JP4803629B2 - 発光ディスプレイ装置およびその駆動制御方法 - Google Patents

発光ディスプレイ装置およびその駆動制御方法 Download PDF

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Description

この発明は、画素を構成する発光素子を例えばＴＦＴ（Thin Film Transistor）によってアクティブ駆動させる表示パネルを備えた発光ディスプレイ装置に関し、例えば前記表示パネルの駆動電源に重畳されるリップル成分により、画像の表示品質が低下するのを効果的に防止させることができる発光ディスプレイ装置およびその駆動制御方法に関する。
発光素子をマトリクス状に配列して構成される表示パネルを用いた発光ディスプレイ装置の開発が広く進められており、このような表示パネルに用いられる発光素子として、例えば有機材料を発光層に用いた有機ＥＬ（エレクトロルミネッセンス）素子が注目されている。これはＥＬ素子の発光層に、良好な発光特性を期待することができる有機化合物を使用することによって、実用に耐えうる高効率化および長寿命化が進んだことも背景にある。
かかる有機ＥＬ素子を用いた表示パネルとして、ＥＬ素子を単にマトリクス状に配列した単純マトリクス型表示パネルと、マトリクス状に配列したＥＬ素子の各々に、前記したＴＦＴからなる能動素子を加えたアクティブマトリクス型表示パネルが提案されている。後者のアクティブマトリクス型表示パネルは、前者の単純マトリクス型表示パネルに比べて、低消費電力化を実現することができ、また画素間のクロストークが少ない等の特質を備えており、特に大画面を構成する高精細度のディスプレイに適している。
図１は、従来のアクティブマトリクス型表示パネルにおける１つの画素に対応する基本的な回路構成とその駆動回路、および前記画素を多数備えた表示パネルに対して駆動電源を供給する電源回路を備えた発光ディスプレイ装置の一例を示したものである。なお、表示パネル１には紙面の都合により１つの画素２の回路構成が示されており、この画素２の回路構成はコンダクタンスコントロール（Conductance Controlled）方式と呼ばれる有機ＥＬ素子を発光素子とした場合の最も基本的な画素構成を示している。
すなわち、ＴＦＴにより構成されたＮチャンネル型走査選択トランジスタＴr1のゲート電極（以下、単にゲートと称呼する。）は、走査線（走査ラインＡ1 ）に接続され、ソース電極（以下、単にソースと称呼する。）はデータ線（データラインＢ1 ）に接続されている。また、この走査選択トランジスタＴr1のドレイン電極（以下、単にドレインと称呼する。）は、Ｐチャンネル型発光駆動トランジスタＴr2のゲートに接続されると共に、電荷保持用キャパシタＣs の一方の端子に接続されている。
前記発光駆動トランジスタＴr2のソースはキャパシタＣs の他方の端子に接続されると共に、表示パネル１に配列された電源供給ラインＰ1 を介して、後述するＤＣ−ＤＣコンバータからの駆動電源Ｖａ（以下、これを駆動電圧Ｖａとも言う。）の供給を受けるように構成されている。また発光駆動トランジスタＴr2のドレインは、有機ＥＬ素子Ｅ1 のアノード端子に接続され、この有機ＥＬ素子Ｅ1 のカソード端子は、図１に示した例においては基準電位点（グランド）に接続されている。
前記した画素２の回路構成において、アドレス期間（データ書き込み期間）において走査選択トランジスタＴr1のゲートに走査ラインＡ1 を介して選択電圧Selectが供給されると、走査選択トランジスタＴr1はオン状態となる。そして、走査選択トランジスタＴr1のソースに供給されるデータラインＢ1 からの書き込みデータに対応するデータ電圧Ｖdataを受けて、走査選択トランジスタＴr1はデータ電圧Ｖdataに対応した電流を、ソースからドレインに流す。したがって、トランジスタＴr1のゲートに選択電圧Selectが印加されている期間に、前記キャパシタＣs が充電され、その充電電圧は前記データ電圧Ｖdataに対応したものとなる。
一方、前記発光駆動トランジスタＴr2には、前記キャパシタＣs に充電された充電電圧がゲート電圧として供給され、発光駆動トランジスタＴr2にはそのゲート電圧と、ソース電圧である電源供給ラインＰ1 を介して供給される駆動電圧Ｖａに基づいた電流が、ドレインからＥＬ素子Ｅ1 に流れ、ＥＬ素子Ｅ1 は発光駆動トランジスタＴr2のドレイン電流によって発光駆動される。
ここで、１つの走査ラインに対応するアドレッシング動作が終了し、前記走査選択トランジスタＴr1のゲート電位がオフ電圧になると、当該トランジスタＴr1はいわゆるカットオフとなり、トランジスタＴr1のドレイン側は開放状態となる。しかしながら、発光駆動トランジスタＴr2はキャパシタＣs に蓄積された電荷によりゲート電圧が保持され、次のアドレス期間においてデータ電圧Ｖdataが書き換えられるまで同一の駆動電流が維持され、この駆動電流に基づくＥＬ素子Ｅ1 の発光状態も継続される。
以上説明した画素２の構成は、図１に示す表示パネル１にマトリクス状に多数配列されて、ドットマトリクス型表示パネルを構成しており、各画素２は各走査線Ａ1 ，……および各データ線Ｂ1 ，……の交差位置にそれぞれ形成されている。
前記発光表示パネル２において表示される映像信号は、図１に示す発光制御回路４に供給される。この発光制御回路４においては、映像信号中における水平同期信号および垂直同期信号に基づいて、入力された映像信号をサンプリング処理を施すなどして１画素ごとに対応した画素データに変換し、図示せぬフレームメモリに順次書き込む動作を実行する。そして、フレームメモリに１フレーム分の画素データの書き込み処理が完了した後のアドレス期間においては、前記した１つの走査ラインごとにフレームメモリより読み出したシリアルな画素データ、およびシフトクロック信号が順次データドライバ５におけるシフトレジスタおよびデータラッチ回路５ａに供給される。
このシフトレジスタおよびデータラッチ回路５ａにおいては、前記したシフトクロック信号を利用して１水平走査に対応する画素データを取り込んでラッチし、１水平走査に対応するラッチ出力をパラレルデータとしてレベルシフタ５ｂに供給するように作用する。この作用により各画素２を構成する走査選択トランジスタＴr1のソースに対して、前記した画素データに対応するデータ電圧Ｖdataが個々に供給されるようになされる。そして、前記した動作はアドレス期間における１走査ごとに繰り返される。
また、前記発光制御回路４からは、アドレス期間において走査ドライバ６に対して、水平同期信号に対応した走査シフトクロック信号が供給される。この走査シフトクロック信号はシフトレジスタ６ａに供給されて、順次レジスタ出力を発生させるように作用する。そして、レジスタ出力はレベルシフタ６ｂによって所定の動作レベルに変換され、各走査ラインＡ1 ……に対して出力される。この作用により各画素２を構成する走査選択トランジスタＴr1のゲートに対して、前記した選択電圧Selectが走査ラインごとに順次供給されるように作用する。
したがって、アドレス期間の１走査ごとに、その走査ラインに配列された表示パネル１上の各画素２は、走査ドライバ６より前記した選択電圧Selectの供給を受ける。これに同期して、走査ラインごとに配列された各画素２に対してデータドライバ５におけるレベルシフタ５ｂよりデータ電圧Ｖdataが供給され、当該走査ラインに対応する各画素における前記キャパシタＣs には、前記データ電圧Ｖdataに対応するゲート電圧がそれぞれ書き込まれる。そして、この動作が全走査ラインにわたって実行されることにより、表示パネル１上に１フレームに対応する画像が再生される。
一方、前記表示パネル１に配列された各画素２には、前記した電源ラインＰ1 ，……を介して符号８で示すＤＣ−ＤＣコンバータによる駆動電圧Ｖａが供給されるように構成されている。そして、この図１に示す構成においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ８は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御が利用され、一次側のＤＣ電圧源Ｂａの出力を昇圧するように作用する。
このＤＣ−ＤＣコンバータ８においては、スイッチングレギュレータ回路９から出力されるＰＷＭ波によって、スイッチング素子としてのＭＯＳ型パワーＦＥＴＱ1 を所定のデューティーサイクルでオン制御するように構成されている。すなわち、パワーＦＥＴＱ1 のオン動作によって、一次側のＤＣ電圧源Ｂａからの電力エネルギーがインダクタＬ1 に蓄積され、パワーＦＥＴＱ1 のオフ動作に伴い、前記インダクタＬ1 に蓄積された電力エネルギーは、ダイオードＤ1 を介して平滑用コンデンサＣ1 に蓄積される。そして、前記パワーＦＥＴＱ1 のオン・オフ動作の繰り返しにより、昇圧されたＤＣ出力をコンデンサＣ1 の端子電圧として得ることができる。
前記ＤＣ出力電圧は、温度補償を行うサーミスタＴH1、抵抗Ｒ11およびＲ12によって分圧され、スイッチングレギュレータ回路９における誤差増幅器１０に供給される。この誤差増幅器１０においては前記分圧出力が基準電圧Ｖref と比較され、その比較出力（誤差出力）はＰＷＭ回路１１に供給される。このＰＷＭ回路１１においては、発振器１２からもたらされる発振信号に基づいてＰＷＭ用三角波が生成され、この三角波と前記比較出力とに基づいてＰＷＭ波を生成する。このＰＷＭ波により前記パワーＦＥＴＱ1 のスイッチング動作がなされ、前記出力電圧を所定の駆動電圧Ｖａに保持するようにフィードバック制御される。したがって、前記したＤＣ−ＤＣコンバータによる出力電圧、すなわち前記駆動電圧Ｖａは、次の式１のように表すことができる。
Ｖａ＝Ｖref ×〔（ＴH1＋Ｒ11＋Ｒ12）／Ｒ12〕 ……（式１）
なお、前記図１に示したような画素構成とその駆動回路の構成については、本件出願人においてすでに出願した特許文献１に開示されており、また、図１に示したようなＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、本件出願人においてすでに出願した特許文献２に開示されている。
特開２００３−３１６３１５号公報 特開２００２−３６６１０１号公報
ところで、図１に示した画素２の構成においては、電源ラインＰ1 を介して供給される駆動電圧Ｖａと、キャパシタＣs に蓄積された電荷により決定される駆動用トランジスタＴr2のゲート電圧との差（トランジスタＴr2のゲート・ソース間電圧＝Ｖgs）によって有機ＥＬ素子Ｅ1 を発光駆動させるドレイン電流Ｉd が決定される。図２にその画素構成の等価回路を示しており、すでに説明した走査選択トランジスタＴr1はスイッチＳＷ1 に置き換えて示している。また、図２においてはデータ線Ｂ1 を介して伝達される前記したデータ電圧Ｖdataを、等価的に可変電圧源によるゲート電圧Ｖgateで示している。
ここで、前記したトランジスタＴr2のソースに供給される駆動電圧Ｖａは、すでに説明したようにＤＣ−ＤＣコンバータによる昇圧電圧が用いられており、この種のＤＣ−ＤＣコンバータにおいてはその動作原理上、スイッチング動作が伴われるために、その電圧Ｖａにはある程度のリップルノイズ（リップル成分）が重畳されることはやむをえない。なお、前記したＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、平滑用コンデンサＣ1 に大きな容量のものを使用すれば、リップル成分のレベルをより低減させることができるものの、その容量を増大させる割合に比較して、前記リップル成分の低減効果はそれほど期待することはできない。
特に、携帯電話機や携帯情報端末機（ＰＤＡ）などの普及によって図１に示した表示パネルおよびこれを駆動する前記したＤＣ−ＤＣコンバータの需要が増大しているものの、この種の機器に大容量の平滑用コンデンサを使用することは、コストを上昇させるだけでなくコンデンサの占有体積も大きくなる。このために、前記した平滑用コンデンサはある程度の容量に抑えなければならないという設計上の制約も実情として存在する。
したがって、図２に示した等価回路において、発光駆動トランジスタＴr2のソースには、図３にＶａとして示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周期（昇圧周期Ｓｉ）に対応したリップル成分が重畳された駆動電圧が供給される。一方、駆動用トランジスタＴr2のゲートには、アドレッシング時（データ書き込み時）においてスイッチＳＷ1 がオンされ、映像信号に基づくゲート電圧Ｖgateが供給される。
ここで、図３におけるＬｓは表示パネルにおける一走査（ライン）期間を示しており、またＦｓは一フレーム期間を示している。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作は、前記表示パネルにおける一走査期間とはかかわりなく、独立して動作しているため、前記したリップル成分の影響を受けて各走査ラインごとにゲート・ソース間電圧Ｖgsが異なる書き込み電圧が、各画素のキャパシタＣｓに書き込まれることになる。
すなわち、図３に示すように例えば第１の走査ラインに対応する各画素のキャパシタＣｓには、Ｖgs1 として示されたゲート・ソース間電圧に基づくデータが書き込まれ、第２の走査ラインに対応するそれにはＶgs2 、さらに第３の走査ラインに対応するそれにはＶgs3 として示されたゲート・ソース間電圧に基づくデータが、それぞれキャパシタＣｓに書き込まれることになる。
図４は、前記したトランジスタＴr2に代表されるＴＦＴのＶgs／Ｉd 特性（ゲート・ソース間電圧対ドレイン電流特性）を示すものであり、ゲート・ソース間電圧がΔＶgsの範囲で変化した場合、これに伴いドレイン電流もΔＩd の範囲で変化することになる。ここで、前記した有機ＥＬ素子は、当該素子に流れる電流値にほぼ比例した発光輝度特性を呈することが知られている。
したがって、前記したとおりアドレッシングのタイミングに応じてリップル成分の影響を受けてＶgsの値が異なる状態になされる結果、発光表示パネル１における各ＥＬ素子は、走査ラインごとに発光輝度が異なる結果を招来させる。これにより、表示パネルには例えば細かな縞模様が発生したり、ちらつきの現象が発生するなど、画像の表示品位を著しく低下させるという問題が発生し得る。
この様な問題を避けるために、例えば図５に示したようなレギュレータ回路を採用することが考えられる。すなわち、図５に示すレギュレータ回路は、前記したＤＣ−ＤＣコンバータの出力端と、表示パネル１における電源供給ラインＰ1 ，……との間に挿入される。この図５に示すレギュレータ回路においては、ＮＰＮトランジスタＱ2 と、オペアンプＯＰ1 からなる誤差増幅器と、基準電圧源Ｖref1より構成されている。そして、ＮＰＮトランジスタＱ2 のエミッタ電位がオペアンプＯＰ1 の非反転入力端に供給され、基準電圧源Ｖref1の電位がオペアンプＯＰ1 の反転入力端に供給されるように構成されている。
この構成によると、トランジスタＱ2 のエミッタ側に発生するリップル成分がオペアンプＯＰ1 による誤差増幅器に出力される。そして、トランジスタＱ2 のベース電位を誤差増幅器の出力で変動させるように動作するので、結果としてトランジスタＱ2 のエミッタ側、すなわちＶout 側にはリップル成分がほとんど除去された出力電圧を得ることができる。しかしながら、前記したレギュレータ回路においては、（Ｖin−Ｖout ）×Ｉout ＝Ｐ〔ｗ〕の電力損失を常に伴うことになる。したがって、バッテリーの利用継続時間を大幅に短縮させるという問題から、前記したような携帯型機器には採用し難い実情がある。
そこで、ＰＷＭ方式によるＤＣ−ＤＣコンバータにおける昇圧周波数を、走査信号に同期（ライン周波数のｎ倍に同期）させることで、スイッチング動作によるリップル成分がたとえ動作電源に重畳されていても、走査ライン毎において常に同一のゲート・ソース間電圧Ｖgsが、発光駆動トランジスタに供給されるようにした発光ディスプレイ装置について、本件出願人において、すでに特願２００４−３４４０１として出願している。これによると、走査ラインごとに発光輝度が異なる状態になされるのを防止することができ、表示パネルに細かな縞模様が発生したり、ちらつきの現象が発生するなど、画像の表示品位を低下させる問題を効果的に解消させることができる。
しかしながら、前記した構成の発光ディスプレイ装置によると、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作がＰＷＭ方式によりなされるため、たとえばディスプレイの点灯画素数が少なく軽負荷の状態であっても、コンバータにおいて必ず周期的にスイッチング動作がなされる。このために、スイッチング動作による無用な電力損失が発生し、軽負荷時の電力利用率が低下するという問題を抱えている。
この発明は、本件出願人の先の出願にかかる発光ディスプレイ装置における前記した問題点をさらに解決しようとするものであり、ＤＣ−ＤＣコンバータに代表される電源回路等において発生する例えばリップル成分によって受ける画像の表示品質を低下させる問題を効果的に解消させると共に、軽負荷時の電力利用率を向上させることができる発光ディスプレイ装置およびその駆動制御方法を提供することを課題とするものである。
前記した課題を解決するためになされたこの発明にかかる発光ディスプレイ装置は、以下の各独立請求項に示す構成を具備するものである。
〔請求項１〕複数の走査線と複数のデータ線との各交差位置に、発光素子をそれぞれに含む画素を多数配列して構成された表示パネルを備えた発光ディスプレイ装置であって、
前記表示パネルには、前記画素に駆動電圧を供給するための電源供給ラインが配列され、
前記表示パネルにおける前記電源供給ラインはＰＷＭ信号を受けてＰＷＭ方式によるスイッチング動作を行うスイッチングレギュレータ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの出力に電気的に接続され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作と前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作とが共通のクロック信号に基づいて制御されることにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作が、前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作に同期するようになされ、かつ前記ＤＣ−ＤＣコンバータに加わる負荷の大小に応じて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号のデューティ比を増加もしくは減少させるように制御し、前記ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて前記スイッチング動作の周波数が変更されるように構成され、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作の周波数が、（前記表示パネルに与えられるフレーム周波数）×（前記表示パネルの走査線数）×（前記表示パネルにおける点灯駆動のサブフレーム数）の整数倍に選定される動作が実行されるように構成したことを特徴とする発光ディスプレイ装置。
〔請求項２〕複数の走査線と複数のデータ線との各交差位置に、発光素子をそれぞれに含む画素を多数配列して構成された表示パネルを備えた発光ディスプレイ装置であって、
前記表示パネルには、前記画素に駆動電圧を供給するための電源供給ラインが配列され、
前記表示パネルにおける前記電源供給ラインはＰＷＭ信号を受けてＰＷＭ方式によるスイッチング動作を行うスイッチングレギュレータ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの出力に電気的に接続され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作と前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作とが共通のクロック信号に基づいて制御されることにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作が、前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作に同期するようになされ、かつ前記ＤＣ−ＤＣコンバータに加わる負荷の大小に応じて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号のデューティ比を増加もしくは減少させるように制御し、前記ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて前記スイッチング動作の周波数が変更されるように構成され、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作の周波数が、（前記表示パネルに与えられるフレーム周波数）×（前記表示パネルにおける点灯駆動のサブフレーム数）に選定される動作が実行されるように構成したことを特徴とする発光ディスプレイ装置。
また、前記した課題を解決するためになされたこの発明にかかる発光ディスプレイの駆動制御方法は、以下の各独立請求項に示す事項を備えるものである。
〔請求項８〕複数の走査線と複数のデータ線との各交差位置に、発光素子をそれぞれに含む各画素を多数配列して構成された表示パネルを備えた発光ディスプレイの駆動制御方法であって、
前記表示パネルには、前記画素に駆動電圧を供給するための電源供給ラインが配列され、
前記表示パネルにおける前記電源供給ラインはＰＷＭ信号を受けてＰＷＭ方式によるスイッチング動作を行うスイッチングレギュレータ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの出力に電気的に接続され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作と前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作とが共通のクロック信号に基づいて制御されることにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作を、前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作に同期させると共に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに加わる負荷の大小に応じて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号のデューティ比を増加もしくは減少させるようになされ、かつ前記ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて前記スイッチング動作の周波数が変更されるように制御され、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作の周波数が、（前記表示パネルに与えられるフレーム周波数）×（前記表示パネルの走査線数）×（前記表示パネルにおける点灯駆動のサブフレーム数）の整数倍に選定される動作が実行されることを特徴とする発光ディスプレイの駆動制御方法。
〔請求項９〕複数の走査線と複数のデータ線との各交差位置に、発光素子をそれぞれに含む各画素を多数配列して構成された表示パネルを備えた発光ディスプレイの駆動制御方法であって、
前記表示パネルには、前記画素に駆動電圧を供給するための電源供給ラインが配列され、
前記表示パネルにおける前記電源供給ラインはＰＷＭ信号を受けてＰＷＭ方式によるスイッチング動作を行うスイッチングレギュレータ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの出力に電気的に接続され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作と前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作とが共通のクロック信号に基づいて制御されることにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作を、前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作に同期させると共に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに加わる負荷の大小に応じて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号のデューティ比を増加もしくは減少させるようになされ、かつ前記ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて前記スイッチング動作の周波数が変更されるように制御され、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作の周波数が、（前記表示パネルに与えられるフレーム周波数）×（前記表示パネルにおける点灯駆動のサブフレーム数）に選定される動作が実行されることを特徴とする発光ディスプレイの駆動制御方法。
以下、この発明にかかる発光ディスプレイ装置について、図６以降に示す実施の形態に基づいて説明する。なお、以下に説明する各図においては、すでに説明した各部と同一機能を果たす部分を同一符号で示しており、その詳細な説明は適宜省略する。
まず図６はその第１の実施の形態を示したものであり、この例は図１および図２に示したコンダクタンスコントロール方式の画素構成を有する表示パネル１が使用されている。そして、この実施の形態においては、表示パネル１はスイッチング動作を伴う回路構成部、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ８に電気的に接続され、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ８より動作電源Ｖａの供給を受けるように構成されており、この点についてもすでに説明した図１に示した例と同一である。
一方、この図６に示す実施の形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ８に与えられるＰＷＭのスイッチング動作が、前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作に同期させた構成になされ、さらに前記スイッチング動作の周波数が変更されるように構成されている。すなわち、図６に示すようにＤＣ−ＤＣコンバータ８におけるスイッチングレギュレータ回路９には、発光制御回路４より表示パネル１に与えられる走査周波数（これをライン周波数とも言う。）に対応したクロック信号（走査シフトクロック）が供給されるように構成されている。
そして、前記クロック信号は分周回路１４に供給されて、この分周回路１４において分周された出力が発振器１２に供給されるように構成されている。これにより、前記したＰＷＭ用三角波を生成する発振器１２からの発振出力は前記ライン周波数に同期し、したがってＤＣ−ＤＣコンバータ８における前記パワーＦＥＴＱ1 に加わるＰＷＭ波の基準信号も前記ライン周波数に同期することになる。
一方、前記ＰＷＭ回路１１からのＰＷＭ信号は、前記パワーＦＥＴＱ1 のゲートに対してスイッチング信号として供給されると共に、負荷検出手段としてのデューティ比検出回路１３にも供給されるように構成されている。そして、デューティ比検出回路１３においてはＰＷＭ信号のデューティ比を監視し、このデューティ比が予め定められた所定以上（コンバータの負荷が大）となった場合には、前記分周回路１４に指令を送り、分周回路１４の分周率を下げる指令を出すように動作する。これにより、前記発振器１２からの発振出力は前記ライン周波数に同期しつつ、その出力周波数を例えば２倍となるように切り換える。
また、デューティ比検出回路１３は、ＰＷＭ信号のデューティ比が予め定められた所定以下（コンバータの負荷が小）となった場合には、同様に前記分周回路１４に指令を送り、分周回路１４の分周率を上げる指令を出すように動作する。これにより、前記発振器１２からの発振出力は前記ライン周波数に同期しつつ、その出力周波数を例えば整数分の１倍となるように切り換える。
この動作により、ＤＣ−ＤＣコンバータ８におけるＰＷＭ信号は、負荷が軽くなるにしたがって、ＰＷＭ方式によるスイッチング動作の周波数が小さくなる（スイッチング動作の周期が延びる）ように制御される。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作による無用な電力損失を軽減し、軽負荷時の電力利用率を向上させることができる。
図７および図８は、その動作例を示したものであり、図７における（ａ）〜（ｄ）はＤＣ−ＤＣコンバータ８における負荷が除々に軽くなる状態を例示し、また図８における（ｅ）〜（ｈ）はＤＣ−ＤＣコンバータ８における負荷が除々に重くなる状態を例示している。
ここで、図７および図８に示す動作例を説明する前に、前記したライン周波数とＤＣ−ＤＣコンバータ８に与えられるスイッチング動作の周波数（これを昇圧周波数とも言う。）との関係を考察すると、次のようになされる。まず、表示パネル１としてＱＶＧＡ（２４０ＲＧＢ×３２０ドット）サイズのパネルを使用すると仮定し、階調制御が１０段階になされるサブフレーム階調方式を採用し、フレーム周波数が６０Ｈｚであるとした場合、 １ライン周波数＝フレーム周波数×ライン（走査線）数×サブフレーム数（階調数）
＝６０×３２０×１０＝１９２ＫＨｚ
１サブフレーム周波数＝フレーム周波数×サブフレーム数（階調数）
＝６０×１０＝６００Ｈｚ
前記した計算により昇圧周波数は、ライン周波数である１９２ＫＨｚに同期した周波数に設定されることが望ましく、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては電流供給能力を考慮し、前記昇圧周波数の最大値は、１９２ＫＨｚの２倍である３８４ＫＨｚに設定されることが望ましい。したがって、図６に示す実施の形態においては、発光制御回路４よりライン周波数の２倍である３８４ＫＨｚのクロック信号が分周回路１４に供給されているとの条件で、以下にその作用を説明する。
前記した条件のもとに、図７および図８に示した動作例について説明する。図７（ａ）は昇圧周波数が最大値の状態である３８４ＫＨｚに設定されている場合の、ＰＷＭによるスイッチング動作例を示している。この図７（ａ）に示す状態において、前記したデューティ比検出回路１３はＰＷＭ信号のデューティ比を監視しており、このデューティ比が予め定められた所定値以下（この例においては、ハッチングを付したように１０％以下）となった場合には、前記分周回路１４に指令を送り、分周回路１４の分周率を上げる指令を出すように動作する。
これにより、前記発振器１２からの発振出力は前記ライン周波数に同期しつつ、その出力周波数が（１／２）倍、すなわち分周回路１４のｎ＝２となるように切り換えられる。この結果、図６に示すＰＷＭ回路１１は１９２ＫＨｚの昇圧周波数になされ、これによるＰＷＭ信号をパワーＦＥＴＱ1 のゲートに供給するように作用する。この状態で図７（ｂ）に示すデューティ比を検出回路１３が監視し、そのデューティ比がハッチングを付したようにさらに１０％以下となった場合には、前記分周回路１４における分周率を次に切り換える。
前記した昇圧周波数を、ライン周波数（１９２ＫＨｚ）よりも低い次の周波数に切り換えるには、図７（ｃ）に示すように１サブフレーム周波数である６００Ｈｚとなるように前記分周回路１４の分周率が設定される。そして、この状態で図７（ｃ）に示すデューティ比を検出回路１３が監視し、そのデューティ比がハッチングを付したようにさらに１０％以下となった場合には、前記分周回路１４における分周率が新たに設定され、図７（ｄ）に示すようにフレーム周波数と同一の６０Ｈｚの昇圧周波数に設定される。
前記した６０Ｈｚの昇圧周波数は、この実施の形態において利用できる最小の周波数であり、負荷の状態がこれ以上に軽い場合であっても図７（ｄ）に示す昇圧周波数が維持され、これによるＰＷＭ制御による昇圧動作が実行される。前記のように６０Ｈｚの昇圧周波数になされた場合には、すでに説明した最大の昇圧周波数（３８４ＫＨｚ）に比較してスイッチング動作の周期（昇圧周期）はきわめて大きくなされ、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作による無用な電力損失を軽減し、軽負荷時の電力利用率を向上させることができる。
一方、図８における（ｅ）〜（ｈ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける負荷が最も軽い状態から重くなる場合の動作を例示している。すなわち図８（ｅ）に示すようにＰＷＭ信号が６０Ｈｚの昇圧周波数になされた状態で、前記したデューティ比検出回路１３が予め定められた所定値以上（この例においては、ハッチングを付したように８０％以上）のデューティ比となったことを検出した場合には、前記分周回路１４に指令を送り、分周回路１４の分周率を下げる指令を出すように動作する。
これにより、図８（ｆ）に示すように１サブフレーム周波数である６００Ｈｚとなるように前記分周回路１４の分周率が設定される。そして、この状態でデューティ比検出回路１３がＰＷＭ信号のデューティ比を監視し、そのデューティ比がハッチングを付したようにさらに８０％以上となったことを検出した場合には、図８（ｇ）に示すようにライン周波数である１９２ＫＨｚとなるように前記分周回路１４の分周率が設定される。
さらにこの状態でデューティ比検出回路１３において、ＰＷＭ信号のデューティ比が８０％以上となったことを検出した場合には、図８（ｈ）に示すように最大昇圧周波数である３８４ＫＨｚとなるように前記分周回路１４の分周率が設定される。この様にＤＣ−ＤＣコンバータに加わる負荷の大小に応じて、図７（ａ）〜（ｄ）および図８（ｅ）〜（ｈ）の動作が繰り返される。
なお、前記した図８に示す例においては、（ｅ）〜（ｆ）に移行する場合、１サブフレームの周波数に設定されずに、例えばライン周波数／２、もしくはライン周波数に設定されるように構成されていても良い。また、（ｆ）〜（ｇ）に移行する場合においても、ライン周波数に設定されずに、例えばライン周波数／２に設定されるように構成されていても良く、これらの周波数シフトの態様は、設計上において適宜選択することができる。
図９はＤＣ−ＤＣコンバータにおける昇圧動作を、表示パネル１における走査線の走査選択動作に同期させた場合の作用を説明するタイミング図である。なお、この図９に示すタイミング図は、すでに説明した図３に示すタイミング図と同様のものであり、ＶａはＤＣ−ＤＣコンバータからもたらされる昇圧周期Ｓｉに対応したリップル成分が重畳された駆動電圧を示している。また、Ｖgateはアドレッシング時（データ書き込み時）において駆動用トランジスタＴr2のゲートに供給される映像信号に基づくゲート電圧を示している。さらにＬｓは表示パネルにおける一走査（ライン）期間を示しており、またＦｓは一フレーム期間を示している。
図９に示した例においては、昇圧周期Ｓｉに対してライン周期Ｌｓが２倍の関係、換言すれば、図７（ａ）および図８（ｈ）に示したようにライン周波数に対して昇圧周波数が２倍の関係となるように設定されたこの実施の形態における最大昇圧周波数（３８４ＫＨｚ）になされた場合を例示している。この例の場合には、例えば第１の走査ラインに対応する各画素のキャパシタＣｓには、Ｖgs1 として示されたゲート・ソース間電圧に基づくデータが書き込まれ、第２の走査ラインに対応するそれにはＶgs2 、さらに第３の走査ラインに対応するそれにはＶgs3 として示されたゲート・ソース間電圧に基づくデータが、それぞれキャパシタＣｓに書き込まれることになる。
図９より理解できるとおり、各走査ラインごとのデータ書き込み時のタイミングは、駆動電圧Ｖａに重畳されたリップル成分の位相に同期している。したがって、駆動電圧ＶａにＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作によるリップル成分がたとえ重畳されていても、走査ラインごとに常に同一のゲート・ソース間電圧Ｖgsが、発光駆動トランジスタＴr2に供給されることになり、図３に示した従来の構成のように走査ラインごとに発光輝度が異なる状態になされるという問題を解消することができる。これにより、電流依存型の発光輝度特性を有する前記したＥＬ素子を画素とした表示パネルの発光駆動動作において、電源リップルの影響を受けて画像の表示品質が低下するのを効果的に防止させることができる。
なお、昇圧周期Ｓｉとライン周期Ｌｓが同一（昇圧周波数＝ライン周波数）になされる図７（ｂ）および図８（ｇ）の場合であっても、各走査ラインごとのデータ書き込み時のタイミングは、駆動電圧Ｖａに重畳されたリップル成分の位相に同期するので、各走査ラインに対応する各画素のキャパシタＣｓに書き込まれる前記したゲート・ソース間電圧は電源リップルの影響を受けずに一定となり、前記と同様の作用効果を得ることができる。
また、図７（ｃ），（ｄ）および図８（ｅ），（ｆ）に示すように昇圧周波数が、サブフレーム周波数（６００Ｈｚ）、もしくはフレーム周波数（６０Ｈｚ）になされる場合においては、第１走査ラインから最終の第３２０走査ラインに対応する各画素のキャパシタＣｓに対して、一度のスイッチング動作によるリップル変化量に対応したわずかずつ異なる電位（Ｖgs）が順次規則正しく書き込まれることになる。したがって、図３に示したように隣接する走査ラインに対応した各画素のキャパシタＣｓに書き込まれるゲート・ソース間電圧（Ｖgs）が不規則に、しかも極端に変化する状態となるのを避けることができ、前記と同様に電源リップルの影響を受けて画像の表示品質が低下するのを効果的に防止させることができる。
図１０はこの発明を利用した第２の実施の形態を示したものであり、この例は時分割階調表現を実現する同時消去法（ＳＥＳ＝Simultaneous Erasing Scan ）と呼ばれる点灯駆動方式を採用した３ＴＦＴからなる画素構成を示している。なお、図１０においては紙面の都合で代表して１つの表示画素の回路構成を示しているが、この回路構成は図６に示す表示パネル１上にマトリクス状に多数配列される。
図１０に示した画素の回路構成は、図１および図６に基づいてすでに説明したコンダクタンスコントロール方式と呼ばれる点灯駆動方式の画素構成に加え、ＴＦＴによる消去用トランジスタＴr3が備えられている。なお、図１０においては図１および図６に基づいて説明した各部に対応する部分を同一符号により示しており、また図１および図６に示したデータドライバ５および走査ドライバ６のブロック構成も省略して示している。
そして、図１０に示すように前記した消去用トランジスタＴr3のソースは発光駆動トランジスタＴr2のソース側に、またドレインは発光駆動トランジスタＴr2のゲート側に接続されている。すなわち、消去用トランジスタＴr3のソースおよびドレインはキャパシタＣs の両端にそれぞれ接続され、表示パネル１に配列された消去信号線Ｒ1 を介して消去ドライバ７より消去信号Ｅraseが供給されるように構成されている。
この消去ドライバ７は、各画素を構成するＥＬ素子Ｅ1 の発光期間の途中、例えば１フレーム期間の途中において、消去ドライバ７より消去用トランジスタＴr3をオンさせる消去信号Ｅraseを供給するように作用する。これにより、キャパシタＣs にチャージされている電荷は消去（放電）される。換言すれば、１フレーム期間もしくは１サブフレーム期間ごとにおいて消去ドライバ７からのゲートオン電圧（消去信号Ｅrase）の出力タイミングを制御することで、ＥＬ素子Ｅ1 の発光期間が制御され、これにより多階調表現を実現させることができる。
前記した多階調表現を実現させる前記消去ドライバ７には、シフトレジスタ７ａが具備されており、このシフトレジスタ７ａには図６に示す発光制御回路４よりシフトクロックおよび消去データ信号が供給される。このシフトレジスタ７ａに供給されるシフトクロックは、図１に基づいて説明した走査ドライバ６のシフトレジスタ６ａに供給される走査シフトクロックと同期するものである。したがって、走査ドライバ６によって走査選択される各走査ラインに対応した消去信号線Ｒ1 ，……に対して、シフトレジスタ７ａからのシフト出力が供給されるように作用する。
この時、シフトレジスタ７ａからのシフト出力には、前記消去データ信号がＰＷＭ（パルス幅変調）の形式で重畳されている。すなわち、図６に示した発光制御回路４より、シフトレジスタ７ａに供給されるシリアルな消去データ信号は、シフトレジスタ７ａによって前記消去信号線Ｒ1 ，……ごとにパラレル変換され、これがレベルシフタ７ｂによって所定のレベルに変換されて、発光状態の画素に対応する消去用トランジスタＴr3のゲートに供給されるように作用する。
前記した構成においては、消去用トランジスタＴr3のゲートオン動作によって、電荷保持用キャパシタＣs に蓄積された電荷は消去用トランジスタＴr3のＶgs／Ｉd 特性（ゲート・ソース間電圧対ドレイン電流特性）によって放電される。この場合、消去用トランジスタＴr3のソースには、前記したＤＣ−ＤＣコンバータからもたらされるリップル成分を含む駆動電圧Ｖａが印加され、また、消去用トランジスタＴr3のゲートには、前記消去データ信号に基づく一定のゲート電圧が供給される。
したがって、図１０に示したＳＥＳの構成によると、消去用トランジスタＴr3のゲートオン時における動作電源Ｖａに重畳されているリップル成分のレベルによって、電荷保持用キャパシタＣs の電荷を消去する放電電流が、ラインごとに変化することになる。この放電電流がラインごとに変化した場合においては、階調表現に基づく各画素の消灯タイミングがラインごとに変化することになり、これは実質的にリップル成分によってラインごとに発光輝度が異なる結果を招く。
それ故、前記した作用により図１０に示したＳＥＳの消去動作時においても、すでに説明したコンダクタンスコントロール方式の画素構成と同様に、表示パネルに例えば細かな縞模様が発生させたり、ちらつきの現象を発生させるなど、画像の表示品位を低下させるという同様の問題が発生する。
この様な問題を解決するために、図１０に示す構成においても、発光制御回路４から消去ドライバ７のシフトレジスタ７ａに供給するシフトクロック信号として、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータ８における昇圧動作に同期するすでに例示した３８４ＫＨｚのクロック信号を１／２に分周した１９２ＫＨｚのクロック信号を利用するように構成されている。
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ８におけるスイッチング動作と、前記消去トランジスタの消去開始動作とが、共通のクロック信号に基づいてなされ、結果として消去用トランジスタＴr3の消去動作時におけるリップル成分の電位を、走査ラインごとに一致させることができる。これは図９に基づいて説明した作用と同様である。
したがって、駆動電圧ＶａにＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作によるリップル成分がたとえ重畳されていても、消去用トランジスタＴr3の消去動作時のＶgsを一定値にさせることができ、電荷保持用キャパシタＣs の電荷の放電電流がラインごとに変わる結果、実質的な発光輝度がラインごとに変化するという問題を解消させることができる。
次に図１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチングレギュレータ回路において改良を施したこの発明にかかる第３の実施の形態を示したものである。なお、図１１においては図１および図６に基づいて説明したＤＣ−ＤＣコンバータ８の各部に対応する部分を同一符号により示している。そして、図１１に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおける発振器１２は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop ）回路により構成されている。
前記発振器１２を構成するＰＬＬ回路には、発光制御回路４からもたらされる３８４ＫＨｚのクロック信号を分周する分周器１４を介した信号が供給されるように構成されている。なお、前記分周器１４には図６に示した構成と同様に負荷検出手段としてのデューティ比検出回路１３からの指令信号が入力され、分周比が変更されるように構成されている。すなわち、この図１１に示すデューティ比検出回路１３においても、図６に示したデューティ比検出回路１３と同様にＰＷＭ回路１１からのスイッチング信号のデューティ比を監視し、このデューティ比が予め定められた所定以上（デューティ比が８０％以上）、もしくは所定以下（デューティ比が１０％以下）となった場合に、予め定められたプログラムにしたがって、分周器１４の分周比を変更するように作用する。
前記発振器１２を構成するＰＬＬ回路は、前記した分周器１４よりもたらされるクロック信号と、ＰＬＬ回路を構成する分周器１２ｄからの分周出力との位相を比較して、位相差に対応するエラー信号を出力する位相検波器（ＰＤ）１２ａ、位相検波器１２ａからの出力を受けて直流分を抽出するローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２ｂ、このローパスフィルタ１２ｂにより得られる直流分によって発振周波数が決定される電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２ｃ、前記電圧制御発振器１２ｃの出力を分周して前記位相検波器１２ａに供給する分周器１２ｄとにより構成されている。
したがって、図１１に示したようにＤＣ−ＤＣコンバータ８における発振器１２をＰＬＬ回路により構成することで、前記した分周器１４よりもたらされるクロック信号に同期した発振出力を電圧制御発振器１２ｃから得ることができ、これを利用してＰＷＭ回路１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷状態に応じた最適な昇圧周波数によるスイッチング信号を生成することができる。
また、前記ＰＬＬ回路を構成する分周器１２ｄの分周比を適宜設定することで、ＰＬＬ回路を逓倍器として利用することができ、このＰＬＬ回路に与えるクロック信号が比較的低いものであっても、前記電圧制御発振器１２ｃより、前記した最大昇圧周波数（３８４ＫＨｚ）を生成するための基準信号を容易に得ることができる。また、この実施の形態においては最大昇圧周波数を３８４ＫＨｚとしているが、前記ＰＬＬ回路における分周器１２ｄの設定により、さらに倍の７６８ＫＨｚの昇圧周波数を得ることもできる。
図１２はＤＣ−ＤＣコンバータにおける負荷状態を検出する他の手段を備えたこの発明にかかる第４の実施の形態を示したものである。この図１２に示す構成においては表示パネルの単位フレーム期間またはサブフレーム期間における画素の点灯率より、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける負荷状態を検出するように構成されている。
図１２における符号４は、すでに説明した発光制御回路を示すものであり、この実施の形態においては発光制御回路４内に分周器４ｆが配置され、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷状態に応じてスイッチングレギュレータ回路９に与えるクロック信号を分周するように構成されている。すなわち、この発光制御回路４内に配置された分周器４ｆは、すでに図６および図１１に基づいて説明した分周器１４と同一の機能を果たすものである。
発光制御回路４には、すでに説明したとおり表示パネル１において表示される映像信号が供給される。この映像信号は発光制御回路４における駆動制御回路４ａおよびアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器４ｂに入力される。これにより前記駆動制御回路４ａは映像信号中における水平同期信号および垂直同期信号に基づいて、前記Ａ／Ｄ変換器４ｂに対するサンプリング信号SP、フレームメモリ４ｃに対する書き込み信号Ｗおよび読み出し信号Ｒ、ならびに点灯画素数カウンタ４ｄに対するカウント指令信号Ｆを生成する。
前記Ａ／Ｄ変換器４ｂは、駆動制御回路４ａから供給されるサンプリング信号SPに基づいて、入力された映像信号をサンプリングし、これを１画素毎に対応した画素データに変換して、フレームメモリ４ｃに供給するように作用する。前記フレームメモリ４ｃは、駆動制御回路４ａからの書き込み信号Ｗによって、Ａ／Ｄ変換器４ｂから供給される各画素データをフレームメモリ４ｃに順次書き込むように動作する。
かかる書き込み動作により、表示パネルにおける一画面分の画素データの書き込みが終了すると、フレームメモリ４ｃは駆動制御回路４ａから供給される読み出し信号Ｒによって、例えば第１行から第ｎ行へと１行分毎に読み出したシリアルな画素データを、図６に示したデータドライバ５におけるデータラッチ回路５ａに順次供給するように動作する。
この時、クロック生成回路４ｅは前記した映像信号中における水平同期信号および垂直同期信号に基づいてクロック信号を生成し、このクロック信号は前記した分周器４ｆに供給されるように構成されている。一方、前記クロック信号に基づいてデータドライバ５に供給されるシフトクロック信号、スタート信号、ラッチ信号等が生成され、また走査ドライバ６に供給される走査クロック信号、走査スタート信号等も生成される。
前記発光制御回路４内に配置された点灯画素数カウンタ４ｄには、駆動制御回路４ａより前記した単位フレーム期間ごと、すなわち１フレーム期間もしくは１サブフレーム期間ごとにカウント指令信号Ｆが供給され、これにより前記フレームメモリ４ｃに書き込まれた一画面分の画素データにおける点灯画素数をカウントするように動作する。したがって前記カウンタ４ｄにより、表示パネル１における画素の点灯率をその都度得ることができる。この画素の点灯率は前記したＤＣ−ＤＣコンバータにおける負荷の度合いとして認識することができ、したがって前記カウンタ４ｄは、コンバータの負荷検出手段として機能する。
前記カウンタ４ｄより分周器４ｆに対して負荷の度合いに応じて分周比を変更する指令信号が供給されるように構成されており、負荷が重い場合には分周器４ｆの分周率が小さくなるように、また負荷が軽い場合には分周器４ｆの分周率を大きくするように制御される。この分周器４ｆによる出力パルスは、図１２に示すスイッチングレギュレータ回路９における発振器１２に供給される。
これにより、図７および図８に基づいて説明した作用と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータに加わる負荷の大小に応じてＰＷＭ波のスイッチング周波数が変更される。そして、コンバータに加わる負荷が軽い場合においては、コンバータにおけるスイッチング動作の周期（昇圧周期）は大きくなされ、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作による無用な電力損失を軽減し、したがって軽負荷時の電力利用率を向上させることができる。
以上説明した実施の形態においては、表示パネルとしてＱＶＧＡサイズのパネルを使用し、階調制御が例えば１０段階になされるサブフレーム階調方式を採用した場合を例にしており、この時の１ライン周波数である１９２ＫＨｚを昇圧周波数（スイッチング動作の周波数）の基礎にしている。すなわち、負荷に応じて昇圧周波数を１ライン周波数である１９２ＫＨｚに同期した周波数にそれぞれ切り換え設定するようにしている。
しかしながら、この発明は前記したようにサブフレーム階調方式を採用しない構成に適用することもできる。このようにサブフレーム階調方式を採用しない場合においては、昇圧周波数の基礎として、（表示パネルに与えられるフレーム周波数）×（表示パネルの走査線数）の整数倍、すなわち、６０×３２０＝１９．２ＫＨｚの整数倍の周波数に同期したスイッチング動作の周波数を使用することが望ましい。したがって、この場合には負荷に応じて昇圧周波数を１９．２ＫＨｚの整数倍の周波数に同期した周波数にそれぞれ切り換え設定するようになされる。
また、以上説明した各実施の形態においては、発光素子として有機ＥＬ素子を用いているが、これは発光輝度が駆動電流に依存する他の発光素子を用いることもできる。また、以上説明した各画素の構成は代表的なものを例示したものであり、この発明は前記した画素構成以外の例えばカレントミラー駆動方式、電流プログラミング駆動方式、電圧プログラミング駆動方式、あるいはスレッショルド電圧補正方式などの画素の回路構成を使用した発光ディスプレイ装置にも利用することができる。
従来のアクティブマトリクス型表示パネルにおける１つの画素に対応する回路構成と、これを発光駆動させる電源回路等の一例を示した回路構成図である。 図１に示した表示パネルにおける画素構成の等価回路図である。 図２に示した等価回路図において、発光駆動トランジスタのソース電極に加わる駆動電圧を説明する信号波形図である。 図２に示した発光駆動トランジスタに代表されるＴＦＴのＶgs／Ｉd 特性図である。 図１に示した従来の構成における不具合を解消させる一例を示した回路構成図である。 この発明をコンダクタンスコントロール駆動方式の画素構成に採用した第１の実施の形態を示した回路構成図である。 図６に示す構成においてスイッチングコンバータの負荷が順次軽くなる場合の動作を説明するタイミング図である。 同じくスイッチングコンバータの負荷が順次重くなる場合の動作を説明するタイミング図である。 図６に示す構成によってなされる走査ラインごとの駆動トランジスタのソース電極に加わる駆動電圧を説明する信号波形図である。 この発明を時分割階調表現を実現するＳＥＳ駆動方式の画素構成に採用した第２の実施の形態を示した回路構成図である。 スイッチングコンバータのレギュレータ回路において改良を施したこの発明にかかる第３の実施の形態を示した回路構成図である。 発光制御回路において改良を施したこの発明にかかる第４の実施の形態を示した回路構成図である。
符号の説明
１ 表示パネル
２ 発光画素
４ 発光制御回路
５ データドライバ
６ 走査ドライバ
７ 消去ドライバ
８ ＤＣ−ＤＣコンバータ
９ スイッチングレギュレータ回路
１１ ＰＷＭ回路
１２ 発振器
１３ デューティ比検出回路（負荷検出手段）
１４ 分周器
Ａ1 ，…… 走査線（走査ライン）
Ｂ1 ，…… データ線（データライン）
Ｃs 電荷保持用キャパシタ
Ｅ1 発光素子（有機ＥＬ素子）
Ｐ1 ，…… 電源供給ライン
Ｑ1 パワーＦＥＴ
Ｒ1 ，…… 消去信号線
Ｔr1 走査選択トランジスタ
Ｔr2 発光駆動トランジスタ
Ｔr3 消去用トランジスタ

Claims (10)

  1. 複数の走査線と複数のデータ線との各交差位置に、発光素子をそれぞれに含む画素を多数配列して構成された表示パネルを備えた発光ディスプレイ装置であって、
    前記表示パネルには、前記画素に駆動電圧を供給するための電源供給ラインが配列され、
    前記表示パネルにおける前記電源供給ラインはＰＷＭ信号を受けてＰＷＭ方式によるスイッチング動作を行うスイッチングレギュレータ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの出力に電気的に接続され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作と前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作とが共通のクロック信号に基づいて制御されることにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作が、前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作に同期するようになされ、かつ前記ＤＣ−ＤＣコンバータに加わる負荷の大小に応じて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号のデューティ比を増加もしくは減少させるように制御し、前記ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて前記スイッチング動作の周波数が変更されるように構成され、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作の周波数が、（前記表示パネルに与えられるフレーム周波数）×（前記表示パネルの走査線数）×（前記表示パネルにおける点灯駆動のサブフレーム数）の整数倍に選定される動作が実行されるように構成したことを特徴とする発光ディスプレイ装置。
  2. 複数の走査線と複数のデータ線との各交差位置に、発光素子をそれぞれに含む画素を多数配列して構成された表示パネルを備えた発光ディスプレイ装置であって、
    前記表示パネルには、前記画素に駆動電圧を供給するための電源供給ラインが配列され、
    前記表示パネルにおける前記電源供給ラインはＰＷＭ信号を受けてＰＷＭ方式によるスイッチング動作を行うスイッチングレギュレータ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの出力に電気的に接続され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作と前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作とが共通のクロック信号に基づいて制御されることにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作が、前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作に同期するようになされ、かつ前記ＤＣ−ＤＣコンバータに加わる負荷の大小に応じて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号のデューティ比を増加もしくは減少させるように制御し、前記ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて前記スイッチング動作の周波数が変更されるように構成され、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作の周波数が、（前記表示パネルに与えられるフレーム周波数）×（前記表示パネルにおける点灯駆動のサブフレーム数）に選定される動作が実行されるように構成したことを特徴とする発光ディスプレイ装置。
  3. 前記表示パネルに配列された各画素には、前記発光素子を発光駆動するために当該発光素子に対して直列に接続された発光駆動トランジスタが少なくても具備されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の発光ディスプレイ装置。
  4. 前記発光駆動トランジスタのゲートには、当該発光駆動トランジスタのゲート電位を保持するための電荷保持用キャパシタが接続されていることを特徴とする請求項３に記載の発光ディスプレイ装置。
  5. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおける負荷が大の場合にはＰＷＭ方式によるスイッチング動作の周波数を大きく制御し、負荷が小の場合にはＰＷＭ方式によるスイッチング動作の周波数を小さく制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の発光ディスプレイ装置。
  6. 前記ＰＷＭ方式によりスイッチング動作を実行させる基準信号を、前記表示パネルにおける走査選択動作を実行させるクロック信号に位相同期するＰＬＬ回路の電圧制御発振器の出力より得るように構成したことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の発光ディスプレイ装置。
  7. 前記表示パネルに配列された画素を構成する発光素子が、有機化合物を発光機能層に用いた有機ＥＬ素子であることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の発光ディスプレイ装置。
  8. 複数の走査線と複数のデータ線との各交差位置に、発光素子をそれぞれに含む各画素を多数配列して構成された表示パネルを備えた発光ディスプレイの駆動制御方法であって、 前記表示パネルには、前記画素に駆動電圧を供給するための電源供給ラインが配列され、
    前記表示パネルにおける前記電源供給ラインはＰＷＭ信号を受けてＰＷＭ方式によるスイッチング動作を行うスイッチングレギュレータ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの出力に電気的に接続され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作と前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作とが共通のクロック信号に基づいて制御されることにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作を、前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作に同期させると共に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに加わる負荷の大小に応じて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号のデューティ比を増加もしくは減少させるようになされ、かつ前記ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて前記スイッチング動作の周波数が変更されるように制御され、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作の周波数が、（前記表示パネルに与えられるフレーム周波数）×（前記表示パネルの走査線数）×（前記表示パネルにおける点灯駆動のサブフレーム数）の整数倍に選定される動作が実行されることを特徴とする発光ディスプレイの駆動制御方法。
  9. 複数の走査線と複数のデータ線との各交差位置に、発光素子をそれぞれに含む各画素を多数配列して構成された表示パネルを備えた発光ディスプレイの駆動制御方法であって、 前記表示パネルには、前記画素に駆動電圧を供給するための電源供給ラインが配列され、
    前記表示パネルにおける前記電源供給ラインはＰＷＭ信号を受けてＰＷＭ方式によるスイッチング動作を行うスイッチングレギュレータ回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの出力に電気的に接続され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作と前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作とが共通のクロック信号に基づいて制御されることにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作を、前記表示パネルにおける走査線の走査選択動作に同期させると共に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに加わる負荷の大小に応じて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号のデューティ比を増加もしくは減少させるようになされ、かつ前記ＰＷＭ信号のデューティ比に応じて前記スイッチング動作の周波数が変更されるように制御され、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング動作の周波数が、（前記表示パネルに与えられるフレーム周波数）×（前記表示パネルにおける点灯駆動のサブフレーム数）に選定される動作が実行されることを特徴とする発光ディスプレイの駆動制御方法。
  10. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおける負荷が大の場合にはＰＷＭ方式によるスイッチング動作の周波数を大きく制御し、負荷が小の場合にはＰＷＭ方式によるスイッチング動作の周波数を小さく制御することを特徴とする請求項８または請求項９に記載の発光ディスプレイの駆動制御方法。
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