリッジ回路を備えたものであり、
   磁界発生部材の相対回転に伴って、前記一対の三角波信号が該第１ブリッジ回路および第２ブリッジ回路からそれぞれ出力されるものである請求項１の位置センサ。
3. 前記第１磁気抵抗素子および第２磁気抵抗素子は、共通の基板上において前記磁界発生部材の回転中心を中心とする相互角度間隔が４５度の複数本の放射線上において放射状に配置された磁気抵抗素子であることを特徴とする請求項２の位置センサ。
4. 前記第１磁気抵抗素子および第２磁気抵抗素子は、基板上において１直線上に所定の間隙を隔てて形成された軟磁性材料製の一対の薄膜ヨークと、該一対の薄膜ヨークの間隙において該一対の薄膜ヨークを相互に接続するように設けられた、前記軟磁性材料よりも高い電気比抵抗を有し且つ巨大磁気抵抗効果を有するＧＭＲ薄膜とからそれぞれ構成されたものであることを特徴とする請求項３の位置センサ。
5. 前記波形整形部は、前記加算部によって算出された前記一対の三角波信号の絶対値の加算値が一定の基準電圧となるように前記第１ブリッジおよび第２ブリッジの電源電圧を制御するものであることを特徴とする請求項２の位置センサ。
6. 前記一対の三角波信号のうちの少なくとも一方を、比較電圧に基づいてデジタル変換し、前記三角波出力信号として出力するアナログ／デジタル変換器を備え、
   前記波形整形部は、前記加算部によって算出された前記一対の三角波信号の絶対値の加算値を前記比較電圧として供給し、該アナログ／デジタル変換器から出力される三角波出力信号を該比較電圧を基準としてデジタル変換されたものとすることを特徴とする請求項２の位置センサ。

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