JP4771017B1 - スイッチング電源回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】昇圧チョッパを採用したインターリーブ型力率改善回路において、リアクトルの特性を適切に設定することによって、効率向上と可聴音抑制とのトレードオフを改善する。
【解決手段】経路ＬＨ１に接続されるリアクトルＬ１、ダイオードＤ１及びスイッチング素子Ｓ１は昇圧回路Ｂ１を構成し、いずれも経路ＬＨ２に接続されるリアクトルＬ２、ダイオードＤ２及びスイッチング素子Ｓ２は昇圧回路Ｂ２を構成する。昇圧回路Ｂ１，Ｂ２は入力側の力率を改善する力率改善回路としても機能する。リアクトルＬ１，Ｌ２にはスイングチョークが採用される。
【選択図】図１１

Description

本発明はスイッチング電源回路に関し、特に力率改善回路に関する。
特許文献１には電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータが開示され、スイング型チョークコイル（以下「スイングチョーク」）及びこれと並列接続された共振用チョークコイルを伴ったコンバータが開示されている。
非特許文献１には、臨界電流モードかつインターリーブで動作する一対の力率改善回路（以下、単に「インターリーブ型力率改善回路」と称す）が開示されている。インターリーブ型力率改善回路では、昇圧型のチョッパ回路の一対が並列接続されており、リアクトル、ダイオード、スイッチング素子を有している。かかるスイッチング素子として例えばＭＯＳ電界効果トランジスタが採用される。
非特許文献２はリアクトルに流れる電流として、電流連続モード、臨界電流モード、電流不連続モードについて開示し、またスイングチョークについても開示している。
特開平９−２２４３６９号公報
喜多村 守、「１．５ｋＷの低ノイズ高調波対策電源を作れる臨界モード／インターリーブＰＦＣ ＩＣ Ｒ２Ａ２０１１２」、トランジスタ技術２００８年５月号、ＣＱ出版株式会社、2008年8月、第１７６頁乃至第１８４頁 佐藤守男、「電源回路のＬＣ素子」、［online］、［平成22年3月5日検索］、インターネット(URL:http://www.tdk.co.jp/tjbcd01/bcd23_26.pdf 第１２乃至１３頁）（ＴＨＥＨＯＴＬＩＮＥvol.25、第３９頁乃至第４０頁）
力率改善回路を電流連続モードで動作させることは、ダイオードＤ１に電流が流れているときにスイッチングが行われることを招くので、電気的ノイズが増大する観点で望ましくない。よって力率改善回路は電流不連続モードあるいは臨界電流モードで使用することが望ましい。例えばインターリーブ型力率改善回路では、リアクトルに流れる電流は通常は臨界電流モードが採用される。
力率改善回路中のリアクトルのインダクタンスが大きいと、力率改善回路に大きな電流が流れるとき、電流連続モードになりやすい。また電流連続モードではなく臨界電流モードで力率改善回路を動作させることができても、当該インダクタンスが大きいときに大きな電流を流すためにはスイッチング周波数の低下を招く。これは機械的振動の周波数が可聴域に入り易くし、可聴の騒音を招来する観点で望ましくない。
よって力率改善回路、特に臨界電流モードが採用されるインターリーブ型力率改善回路を大電力用に採用する場合には、リアクトルのインダクタンスを下げることが望ましい。
しかし、臨界電流モードでリアクトルのインダクタンスを下げると、負荷が小さい状況において、スイッチング周波数が高くなる。これはスイッチングに伴って発生するノイズの増大や、力率改善回路中のスイッチング素子のスイッチング損失の増大により効率が低下する問題を招来する。
力率改善回路を電流不連続モードで動作させれば、リアクトルのインダクタンスが小さく、負荷も小さい状況においてスイッチング周波数を上昇させないことも可能である。但しスイッチング周波数を上昇させないと、スイッチング素子に流れる電流が増大し、スイッチング損失の増大のみならず、スイッチング素子の導通損失も増大し、効率が低下する。
そこで、本発明は、昇圧チョッパを採用した力率改善回路において、リアクトルの特性を適切に設定することによって、効率低下の抑制と可聴音抑制とのトレードオフを改善するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
この発明にかかるスイッチング電源回路の第１の態様は、冷媒サイクル（９００）に設けられる冷媒圧縮機（７）を駆動するインバータ（５）へ直流電流を供給し、臨界電流モード若しくは電流不連続モードで機能する力率改善回路（４）である。そして第１及び第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、第１及び第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と、前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結ぶ第１の経路（ＬＨ１）と、前記第１の経路上に設けられた第１のリアクトル（Ｌ１）と、前記第１の経路上で、前記第１のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第１のリアクトル側に向けて設けられる第１のダイオード（Ｄ１）と、前記第２の入力端と前記第２の出力端との間を結ぶ第２の経路（ＬＬ）と、前記第１のリアクトルと前記第１のダイオードとの間の点と、前記第２の経路との間に設けられた第１のスイッチング素子（Ｓ１）とを備える。
そして前記冷媒サイクルが中間運転能力及び前記中間運転能力よりも低い能力で運転するときの前記第１のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第１のリアクトルのインダクタンスは第１値（Ｌ１１）を採り、前記冷媒サイクルが最大運転能力を越える能力で過渡的に運転するとき及び前記最大運転能力で運転するときの前記第１のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第１のリアクトルのインダクタンスは、前記第１値よりも小さい第２値（Ｌ１２）を採ることを特徴とする。
この発明にかかるスイッチング電源回路の第２の態様は、その第１の態様であって、前記冷媒サイクルが定格能力で運転するときの前記第１のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第１のリアクトルのインダクタンスは前記第１値を採る。
この発明にかかるスイッチング電源回路の第３の態様は、その第１の態様又は第２の態様のいずれかであって、前記第１のリアクトルのインダクタンスは、前記第１のスイッチング素子のスイッチング周波数を可聴周波数以上にする値を採る。
この発明にかかるスイッチング電源回路の第４の態様は、その第１の態様、第２の態様又は第３の態様のいずれかであって、前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結び前記第１の経路とは異なる第３の経路（ＬＨ２）と、前記第３の経路上に設けられた第２のリアクトル（Ｌ２）と、前記第３の経路上で、前記第２のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第２のリアクトル側に向けて設けられる第２のダイオード（Ｄ２）と、前記第２のリアクトルと前記第２のダイオードとの間の点と、前記第２の経路（ＬＬ）との間に設けられ、前記第１のスイッチング素子と排他的に導通する第２のスイッチング素子（Ｓ２）とを更に備える。
この発明にかかるスイッチング電源回路の第５の態様は、その第１の態様、第２の態様、第３の態様、又は第４の態様のいずれかであって、前記第１のスイッチング素子と前記第１のリアクトルとは同じプリント基板に搭載される。
前記冷媒サイクルは例えば空気調和機である。
冷媒サイクルの運転能力は、中間運転能力よりも低い能力から最大運転能力までの広い範囲において変動し、インバータの負荷も大きく変動する。この発明にかかる力率改善回路の第１の態様によれば、スイッチング電源回路の発生する音はインバータの負荷が大きくても可聴音域に至りにくく、当該負荷が小さいときに発生する損失が低減される。
この発明にかかる力率改善回路の第２の態様によれば、定格能力においても損失が低減される。
この発明にかかる力率改善回路の第３の態様によれば、スイッチング電源回路の発生する音が可聴音域に至らず、騒音の発生が回避される。
この発明にかかる力率改善回路の第４の態様によれば、いわゆるインターリーブ方式の動作が実現されるので、力率改善回路への入力電流のリプルが低減される。
この発明にかかる力率改善回路の第１〜第４の態様によれば、第１のリアクトルの発熱が小さい。よって第１のスイッチング素子が搭載されるプリント基板に第１のリアクトルを搭載しても、第１のスイッチング素子への発熱の影響が小さく、特に第１のスイッチング素子として半導体素子が採用される場合に好適である。よってこの発明にかかる力率改善回路の第５の態様によれば、第１のスイッチング素子が搭載される基板と第１のリアクトルとを接続するための接続線が不要となり、部品点数の削減のみならず接続線に起因する雑音も回避される。
本発明の実施の形態にかかる力率改善回路の構成を示す回路図 臨界電流モードの動作を示すグラフ 電流不連続モードの動作を示すグラフ 空気調和機９００の構成を例示するブロック図 当該力率改善回路で採用されるリアクトルのインダクタンスを示すグラフ リアクトルに流れる電流を示すグラフ リアクトルに流れる電流を示すグラフ リアクトルに流れる電流を示すグラフ 当該力率改善回路で採用されるリアクトルのインダクタンスを示すグラフ 力率改善回路４の外観を示す図 本発明の実施の形態にかかるインターリーブ型力率改善回路の構成を示す回路図 当該インターリーブ型力率改善回路の動作を示すグラフ
本実施の形態にかかるスイッチング電源回路は、図１に例示するように、入力端Ｐ１，Ｐ２と出力端Ｐ３，Ｐ４とリアクトルＬ１とダイオードＤ１とスイッチング素子Ｓ１と、平滑コンデンサＣとを備えている。
入力端Ｐ１，Ｐ２の間には直流電圧が印加される。例えば入力端Ｐ１，Ｐ２には不図示のダイオード整流回路が接続される。ダイオード整流回路は交流電源からの交流電圧を整流し、整流後の直流電圧を入力端Ｐ１，Ｐ２の間に印加する。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。なお、入力端Ｐ１，Ｐ２にダイオード整流回路が接続されることは必須要件ではない。入力端Ｐ１，Ｐ２の間に直流電圧を印加する任意の構成が入力端Ｐ１，Ｐ２に接続されていればよい。
リアクトルＬ１は入力端Ｐ１と出力端Ｐ３とを結ぶ経路ＬＨ１上に設けられている。
ダイオードＤ１は経路ＬＨ１上において出力端Ｐ３側でリアクトルＬ１と直列に接続されている。ダイオードＤ１はそのアノードをリアクトルＬ１に向けて設けられる。
スイッチング素子Ｓ１は、リアクトルＬ１とダイオードＤ１との間の点と、入力端Ｐ２および出力端Ｐ４を結ぶ経路ＬＬとの間に設けられる。なお図１の例示では、スイッチング素子Ｓ１がＭＯＳ電界効果トランジスタとして示されているが、これに限らない。スイッチング素子Ｓ１は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又はバイポーラトランジスタ等であってよい。
ここで「ＭＯＳ」という用語は、古くは金属／酸化物／半導体の積層構造に用いられており、Metal-Oxide-Semiconductorの頭文字を採ったものとされている。しかしながら特にＭＯＳ構造を有する電界効果トランジスタ（「ＭＯＳ電界効果トランジスタ）においては、近年の集積化や製造プロセスの改善などの観点からゲート絶縁膜やゲート電極の材料が改善されている。
例えば主としてソース・ドレインを自己整合的に形成する観点から、ゲート電極の材料として金属の代わりに多結晶シリコンが採用されてきている。また電気的特性を改善する観点から、ゲート絶縁膜の材料として高誘電率の材料が採用されるが、当該材料は必ずしも酸化物には限定されない。
従って「ＭＯＳ」という用語は必ずしも金属／酸化物／半導体の積層構造のみに限定されて採用されているわけではなく、本明細書でもそのような限定を前提としない。即ち、技術常識に鑑みて、ここでは「ＭＯＳ」とはその語源に起因した略語としてのみならず、広く導電体／絶縁体／半導体の積層構造をも含む意義を有する。
出力端Ｐ３，Ｐ４の間には平滑コンデンサＣが設けられている。平滑コンデンサＣは入力端Ｐ１，Ｐ２からリアクトルＬ１、ダイオードＤ１及びスイッチング素子Ｓ１を介して印加される直流電圧を平滑する。
いずれも経路ＬＨ１に接続されるリアクトルＬ１及びダイオードＤ１と、スイッチング素子Ｓ１とは昇圧回路Ｂ１を構成し、昇圧回路Ｂ１は平滑コンデンサＣと共にスイッチング電源回路を構成する。昇圧回路Ｂ１は入力側の力率を改善する力率改善回路としても機能する。
制御部６はリアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１に基づいて、スイッチング素子Ｓ１の導通／非導通を、例えば図２のように臨界電流モードで制御し、あるいは例えば図３のように電流不連続モードで制御する。
本実施の形態では電流ＩＬ１の検出のためにリアクトルＬ１ｓが設けられている。リアクトルＬ１ｓはリアクトルＬ１と共にトランスを構成している。制御部６はリアクトルＬ１ｓに流れる電流を検知し、電流ＩＬ１を見積もる。
図４は本実施の形態にかかる力率改善回路４を採用する冷媒サイクルたる空気調和機９００の構成を例示するブロック図である。空気調和機９００は室内機９０１及び室外機９０２を有している。室内機９０１及び室外機９０２はいずれも商用電源１から交流電力が供給され、当該交流電力の総量を電力Ｗとして示している。力率改善回路４としては上述の昇圧回路Ｂ１を採用することができる。空気調和機９００に代替して、公知のヒートポンプ形式の冷媒サイクル、例えば給湯器を適用することもできる。
空気調和機９００はその室外機９０２において、冷媒圧縮機７及びこれを駆動するインバータ５を設けている。力率改善回路４は臨界電流モード若しくは電流不連続モードで動作し、インバータ５へ直流電流を供給する。
ダイオード整流回路３も室外機９０２に設けられ、これは商用電源１からの交流電圧を整流し、整流後の直流電圧を力率改善回路４に供給する。
制御部６は力率改善回路４のみならず、インバータ５の動作も制御する。
このようなスイッチング素子Ｓ１の導通／非導通やインバータ５を制御する手法については周知であるのでこれ以上の説明は割愛する。
またここでは、制御部６はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部６はこれに限らず、制御部６によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
本実施の形態においては、リアクトルＬ１にスイングチョークが採用される。
図５において、通常のリアクトルのインダクタンスを曲線１０１で、スイングチョークのインダクタンスを曲線１０２で、それぞれ示した。但しここでは電流が小さい領域での両者のインダクタンスが等しい場合を例示している。
本実施の形態にかかるスイッチング電源回路は、リアクトルＬ１に電流不連続モードあるいは臨界電流モードで電流を流して駆動される。入力端Ｐ１，Ｐ２に入力される入力電流はダイオード整流回路３によって整流された直流であるのが通常であり、例えばダイオード整流回路３には正弦波が入力される。
以下、リアクトルＬ１にスイングチョークが採用された場合において、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１について説明する。
スイングチョークのインダクタンスは図５に曲線１０２で示されるように、電流が大きい領域においてほぼ平坦な特性を示し、かつスイングチョークに流れる電流が小さい領域におけるインダクタンスは、当該電流が大きい領域におけるインダクタンスよりも大きい。換言すれば、曲線１０２は少なくとも二つの変曲点を有していることになる。
電流ＩＬ１の値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は、空気調和機９００に供給される電力Ｗが、それぞれの中間運転消費電力、定格運転消費電力、最大運転消費電力（日本工業規格Ｃ９６１２参照）をとるときの最大電流に対応する。即ち、空気調和機９００が中間運転能力で運転するときには電流ＩＬ１の最大値は値Ｉ１を、空気調和機９００が定格運転で運転するときには電流ＩＬ１の最大値は値Ｉ２を、最大運転能力で運転するときには電流ＩＬ１の最大値は値Ｉ３を、それぞれ採ることになる（Ｉ３＞Ｉ２＞Ｉ１）。あるいは、定格運転消費電力は国際工業規格５１５１−１に則っても良く、この場合には中間消費電力は定格運転消費電力の半分と把握される。最大運転能力は冷房運転時では空気調和機のメーカーが指定する、当該空気調和機が連続して出力できる能力であり、暖房運転時では、上記規格にて定義された暖房低温能力の１．３８倍となる。
リアクトルＬ１のインダクタンスは、空気調和機９００が中間運転能力及び中間運転能力よりも低い能力で運転するときの電流ＩＬ１が最大値Ｉ１を採るときに、値Ｌ１１を採り、空気調和機９００が最大運転能力で運転するとき及び最大運転能力を越える能力で過渡的に運転するときの電流ＩＬ１が最大値Ｉ１を採るときには、第２値Ｌ１２（＜Ｌ１１）を採る。
図６は電流ＩＬ１が、値Ｉ１よりも更に小さい値を採る場合を示すグラフである。電流ＩＬ１に併記された破線は電流ＩＬ１の包絡線の概要を示す。当該包絡線は正弦波状に制御されるので（例えば非特許文献１の図１４等）、電流ＩＬ１が小さいと、臨界電流モードではスイッチング素子Ｓ１が導通／非導通する周波数（即ちスイッチング周波数）が高くなってスイッチング損卒が大きくなり易い。電流ＩＬ１が小さいと、電流不連続モードではスイッチング周波数を上昇させないとスイッチング素子Ｓ１が導通時に流す電流が増大する。これはスイッチング損失及び導通損失の増大を招来し、効率が低下する。そこでリアクトルＬ１のインダクタンスの値Ｌ１１を高くして、スイッチング素子Ｓ１が導通しても電流ＩＬ１が上昇しにくいことが望ましい。
このようにして、中間運転能力以下で空気調和機９００が運転されるとき、その損失を低減し、効率の良い運転を行うことができる。一般に、空気調和を必要とする外気温度の発生時間（例えば日本工業規格Ｃ９６１２附属書３表３及び表６参照）は、空気調和機の中間能力以下での運転が要求される温度に集中している。よって中間運転能力以下での効率の向上は、通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ：Annual Performance Factor、日本工業規格Ｃ９６１２附属書３を参照）を改善する。
より通年エネルギー消費効率を改善するため、図５に曲線１０２で示されるように、リアクトルＬ１として採用されるスイングチョークのインダクタンスは、定格運転に対応する値Ｉ２に電流ＩＬ１が至るまで値Ｌ１１を採ってもよい。
なお、一般に、絶縁ゲートバイポーラトランジスタの導通損失は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタに流れる電流と、そのエミッタ−コレクタ間電圧の積で表される。他方、ＭＯＳ電界効果トランジスタの導通損失は、ＭＯＳ電界効果トランジスタに流れる電流の二乗と、そのオン抵抗との積で表される。通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタのエミッタ−コレクタ間電圧は１．５Ｖ程度であり、及びＭＯＳ電界効果トランジスタのオン抵抗は０．２Ω程度である。よって流れる電流が７．５Ａ以下のときには絶縁ゲートバイポーラトランジスタよりもＭＯＳ電界効果トランジスタの方が、導通損失は小さくなる。
かかる導通損失の比較に鑑みれば、スイッチング素子Ｓ１としてＭＯＳ電界効果トランジスタを採用することは、中間運転能力以下で空気調和機９００が運転されるときの損失を低減し、ひいては通年エネルギー消費効率を向上させる観点で望ましい。
図６は曲線１０１のインダクタンスに対応する通常のリアクトルに流れる電流、曲線１０２のインダクタンスに対応するスイングチョークに流れる電流のいずれにも相当する。両者のインダクタンスは電流ＩＬ１が値Ｉ１よりも小さい領域において一致するからである。
さて、運転能力を大きくして電流ＩＬ１を大きくする必要がある場合を考える。図７は曲線１０１でそのインダクタンスが示される通常のリアクトルを用いた場合に、運転能力が大きく、流れる電流ＩＬ１も値Ｉ２（＞Ｉ１）を越える場合のグラフを示す。図５に示されるように曲線１０１は電流ＩＬ１が値Ｉ２を越える辺りから大きく低下し、値Ｉ３（＞Ｉ２）ではさらに低下する傾斜がきつくなる。
もし電流ＩＬ１が値Ｉ２を越えても、リアクトルＬ１のインダクタンスが低下しなければ電流ＩＬ１の波形の傾斜も図６に示されたグラフと同程度であるはず（図７の三角波の破線参照）である。しかしリアクトルＬ１のインダクタンスが低下するため、電流ＩＬ１の傾斜は値Ｉ２を越えると急峻となり、大きな電流が流れてしまう（図７の実線のグラフ参照）。これにより、電流ＩＬ１は値Ｉ３をも越える部分が発生し、その傾斜は更に急峻となる。よって電流ＩＬ１の包絡線は大きく歪み、高調波抑制の観点で望ましくない。しかも、臨界電流モードが採用されていればスイッチング周波数が低下して可聴周波数帯に入るという懸念があり、電流不連続モードが採用されていれば電流連続モードに移行しやすく電気的ノイズが増大するという懸念もある。
他方、図８は曲線１０２でそのインダクタンスが示されるスイングチョークをリアクトルＬ１に用いた場合に、運転能力が大きく、流れる電流ＩＬ１も値Ｉ２を越える場合のグラフを示す。曲線１０２で示されるように、当該インダクタンスは電流ＩＬ１が増大するにつれて一旦は低下するものの、更に電流ＩＬ１が増大してもインダクタンスは余り低下しない。よって電流ＩＬ１が値Ｉ２を越えても、電流ＩＬ１の傾斜は値Ｉ２を越えても余り急峻とはならず、値Ｉ３に達することもない。よって電流ＩＬ１の包絡線の波形歪みも少なく、当該包絡線の平均値（図８の鎖線参照）も正弦波に近づくことになる。
一般に空気調和機９００は最大運転以下で運転されるが、過渡的に最大運転を越えた運転を行う場合がある。かかる場合においても効率を維持するためにはリアクトルＬ１のインダクタンスは低下しないことが望ましい。電流ＩＬ１が大きいときには昇圧回路Ｂ１の損失としてはスイッチング素子Ｓ１の導通損失が支配的となり、リアクトルＬ１の銅損による損失が電流ＩＬ１の二乗に比例して増大する。よって当該インダクタンスが小さくなって（図７で示された波形と類似して）電流ＩＬ１のピーク値が大きくなることは回避されることが望ましい。
他方、電流連続モードで動作させないため、また臨界電流モードにおいてスイッチング周波数を小さくしないためには、当該インダクタンスを大きくすることも望ましくない。従って当該インダクタンスは電流ＩＬ１が値Ｉ３以上を採るときに一定値Ｌ１２を採ることが望ましい。
図９において、電流ＩＬ１が値Ｉ３以上となる領域において、スイングチョークが採用されたリアクトルＬ１のインダクタンスが値Ｌ１２で一定となることを説明する。当該インダクタンスは図５と同様に、曲線１０２で表される。但し、図９は図５よりも電流ＩＬ１が値Ｉ３を採る近傍の領域を拡大して示している。
曲線Ｊ１，Ｊ２は、それぞれ機械的振動の周波数が一定となる場合のリアクトルＬ１のインダクタンスの値を示す。
非特許文献１によれば、ダイオード整流回路３へ入力する最小ＡＣ電圧（実効値）と、昇圧回路Ｂ１の出力電圧と、力率及び効率を一定とすると、リアクトルＬ１のインダクタンスは昇圧回路Ｂ１の出力電力の最大値とＰＷＭ周波数の最低値との積に反比例する。出力電力の最大値は出力電圧及び出力電流の積に比例し、ＰＷＭ周波数の最低値はスイッチング周波数の最低値であると見ることができる。よってリアクトルＬ１のインダクタンスはスイッチング周波数を固定すると電流ＩＬ１に反比例し、スイッチング周波数が高いほど小さくなる。
上述の説明から、曲線Ｊ１，Ｊ２は電流ＩＬ１が増大するほど、それらが示すインダクタンスの値は小さくなることがわかる。また曲線Ｊ１で示されるインダクタンスに対応する周波数の値は、曲線Ｊ２で示されるインダクタンスに対応する周波数の値よりも大きく、たとえばそれぞれ２０ｋＨｚ及び１０Ｈｚである。
曲線Ｋ１，Ｋ２は、それぞれ昇圧回路Ｂ１の効率が一定の場合の、リアクトルＬにおけるリアクトルＬ１のインダクタンスの値を示す。但し当該効率ではリアクトルＬの銅損を無視した。よって当該効率はスイッチング損失が大きいほど小さくなり、スイッチング損失はスイッチング周波数が高いほど増大する。そしてスイッチング周波数を下げつつ電流ＩＬ１を大きくするためには、昇圧回路Ｂ１が電流不連続モードのみではなく臨界電流モードでも動作する場合も考慮すると、スイッチングされない期間で昇圧回路Ｂ１から出力される電流のピークを、インダクタンス値を小さくすることで増大させることになる。よって等しい効率で電流ＩＬ１を大きくするには、電流ＩＬ１が大きいほどインダクタンスを小さくする。
上述の説明から、曲線Ｋ１，Ｋ２は電流ＩＬ１が増大するほど、それらが示す効率の値は小さくなることがわかる。また曲線Ｋ１で示されるインダクタンスに対応する効率の値は、曲線Ｋ２で示されるインダクタンスに対応する効率の値よりも大きく、たとえばそれぞれ９５％及び９７％である。
他方、昇圧回路Ｂ１の効率は、上記のスイッチング損失の他、リアクトルＬの銅損によっても損なわれる。そしてリアクトルＬの銅損は電流ＩＬ１の二乗に比例する。曲線Ｒ１は当該銅損を示し、電流ＩＬ１が増大するにつれてその上昇率は大きくなる。
以上のことからリアクトルＬ１のインダクタンスは、機械的振動の周波数が可聴域に入りにくい観点からは曲線Ｊ１で示される値よりも小さく、効率を向上させる観点では曲線Ｋ１，Ｒ１で示される値よりも大きいことが望ましい。特に、過渡的であっても、最大能力運転以上の運転能力が要求される空気調和機に電力が供給される観点からは、当該インダクタンスは電流ＩＬ１が値Ｉ３近傍以上となる領域においては、曲線Ｒ１で示される値よりも大きいことが望まれる。
当該インダクタンスが曲線Ｊ１で示される値よりも大きく、例えばスイッチング周波数が２０ｋＨｚより低下しても、そのこと自体が当該実施の形態を実施できないことを意味するものではない。当該インダクタンスが曲線Ｊ１で示される値よりも大きくても、曲線Ｊ２で示される値よりも小さく、例えばスイッチング周波数が１５ｋＨｚよりも大きければ、冷媒圧縮機７の運転音や、室外機９０２に通常採用されるファン（図示省略）の風切り音や、インバータ５のキャリア周波数に基づく騒音の方が、力率改善回路４のスイッチング周波数に基づく騒音よりも大きい場合がある。かかる場合には、力率改善回路４から発生する騒音に対しての固有の対策を採る必要はない。つまり、可聴域の高域限界辺りまでしかスイッチング周波数が低下しなければ、本実施の形態の効果はあるものと認めることができる。
以上のように、スイングチョークは、そのインダクタンスが電流の大きい領域においてほぼ平坦な特性を示すので、これを採用したリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１が大きいときにも当該インダクタンスを大きく保つことができる。これによりスイッチング周波数が可聴周波数帯に至ることを抑制して騒音を防止しながらも、効率の低下が抑制される。
また出力電流の波形が大きく突出することを抑制できる。つまり出力電流の高調波を抑制できるという効果を招来する。またスイッチング素子Ｓ１に小電流用の素子、例えば電界効果トランジスタを採用することができるという効果もある。また、スイッチング周波数の低下を抑制して当該するという効果もある。
またリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１が小さい領域におけるインダクタンスが、電流ＩＬ１が大きい領域におけるインダクタンスよりも大きいので、電流ＩＬ１が小さい領域での効率を高めることができる。
通常、空気調和機の運転能力は、中間運転能力よりも低い能力から最大運転能力までの広い範囲において変動し、インバータ５の負荷（例えば圧縮機７）も大きく変動する。よって上述のように、リアクトルＬ１のインダクタンスが、空気調和機９００が中間運転能力及び中間運転能力よりも低い能力で運転するときには値Ｌ１１を採り、空気調和機９００が最大運転能力を越える能力で過渡的に運転するとき及び最大運転能力で運転するときには値Ｌ１２（＜Ｌ１１））を採ることにより、下記の利点が得られる。即ちインバータ５の負荷が大きくても、スイッチング電源回路、中でも力率改善回路４の騒音は可聴音域に至りにくく、かつ当該負荷が小さいときに発生する損失が低減される。
そして空気調和機９００が定格能力で運転するときにもリアクトルＬ１のインダクタンスが値Ｌ１１を採ることにより、定格能力においても損失が低減される。
また、リアクトルＬ１のインダクタンスがスイッチング周波数を可聴周波数以上とする値を採ることにより、スイッチング電源回路、中でも力率改善回路４が発生する音は可聴音域に至らず、騒音の発生が回避される。
図１０は力率改善回路４の外観を示す図である。力率改善回路４では、プリント基板４０上に経路ＬＬ，ＬＨ１、入力端Ｐ１，Ｐ２及び出力端Ｐ３，Ｐ４が実現されている。またプリント基板４０にはリアクトルＬ１，Ｌ１ｓ、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｓ１が搭載される。
上述のように、特に電流ＩＬ１が大きい領域でリアクトルＬ１のインダクタンスを大きくすることにより、リアクトルＬ１の発熱は小さくなる。よってスイッチング素子Ｓ１が搭載されるプリント基板４０から、リアクトルＬ１を離して熱的に分離する必要性が少ない。換言すればスイッチング素子Ｓ１が搭載されるプリント基板４０にリアクトルＬ１を搭載しても、スイッチング素子Ｓ１への発熱の影響が小さい。これは特にスイッチング素子Ｓ１として半導体素子が採用される場合に好適である。そしてスイッチング素子Ｓ１が搭載されるプリント基板４０にリアクトルＬ１を搭載することにより、リアクトルＬ１とプリント基板４０とを接続するための接続線が不要となる。かかる接続線の省略により、部品点数の削減のみならず接続線に起因する雑音も回避される。
上記力率改善回路４として、インターリーブ型力率改善回路を採用することができる。図１１はインターリーブ型力率改善回路の構成を示す回路図である。図１１に示された構成は、図１に示された構成に対して、スイッチング素子Ｓ２、リアクトルＬ２，Ｌｓ２、ダイオードＤ２、経路ＬＨ１が追加された構成を有している。
リアクトルＬ２は入力端Ｐ１と出力端Ｐ３とを結ぶ経路ＬＨ２上に設けられている。ダイオードＤ２は経路ＬＨ２上において出力端Ｐ３側でリアクトルＬ２と直列に接続されている。ダイオードＤ２はそのアノードをリアクトルＬ２に向けて設けられる。スイッチング素子Ｓ２は、リアクトルＬ２とダイオードＤ２との間の点と、経路ＬＬとの間に設けられる。スイッチング素子Ｓ２はスイッチング素子Ｓ１と同様に、ＭＯＳ電界効果トランジスタには限定されず、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又はバイポーラトランジスタ等であってよい。
経路ＬＨ２に接続されるリアクトルＬ２、ダイオードＤ２及びスイッチング素子Ｓ２は昇圧回路Ｂ２を構成する。昇圧回路Ｂ１，Ｂ２は入力側の力率を改善する力率改善回路４として機能する。力率改善回路４は平滑コンデンサＣと共にスイッチング電源回路を構成する。制御部６は電流ＩＬ１のみならず、リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬ２にも基づいて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の導通／非導通を、例えば図１２のように制御する。入力端Ｐ１，Ｐ２間に流れる電流ＩＬは電流ＩＬ１，ＩＬ２の和である。
リアクトルＬ１ｓと類似して、電流ＩＬ２の検出のためにリアクトルＬ２ｓが設けられている。リアクトルＬ２ｓはリアクトルＬ２とトランスを構成している。制御部６はリアクトルＬ２ｓに流れる電流を検知して電流ＩＬ２を見積もる。
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は互いに排他的に導通し、力率改善回路４は臨界電流モード、あるいは電流不連続モードで動作する。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の導通／非導通を制御する手法についてはインターリーブの動作として周知であるのでこれ以上の説明は割愛する。
かかる力率改善回路４において、少なくともリアクトルＬ１については上述の特性を有するスイングチョークを採用することによって、効率向上（あるいは更に高調波抑制）と可聴音抑制とのトレードオフが改善される。
上述の例では、中間運転能力以下や定格運転能力で空気調和機を運転するときの電流ＩＬ１の最大値におけるリアクトルＬ１のインダクタンスと、中間運転能力以下や定格運転能力で空気調和機を運転するときの電流ＩＬ１の最大値におけるリアクトルＬ１のインダクタンスとの相違について説明した。しかし当該インダクタンスは、電流ＩＬ１が小さいときに大きな平坦領域を有し、電流ＩＬ１が大きいときに小さな平坦領域を有すれば、上述の効果が得られることは明白である。
リアクトルＬ２にスイングチョークを用いても同様に、出力電流の高調波抑制、スイッチング素子Ｓ２への小電流用の素子の採用、電流が小さい領域での効率向上、という効果がある。
スイングチョークはリアクトルＬ１，Ｌ２の両方に用いることが望ましい。但しスイングチョークをリアクトルＬ１，Ｌ２のいずれか一方だけに用いても、リアクトルＬ１，Ｌ２の両方に通常のリアクトルを用いる場合と比較して、上述の効果が得られることは明白である。
５ インバータ
７ 冷媒圧縮機
９００ 空気調和機
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ リアクトル
ＬＨ１，ＬＨ２，ＬＬ 経路
Ｐ１，Ｐ２ 入力端
Ｐ３，Ｐ４ 出力端
Ｓ１，Ｓ２ スイッチング素子

Claims (6)

  1. 冷媒サイクル（９００）に設けられる冷媒圧縮機（７）を駆動するインバータ（５）へ直流電流を供給し、臨界電流モード若しくは電流不連続モードで機能するスイッチング電源回路（４）であって、
    第１及び第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、
    第１及び第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と、
    前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結ぶ第１の経路（ＬＨ１）と、
    前記第１の経路上に設けられた第１のリアクトル（Ｌ１）と、
    前記第１の経路上で、前記第１のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第１のリアクトル側に向けて設けられる第１のダイオード（Ｄ１）と、
    前記第２の入力端と前記第２の出力端との間を結ぶ第２の経路（ＬＬ）と、
    前記第１のリアクトルと前記第１のダイオードとの間の点と、前記第２の経路との間に設けられた第１のスイッチング素子（Ｓ１）と
    を備え、
    前記冷媒サイクルが中間運転能力及び前記中間運転能力よりも低い能力で運転するときの前記第１のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第１のリアクトルのインダクタンスは第１値（Ｌ１１）を採り、
    前記冷媒サイクルが最大運転能力を越える能力で過渡的に運転するとき及び前記最大運転能力で運転するときの前記第１のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第１のリアクトルのインダクタンスは、前記第１値よりも小さい第２値（Ｌ１２）を採る、スイッチング電源回路。
  2. 前記冷媒サイクルが定格能力で運転するときの前記第１のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第１のリアクトルのインダクタンスは前記第１値を採る、請求項１記載のスイッチング電源回路。
  3. 前記第１のリアクトルのインダクタンスは、前記第１のスイッチング素子のスイッチング周波数を可聴周波数以上にする値を採る、請求項１〜２のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路。
  4. 前記第１の入力端と前記第１の出力端との間を結び前記第１の経路とは異なる第３の経路（ＬＨ２）と、
    前記第３の経路上に設けられた第２のリアクトル（Ｌ２）と、
    前記第３の経路上で、前記第２のリアクトルに対して前記第１の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第２のリアクトル側に向けて設けられる第２のダイオード（Ｄ２）と、
    前記第２のリアクトルと前記第２のダイオードとの間の点と、前記第２の経路（ＬＬ）との間に設けられ、前記第１のスイッチング素子と排他的に導通する第２のスイッチング素子（Ｓ２）と
    を更に備える、請求項１〜３のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路。
  5. 前記第１のスイッチング素子と前記第１のリアクトルとは同じプリント基板に搭載される、請求項１〜４のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路。
  6. 前記冷媒サイクルは空気調和機である、請求項１〜５のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路。
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