JP4776968B2 - 温度保護回路、半導体集積回路装置、電源装置、電気機器 - Google Patents

Description

本発明は、温度保護回路を備えた半導体集積回路装置に関するものであり、特に、その温度保護機能の精度向上に関するものである。

従来より、電源装置やモータ駆動装置など、パワートランジスタを駆動する半導体集積回路装置（以下、ＩＣ［Integrated Circuit］と呼ぶ）の多くは、その異常発熱に起因するＩＣの破壊（特に、発熱源であるパワートランジスタの破壊）を防止する手段として、温度保護回路（いわゆるサーマルシャットダウン回路）を搭載して成る（例えば、本願出願人による特許文献１、２を参照）。

なお、従来の温度保護回路は、一般に、バイポーラトランジスタのＶｆ（ベース・エミッタ間の順方向降下電圧）が周囲温度に依存して変動するという特性を利用して、温度保護信号を生成する構成とされていた。

また、従来の温度保護回路は、一般に、閾値温度にヒステリシスを有する自動復帰式とされていた。
特開２００４−２５３９３６号公報 特公平６−１６５４０号公報

確かに、特許文献１、２に記載のＩＣであれば、誤動作や過負荷によるＩＣの異常発熱を検知・遮断して、ＩＣの破壊を未然に防止することが可能である。

しかしながら、上記従来のＩＣでは、その過温度保護動作にさほど高速性が要求されないこともあり、ノイズ重畳に起因する温度保護回路の誤動作については、特段の対策が講じられておらず、コンデンサ等でフィルタをかけてはいたが、スイッチングノイズを落としきることはできなかった。

そのため、過熱監視対象がノイズ源でもある場合には、当該過熱監視対象の近傍に設けられる温度保護回路（特に、発熱検出部の電源電圧印加端や出力端）にノイズが重畳し、誤った温度保護信号を生成してしまう、という課題があった。

特に、近年では、スイッチング電源装置やモータ駆動装置において、ノイズ源となるパワートランジスタがＩＣに内蔵されることも多く、このようなＩＣでは、パワートランジスタのオン／オフに起因するパルスノイズが重畳し易いため、上記の課題が顕著であり、温度保護回路を過熱監視対象でもあるパワートランジスタの近傍に置きにくい、という課題があった。

また、温度保護回路を過熱監視対象の近傍に設ければ、異常発熱の検出感度を高めることができる反面、その自動復帰動作については、閾値温度に上記ヒステリシスを持たせてもなお、温度保護信号の論理状態（ハイレベル／ローレベル）が高い頻度で繰り返し、そこから抜け出せない状態（論理発振状態）に陥るおそれがあった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、過熱監視対象の近傍に設けられても、高精度の温度保護動作を行うことが可能な温度保護回路、及び、これを備えた半導体集積回路装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成すべく、本発明に係る温度保護回路は、監視対象温度が第１の閾値温度に達したときにイネーブルとされ、当該監視対象温度が第１の閾値温度よりも低い第２の閾値温度を下回ったときにディセーブルとされる第１発熱検出信号を生成する発熱検出部と；第１発熱検出信号が所定の確認期間に亘ってイネーブル状態に維持されたときにイネーブルとされる第２発熱検出信号を生成するイネーブル制限部と；第２発熱検出信号のイネーブルに同期してイネーブルとされ、かつ、少なくとも所定の最短期間については、そのイネーブル状態が維持される温度保護信号を生成するディセーブル制限部と；を有して成る構成（第１の構成）としている。

なお、第１の構成から成る温度保護回路において、前記イネーブル制限部は、第１発熱検出信号のイネーブルでリセット解除され、ディセーブルでリセットされるカウンタと；第１発熱検出信号のイネーブル状態が前記確認期間に亘って維持され、前記カウンタでのクロックカウントが完了されたときに、そのセット入力論理が変遷されて、その出力論理が変遷されるラッチと；を有して成り、前記ラッチの出力信号を第２発熱検出信号として送出する構成（第２の構成）にするとよい。

また、第１の構成から成る温度保護回路において、前記イネーブル制限部は、第１発熱検出信号のイネーブルで充電開始され、ディセーブルで放電開始される容量と；第１発熱検出信号のイネーブル状態が前記確認期間に亘って維持され、前記容量での充電が完了されたときに、当該容量の充電電圧レベルがその閾値電圧を超えて、その出力論理が変遷されるコンパレータと；を有して成り、前記コンパレータの出力信号を第２発熱検出信号として送出する構成（第３の構成）にするとよい。

また、第１〜第３いずれかの構成から成る温度保護回路にて、前記ディセーブル制限部は、第２発熱検出信号のイネーブルに同期してイネーブルとされ、かつ、そのイネーブルから前記最短期間が経過した後にディセーブルとされる参照信号を生成する参照信号生成部と；第２発熱検出信号と前記参照信号とを比較し、よりイネーブル期間の長い方を温度保護信号として送出する信号選択部と；を有して成る構成（第４の構成）にするとよい。

或いは、本発明に係る温度保護回路は、監視対象温度が閾値温度に達したときにイネーブルとされる発熱検出信号を生成する発熱検出部と、前記発熱検出信号が所定の確認期間に亘ってイネーブル状態に維持されたときにイネーブルとされる温度保護信号を生成するイネーブル制限部と、を有して成る構成（第５の構成）にしてもよい。

また、本発明に係る温度保護回路は、監視対象温度が第１の閾値温度に達したときにイネーブルとされ、当該監視対象温度が第１の閾値温度よりも低い第２の閾値温度を下回ったときにディセーブルとされる発熱検出信号を生成する発熱検出部と；前記発熱検出信号のイネーブルに同期してイネーブルとされ、かつ、少なくとも所定の最短期間についてはそのイネーブル状態が維持される温度保護信号を生成するディセーブル制限部と；を有して成る構成（第６の構成）にしてもよい。

また、本発明に係る半導体集積回路装置は、スイッチング制御されるパワートランジスタと、該パワートランジスタの異常発熱を検知して保護対象回路に異常である旨を報知する温度保護回路と、を内蔵して成る半導体集積回路装置であって、前記温度保護回路として、第１〜第６のいずれかの構成から成る温度保護回路を有して成る構成（第７の構成）にするとよい。

また、本発明に係る電源装置は、第７の構成から成る半導体集積回路装置を用いて入力電圧から出力電圧を生成する構成（第８の構成）とされている。

また、本発明に係る電気機器は、第７の構成から成る半導体集積回路装置で駆動制御されるモータを有して成る構成（第９の構成）とされている。

上記の本発明に係る温度保護回路であれば、過熱監視対象の近傍に設けられても、高精度の温度保護動作を行うことが可能となり、延いてはこれを備えた半導体集積回路装置、電源装置、電気機器の信頼性向上を図ることが可能となる。

以下では、本発明に係る半導体集積回路装置として、スイッチング電源ＩＣを例示し、詳細な説明を行う。

図１は、本発明に係るスイッチング電源ＩＣの概略構成を示すブロック図である。本図に示すように、スイッチング電源ＩＣ１は、温度保護回路１０と、スイッチング電源回路２０と、を内蔵して成る。

温度保護回路１０は、外部端子Ｔ１を介して供給される電源電圧Ｖｃｃを駆動電圧として、スイッチング電源ＩＣ１に異常発熱が生じているか否かを示す温度保護信号Ｓｔｓｄを生成する手段である。より具体的に述べると、温度保護信号Ｓｔｓｄは、異常発熱が生じているときにイネーブル（本実施形態ではハイレベル遷移）とされ、異常発熱が生じていないときにディセーブル（本実施形態ではローレベル遷移）とされる２値信号である。

上記の温度保護信号Ｓｔｓｄは、不図示の内部回路やスイッチング電源回路２０に送出され、異常発熱時におけるシャットダウン制御に利用される。すなわち、温度保護回路１０から温度保護信号Ｓｔｓｄの入力を受けた保護対象回路は、そのイネーブル／ディセーブルに応じて異常発熱が生じているか否かを認識し、内部動作の禁止／許可を制御することが可能となる。

このような温度保護回路１０を具備することにより、異常発熱に起因するスイッチング電源ＩＣ１の破壊（特に、スイッチング電源回路２０を構成するパワートランジスタの破壊）を未然に防止することが可能となる。

また、温度保護回路１０は、過熱監視対象であるスイッチング電源回路２０（特にそのパワートランジスタ）の近傍に設けられている。このような構成とすることにより、発熱源となるパワートランジスタの接合温度を直接的に検出し、高精度の温度保護動作を実現することが可能となる。

また、温度保護回路１０は、その閾値温度にヒステリシスを有する自動復帰式とされている。このような構成とすることにより、チップ温度が下がれば、外部からの復帰信号等を待つことなく、迅速にスイッチング電源ＩＣ１の動作を自発復帰させることが可能となる。また、閾値温度にヒステリシスを有する構成であれば、温度保護信号Ｓｔｓｄの論理発振をある程度まで抑制することが可能となる。

なお、温度保護回路１０の内部構成及び動作については、後ほど詳細な説明を行う。

スイッチング電源回路２０は、外部端子Ｔ１を介して供給される入力電圧Ｖｃｃを所望の出力電圧Ｖｏに変換し、外部端子Ｔ２に接続される外部負荷（不図示）や、スイッチング電源ＩＣ１の内部回路（不図示）に供給する直流変換手段であって、温度保護信号Ｓｔｓｄのイネーブルに応じて、その駆動を遮断されるものである。

ここで、スイッチング電源回路２０を構成するパワートランジスタは、そのオン／オフに起因してスイッチングノイズ（パルスノイズ）を生じるノイズ源でもある。そのため、スイッチング電源回路２０の近傍に配設された温度保護回路１０（特に、発熱検出部の電源電圧印加端や出力端）には、スイッチングノイズが重畳し易い状況となっている。

また、温度保護回路１０をスイッチング電源回路２０の近傍に設けたことで、異常発熱の検出感度を高めることができる反面、温度保護回路１０の自動復帰動作については、閾値温度にヒステリシスを持たせていてもなお、温度保護信号Ｓｔｓｄが論理発振状態に陥り易い状況となっている。

そこで、本実施形態の温度保護回路１０は、過熱監視対象の近傍に設けられても、高精度の温度保護動作を行い得るように、発熱検出部１１と、イネーブル制限部１２と、ディセーブル制限部１３と、を有して成る構成とされている（図２を参照）。

以下、温度保護回路１０の構成及び動作について、具体的かつ詳細な説明を行う。

発熱検出部１１は、バイポーラトランジスタのＶｆ（ベース・エミッタ間の順方向降下電圧）が周囲温度に依存して変動するという特性（約−２［ｍＶ／℃］の負の温度特性）を利用して、発熱検出信号Ａを生成する構成とされている。

より具体的に述べると、発熱検出部１１は、周囲温度が高くなるほど低下するバイポーラトランジスタのＶｆと温度特性がフラットな基準電圧とを参照し、チップ温度（監視対象温度）が第１の閾値温度Ｔｔｈ１（例えば１７５℃）に達したときに発熱検出信号Ａをイネーブルとする一方、当該チップ温度が第１の閾値温度Ｔｔｈ１よりも低い第２の閾値温度Ｔｔｈ２（約１５５〜１６５℃）を下回ったときに発熱検出信号Ａをディセーブルとする構成とされている。

イネーブル制限部１２は、発熱検出信号Ａが所定の確認期間に亘ってイネーブル状態に維持されたときに初めてイネーブル（本実施形態ではハイレベル遷移）される発熱検出信号Ｂを生成する手段である。逆に言えば、発熱検出信号Ａが一時的にイネーブルとされたとしても、そのイネーブル状態が所定の確認期間に亘って維持されない限り、発熱検出信号Ｂはディセーブルとされたままとなる。なお、上記の確認期間としては、例えば、電源電圧Ｖｃｃに重畳するスイッチングパルスの周波数成分が１００［ＭＨｚ］程度（パルス幅としては１０［ｎｓ］程度）であることに鑑み、数十〜数百［ｎｓ］程度に設定すればよい。

このようなイネーブル制限を行うことにより、発熱検出部１１の電源電圧印加端や出力端にノイズ成分（スイッチング電源回路２０からのスイッチングノイズなど）が重畳し、発熱検出信号Ａが意図せずにイネーブルとされた場合でも、発熱検出信号Ｂ（延いては温度保護信号Ｓｔｓｄ）をディセーブル状態に維持することができる。言い換えれば、上記の確認期間よりも短いノイズでは誤動作を生じなくなる。従って、本実施形態の温度保護回路１０であれば、過熱監視対象であり、かつ、ノイズの発生源でもあるスイッチング電源回路２０の近傍に設けられても、高精度の温度保護動作を行うことが可能となり、延いては、スイッチング電源ＩＣ１の信頼性向上を図ることが可能となる。

ディセーブル制限部１３は、発熱検出信号Ｂのイネーブルに同期してイネーブル（本実施形態ではハイレベル遷移）とされ、かつ、少なくとも所定の最短イネーブル期間については、そのイネーブル状態が維持される温度保護信号Ｓｔｓｄを生成する手段である。すなわち、発熱検出信号Ｂがイネーブル直後にディセーブルとされたとしても、温度保護信号Ｓｔｓｄはディセーブルとされることなく、上記の最短イネーブル期間だけイネーブル状態を維持する。

このようなディセーブル制限を行うことにより、温度保護信号Ｓｔｓｄの論理発振を効果的に防止することができる。また、温度保護信号Ｓｔｓｄのディセーブルの確実性を高め、シャットダウン解除時（スイッチング電源ＩＣ１の動作復帰時）に生じるノイズに起因して温度保護信号Ｓｔｓｄが再度イネーブルとされるのを防止することもできる。さらに、シャットダウン動作の継続期間が伸びるので、チップ温度を十分に下げることにも繋がる。従って、本実施形態の温度保護回路１０であれば、過熱監視対象であり、かつ、ノイズの発生源でもあるスイッチング電源回路２０の近傍に設けられても、高精度の温度保護動作を行うことが可能となり、延いては、スイッチング電源ＩＣ１の信頼性向上を図ることが可能となる。

図３は、イネーブル制限部１２の第１の構成例を示すブロック図である。本図に示すように、本構成例のイネーブル制限部１２は、ＮＡＮＤ１２１と、インバータ１２２と、カウンタ１２３と、インバータ１２４と、ＲＳラッチ１２５と、を有して成る。

ＮＡＮＤの一入力端は、発熱検出部１１の出力端に接続されており、他入力端は、復帰信号ＥＮの印加端に接続されている。ＮＡＮＤ１２１の出力端は、インバータ１２２を介して、カウンタ１２３を構成するＤフリップフロップＦＦ１〜ＦＦｍの各リセット端に接続されている。なお、ＤフリップフロップＦＦ１〜ＦＦｍは、いずれも、リセット端の入力論理がローレベルのときにリセット状態とされ、ハイレベルのときにそのリセット状態が解除される構成とされている。

カウンタ１２３において、最前段のＤフリップフロップＦＦ１のクロック入力端には、所定周波数のクロック信号ＣＬＫが入力されている。ＤフリップフロップＦＦ１の反転出力端（Ｑバー）は、その次段のＤフリップフロップＦＦ２のクロック入力端に接続される一方、自身のデータ入力端（Ｄ）にも接続されている。ＤフリップフロップＦＦ２以降についても、上記と同様、その反転出力端（Ｑバー）がさらに次段のＤフリップフロップのクロック入力端に接続される一方、自身のデータ入力端（Ｄ）にも接続されている。そして、最後段のＤフリップフロップＦＦｍの出力端（Ｑ）は、インバータ１２４を介して、ＲＳラッチ１２５のセット端（Ｓ）に接続されている。すなわち、カウンタ１２３は、クロック信号ＣＬＫを所定回数だけカウントし終えたときに、ＲＳラッチ１２５のセット入力論理をハイレベルからローレベルに変遷する構成とされている。

ＲＳラッチ１２５は、ＮＡＮＤ１２５ａ、１２５ｂから成る。ＲＳラッチ１２５のセット端（Ｓ）に相当するＮＡＮＤ１２５ａの一入力端は、先述の通り、インバータ１２４の出力端に接続されている。ＮＡＮＤ１２５ａの他入力端は、ＮＡＮＤ１２５ｂの出力端に接続されている。ＲＳラッチ１２５の出力端に相当するＮＡＮＤ１２５ａの出力端は、後段のディセーブル制限部１３の信号入力端に接続される一方、ＮＡＮＤ１２５ｂの一入力端にも接続されている。ＲＳラッチ１２５のリセット端（Ｒ）に相当するＮＡＮＤ１２５ｂの他入力端は、復帰信号ＥＮの印加端に接続されている。

なお、上記の復帰信号ＥＮは、シャットダウンされたスイッチング電源ＩＣ１の動作を強制的に復帰させるための外部信号であり、その定常時論理はハイレベルとされている。また、復帰信号ＥＮは、発熱検出部１１にも印加されている。すなわち、スイッチング電源ＩＣ１の動作は、温度保護回路１０の自動復帰機能に依ることなく、復帰信号ＥＮの再投入（ローレベル遷移）によっても、強制的に復帰させることができる。

図４は、上記の構成から成るイネーブル制限部１２の一動作例を説明するための図である。なお、本図（ａ）は、発熱検出信号Ａに意図していないノイズパルスが重畳した場合を示しており、本図（ｂ）は、異常発熱が生じて発熱検出信号Ａがイネーブルとされた場合を示している。

まず、本図（ａ）の場合について詳細に説明する。ノイズの重畳しない定常状態（異常発熱の非発生状態）において、発熱検出信号Ａはディセーブル状態（ローレベル）とされている。また、復帰信号ＥＮはハイレベルとされている。従って、ＮＡＮＤ１２１の出力論理はハイレベルとなり、インバータ１２２の出力論理はローレベルとなる。すなわち、カウンタ１２３を構成するＤフリップフロップＦＦ１〜ＦＦｍはいずれもリセット状態とされ、カウンタ１２３の出力論理はローレベルに維持される。その結果、ＲＳラッチ１２５のセット入力論理及びリセット入力論理は、いずれもハイレベルとなり、その出力信号（発熱検出信号Ｂ）の論理はそれ以前のディセーブル状態（ローレベル）に維持されることになる。

ここで、ノイズ重畳に起因して発熱検出信号Ａが意図せずイネーブルとされ、その論理がハイレベルとなった場合、ＤフリップフロップＦＦ１〜ＦＦｍのリセット状態は一時的に解除され、カウンタ１２３にて、クロック信号ＣＬＫのカウントが開始される。しかしながら、発熱検出信号Ａのイネーブル状態が所定の確認期間（カウンタ１２３でのクロックカウントが完了するまでの期間）に亘って維持されることはなく、結局、ＤフリップフロップＦＦ１〜ＦＦｍは、カウント未完了のまま、リセット状態に戻される。従って、ＳＲラッチ１２５のセット入力論理がローレベルに変遷されることはなく、発熱検出信号Ｂはディセーブルとされたままの状態、すなわちノイズが除去された状態となる。

次に、本図（ｂ）の場合について詳細に説明する。ノイズの重畳しない定常状態（異常発熱の非発生状態）における動作は、上記と同様であり、発熱検出信号Ｂの論理はディセーブル状態（ローレベル）に維持される。一方、異常発熱が生じて発熱検出信号Ａがイネーブルとされ、その論理がハイレベルとなった場合、ＤフリップフロップＦＦ１〜ＦＦｍのリセット状態は解除され、カウンタ１２３にてクロック信号ＣＬＫのカウントが開始される。そして、発熱検出信号Ａのイネーブル状態が所定の確認期間に亘って維持され、カウンタ１２３でのクロックカウントが完了されると、ＲＳラッチ１２５のセット入力論理はハイレベルからローレベルに変遷される。その結果、発熱検出信号Ｂは、発熱検出信号Ａよりも所定の確認時間だけ遅れてイネーブルとされることになる。

上記構成によれば、イネーブル制限部１２を簡易な回路で実現することが可能となる。なお、スイッチング電源ＩＣ１にカウンタが既設であれば、回路規模縮小の観点から、それをカウンタ１２３として流用しても構わない。また、上記の確認期間は、ＤフリップフロップＦＦ１〜ＦＦｍの段数を適宜変更することによって任意に設定することができる。

図５は、イネーブル制限部１２の第２の構成例を示すブロック図である。本図に示すように、本構成例のイネーブル制限部１２は、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２と、Ｎチャネル電界効果トランジスタＱ１と、定電流源Ｉ１と、容量Ｃ１と、反転出力コンパレータＣＭＰ１と、を有して成る。

インバータＩＮＶ１の入力端は、発熱検出部１１の出力端に接続されている。インバータＩＮＶ１の出力端は、トランジスタＱ１のゲートに接続されている。トランジスタＱ１のドレインは、定電流源Ｉ１を介して、電源電圧印加端に接続されており、トランジスタＱ１のソースは接地されている。容量Ｃ１の一端は、トランジスタＱ１のドレイン及び反転出力コンパレータＣＭＰ１の入力端に各々接続されている。容量Ｃ１の他端は接地されている。反転出力コンパレータＣＭＰ１の出力端は、インバータＩＮＶ２を介して、後段のディセーブル制限部１３の信号入力端に接続されている。

図６は、上記の構成から成るイネーブル制限部１２の一動作例を説明するための図である。なお、本図（ａ）は、発熱検出信号Ａに意図していないノイズパルスが重畳した場合を示しており、本図（ｂ）は、異常発熱が生じて発熱検出信号Ａがイネーブルとされた場合を示している。

まず、本図（ａ）の場合について詳細に説明する。ノイズの重畳しない定常状態（異常発熱の非発生状態）において、発熱検出信号Ａはディセーブル状態（ローレベル）とされているため、トランジスタＱ１はオン状態となり、容量Ｃ１は放電状態となる。従って、容量Ｃ１の充電電圧レベルが反転出力コンパレータＣＭＰ１の閾値電圧を超えることはなく、比較信号の論理はハイレベルに維持され、発熱検出信号Ｂの論理は、ディセーブル状態（ローレベル）に維持される。

ここで、ノイズ重畳に起因して発熱検出信号Ａが意図せずイネーブルとされ、その論理がハイレベルとなった場合、トランジスタＱ１は一時的にオフ状態となり、容量Ｃ１の充電が開始される。しかしながら、発熱検出信号Ａのイネーブル状態が所定の確認期間（容量Ｃ１の充電が完了するまでの期間）に亘って維持されることはなく、結局、トランジスタＱ１は、容量Ｃ１の充電が未完了のまま、オン状態に戻される。従って、容量Ｃ１の充電電圧レベルが反転出力コンパレータＣＭＰ１の閾値電圧を超えることはないため、その比較信号の論理がローレベルに変遷されることもなく、発熱検出信号Ｂはディセーブルとされたままの状態、すなわち、ノイズが除去された状態となる。

次に、本図（ｂ）の場合について詳細に説明する。ノイズの重畳しない定常状態（異常発熱の非発生状態）における動作は、上記と同様であり、発熱検出信号Ｂの論理は、ディセーブル状態（ローレベル）に維持される。一方、異常発熱が生じて発熱検出信号Ａがイネーブルとされ、その論理がハイレベルとなった場合、トランジスタＱ１はオフ状態となり、容量Ｃ１の充電が開始される。そして、発熱検出信号Ａのイネーブル状態が所定の確認期間に亘って維持され、容量Ｃ１の充電が完了されると、容量Ｃ１の充電電圧レベルが反転出力コンパレータＣＭＰ１の閾値電圧を超えて、比較信号の論理がハイレベルからローレベルに変遷される。その結果、発熱検出信号Ｂは、発熱検出信号Ａよりも所定の確認時間だけ遅れてイネーブルとされることになる。

上記構成によれば、カウンタを必要としない分、イネーブル制限部１２を先述の第１の構成例よりも小規模な回路で実現することが可能となる。すなわち、上記構成は、スイッチング電源ＩＣ１にカウンタが既設でない場合などに好適である。なお、上記の確認期間は、容量Ｃ１の静電容量と定電流源Ｉ１の定電流量を適宜調整することによって、任意に設定することができる。

図７は、ディセーブル制限部１３の一構成例を示すブロック図である。本図に示すように、本構成例のディセーブル制限部１３は、参照信号生成部１３１と、信号選択回路１３２と、を有して成る。

参照信号生成部１３１は、イネーブル制限部１２から入力される発熱検出信号Ｂのイネーブルに同期してイネーブル（本実施形態ではハイレベル遷移）とされ、かつ、そのイネーブルから所定期間ｔ０が経過した後にディセーブル（本実施形態ではローレベル遷移）とされる参照信号ｂ２を生成する手段である。なお、所定期間ｔ０は、ＩＣパッケージの放熱性等に応じて予め設定される最短イネーブル期間（固定期間）である。

信号選択部１３２は、イネーブル制限部１２から直接入力される比較信号ｂ１（すなわち発熱検出信号Ｂ）と、参照信号生成部１３１から入力される参照信号ｂ２とを比較し、よりイネーブル期間（パルス幅）の長い方を温度保護信号Ｓｔｓｄとして後段回路に出力する手段である。

図８は、上記構成から成るディセーブル制限部１３の一動作例を説明するための図である。なお、本図（ａ）は、チップ温度が急峻に変動する場合を示しており、本図（ｂ）はチップ温度が緩慢に変動する場合を示している。

まず、本図（ａ）の場合について詳細に説明する。本図（ａ）のように、スイッチング電源ＩＣ１のシャットダウンと同時に、チップ温度が急峻に低下し、所定期間ｔ０よりも短い期間ｔ１を経過した時点で、第２の閾値温度Ｔｔｈ２を下回った場合、比較信号ｂ１のイネーブル期間ｔ１は、参照信号ｂ２のイネーブル期間ｔ０よりも短くなる。このような場合、信号選択部１３２は、温度保護信号Ｓｔｓｄの論理発振を生じる恐れが高いという認識の下、よりイネーブル期間の長い方（すなわち参照信号ｂ２）を温度保護信号Ｓｔｓｄとして後段回路に出力する。

次に、本図（ｂ）の場合について詳細に説明する。本図（ｂ）のように、スイッチング電源ＩＣ１のシャットダウン後、チップ温度が緩慢に低下し、所定期間ｔ０よりも長い期間ｔ２を経過した時点で、第２の閾値温度Ｔｔｈ２を下回った場合、比較信号ｂ１のイネーブル期間ｔ２は、参照信号ｂ２のイネーブル期間ｔ２より長くなる。このような場合、信号選択部１３２は、よりイネーブル期間の長い方（すなわち比較信号ｂ１）を温度保護信号Ｓｔｓｄとして後段回路に出力する。

上記の構成によれば、ディセーブル制限部１３を簡易な回路で実現することが可能となる。なお、所定期間ｔ０を計時する手段としてカウンタを用いる場合、スイッチング電源ＩＣ１にカウンタが既設であれば、回路規模縮小の観点からそれを流用しても構わない。また、イネーブル制限部１２を先述の第１の構成例で実現するのであれば、そのカウンタ１２３を流用しても構わない。すなわち、信号Ｂがイネーブルとされるまでの期間は、カウンタ１２３をイネーブル制限手段の一部として用いる一方、発熱検出信号Ｂがイネーブルとされた後の期間は、カウンタ１２３をディセーブル制限手段の一部として用いても構わない。

なお、上記の実施形態では、スイッチング電源ＩＣに本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、他の半導体集積回路装置にも広く適用することが可能である。例えば、モータを有して成る電気機器全般において、モータ駆動手段として、本発明に係る半導体集積回路装置を用いれば、モータ駆動の信頼性を向上することができる。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、上記の実施形態では、イネーブル制限部１２とディセーブル制限部１３を両方有する構成を例示して説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、いずれか一方のみを有する構成としても構わない。すなわち、イネーブル制限部１２で得られる発熱検出信号Ｂを温度保護信号Ｓｔｓｄとして出力する構成としてもよいし、発熱検出部１１で得られる発熱検出信号Ａをディセーブル制限部１３に入力する構成としても構わない。

本発明は、半導体集積回路装置の温度保護精度を高める上で有用な技術であり、例えばノイズ源となるパワートランジスタをＩＣに内蔵して成るスイッチング電源装置やモータ駆動装置について、好適に利用することができる。

は、本発明に係るスイッチング電源ＩＣの概略を示すブロック図である。 は、温度保護回路１０の概略を示すブロック図である。 は、イネーブル制限部１２の一構成例を示すブロック図である。 は、イネーブル制限動作の一例を説明するための図である。 は、イネーブル制限部１２の別構成例を示す回路図である。 は、イネーブル制限動作の別の一例を説明するための図である。 は、ディセーブル制限部１３の一構成例を示すブロック図である。 は、ディセーブル制限動作を説明するための図である。

符号の説明

１ スイッチング電源ＩＣ
Ｔ１、Ｔ２ 電源端子
１０ 温度保護回路
２０ スイッチング電源回路
１１ 発熱検出部
１２ イネーブル制限部
１３ ディセーブル制限部
１２１ ＮＡＮＤ
１２２ インバータ
１２３ カウンタ
１２４ インバータ
１２５ ＳＲラッチ
１２５ａ、１２５ｂ ＮＡＮＤ
１３１ 参照信号生成部
１３２ 信号選択部
ＦＦ１〜ＦＦｍ Ｄフリップフロップ
ＩＮＶ１、ＩＮＶ２ インバータ
Ｑ１ Ｎチャネル電界効果トランジスタ
Ｉ１ 定電流源
Ｃ１ 容量
ＣＭＰ１ 反転出力コンパレータ

Claims (8)

1. 監視対象温度が所定の閾値温度に達したときにイネーブルとされる第１発熱検出信号を生成する発熱検出部と；第１発熱検出信号が所定の確認期間に亘ってイネーブル状態に維持されたときにイネーブルとされる第２発熱検出信号を生成するイネーブル制限部と；第２発熱検出信号のイネーブルに同期してイネーブルとされ、かつ、少なくとも所定の最短期間については、そのイネーブル状態が維持される温度保護信号を生成するディセーブル制限部と；を有し、
   前記ディセーブル制限部は、第２発熱検出信号のイネーブル期間が前記最短期間より短くても、少なくとも前記最短期間はイネーブル状態に維持される信号を温度保護信号として送出することを特徴とする温度保護回路。
2. 監視対象温度が所定の閾値温度に達したときにイネーブルとされる第１発熱検出信号を生成する発熱検出部と；第１発熱検出信号が所定の確認期間に亘ってイネーブル状態に維持されたときにイネーブルとされる第２発熱検出信号を温度保護信号として生成するイネーブル制限部と；を有し、
   前記イネーブル制限部は、第１発熱検出信号のイネーブルでリセット解除され、ディセーブルでリセットされるカウンタと；第１発熱検出信号のイネーブル状態が前記確認期間に亘って維持され、前記カウンタでのクロックカウントが完了されたときに、そのセット入力論理が変遷されて、その出力論理が変遷されるラッチと；を有して成り、前記ラッチの出力信号を第２発熱検出信号として送出することを特徴とする温度保護回路。
3. 監視対象温度が所定の閾値温度に達したときにイネーブルとされる第１発熱検出信号を生成する発熱検出部と；第１発熱検出信号が所定の確認期間に亘ってイネーブル状態に維持されたときにイネーブルとされる第２発熱検出信号を温度保護信号として生成するイネーブル制限部と；を有し、
   前記イネーブル制限部は、第１発熱検出信号のイネーブルで充電開始され、ディセーブルで放電開始される容量と；第１発熱検出信号のイネーブル状態が前記確認期間に亘って維持され、前記容量での充電が完了されたときに、当該容量の充電電圧レベルがその閾値電圧を超えて、その出力論理が変遷されるコンパレータと；を有して成り、前記コンパレータの出力信号を第２発熱検出信号として送出することを特徴とする温度保護回路。
4. 前記発熱検出部の第１発熱検出信号は、監視対象温度が第１の閾値温度に達したときにイネーブルとされ、当該監視対象温度が第１の閾値温度よりも低い第２の閾値温度を下回ったときにディセーブルとされることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の温度保護回路。
5. 監視対象温度に基づく発熱検出信号に同期してイネーブルとされ、かつ、少なくとも所定の最短期間については、そのイネーブル状態が維持される温度保護信号を生成するディセーブル制限部を有し、
   前記ディセーブル制限部は、前記発熱検出信号のイネーブルに同期してイネーブルとされ、かつ、そのイネーブルから前記最短期間が経過した後にディセーブルとされる参照信号を生成する参照信号生成部と；前記発熱検出信号と前記参照信号のうちイネーブル期間の長い方を前記温度保護信号として送出する信号選択部と；を有して成ることを特徴とする温度保護回路。
6. スイッチング制御されるパワートランジスタと、該パワートランジスタの異常発熱を検知して保護対象回路に異常である旨を報知する温度保護回路と、を内蔵して成る半導体集積回路装置であって、前記温度保護回路として、請求項１〜請求項５のいずれかに記載の温度保護回路を有して成ることを特徴とする半導体集積回路装置。
7. 請求項６に記載の半導体集積回路装置を用いて入力電圧から出力電圧を生成することを特徴とする電源装置。
8. 請求項６に記載の半導体集積回路装置で駆動制御されるモータを有して成ることを特徴とする電気機器。

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