JP4765615B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、電圧値の異なる直流電力部の間に配置され、電力を片方あるいは双方向に変換する電力変換装置に関する。

従来の電力変換装置は、電圧値の異なる２つの直流電力部間を電力変換するために、半導体のスイッチ素子のオンオフ動作によって、直流電力部からチョークコイルへのエネルギ蓄積動作とチョークコイルから別の直流電力部へのエネルギ放出動作とを繰り返し行い、電力変換を行っている（例えば非特許文献１参照）。

半導体のスイッチ素子として、Ｓｉ（シリコン）半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられている。一方、電力変換装置の小型化および高効率化を目的として、ＳｉＣ（炭化シリコン）半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴおよびダイオードが開発されている（例えば非特許文献２参照）。また、ＳｉＣ半導体で形成されたダイオードを適用したＤＣ／ＤＣ電力変換回路（直流／直流電力変換回路）が提案されている（例えば特許文献１参照）。

電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編「パワーエレクトロニクス回路」オーム社出版、２０００年１１月、ｐ．２４５−２６０ ラジェシュ・クマール・マルハン著「超低損失ＳｉＣパワーデバイスのハイブリッド電気自動車用パワーモジュールへの応用展開」、電子情報通信学会論文誌Ｃ、Ｖｏｌ．Ｊ８６−Ｃ、ＮＯ．４、２００３年４月１日、ｐ．３７６−３８５ 特表２００１−５２７３７７号公報（第１１頁、第１図）

従来の電力変換装置では、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路のスイッチ素子としてＳｉＣ半導体で形成されたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いた場合には、スイッチ素子としてＳｉ半導体で形成されたＳｉ−ＭＯＳＦＥＴを用いた場合に比べて、導通時のオン抵抗が１／１００程度と非常に小さく、エネルギ損失（電力損失）が大幅に低下させることができる。スイッチ素子としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いることによって、電力変換装置の小形化および高効率化が可能でなる。一方、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路にＳｉＣ半導体で形成されたＳｉＣダイオードを用いた場合には、スイッチング時の損失であるリカバリー損失が非常に小さく、高周波駆動に有利であるものの、Ｓｉ半導体で形成されたＳｉダイオードを用いた場合に比べて、導通時の順方向電圧が大きいという問題点があった。

また、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路において、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴおよびＳｉダイオードを、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴおよびＳｉＣダイオードに置き換えることによって、特に１００ｋＨｚ程度以上の高周波数領域において大幅に電力損失を低減することが可能となる。しかしながら、ＳｉＣダイオードの順方向電圧が大きいので、数１０ｋＨｚ以下の低周波数領域においてダイオードでの電力損失がほとんど低減しないという問題点があった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、ダイオードにおける電力損失を低減することによって、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の電力損失を低減し、小形で高効率な電力変換装置を得るものである。

この発明に係る電力変換装置は、入力される直流電流の電圧を所定の電圧に昇圧、または降圧して出力する電力変換装置であって、炭化シリコン半導体からなるスイッチ素子と、シリコン半導体からなるダイオードと、スイッチ素子とダイオードとに接続された磁気エネルギ蓄積部とを有し、電流不連続モードで動作するＤＣ／ＤＣ電圧変換回路と、スイッチ素子を制御する制御回路とを備え、制御回路は、磁気エネルギ蓄積部に流れる電流が略０の時にスイッチ素子をオン動作し、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路に入力される直流電流の電気エネルギを磁気エネルギへ変換して前記磁気エネルギ蓄積部に蓄積させ、磁気エネルギの蓄積後にスイッチ素子をオフ動作し、磁気エネルギから誘起される電気エネルギを前記ダイオードの電流方向の選択作用によってＤＣ／ＤＣ電圧変換回路から出力させ、かつスイッチ素子を１００ｋＨｚ以下の駆動周波数で前記オン動作及び前記オフ動作することとしたものである。

この発明に係る電力変換装置は、入力される直流電流の電圧を所定の電圧に昇圧、または降圧して出力する電力変換装置であって、窒化ガリウム半導体とダイアモンド半導体とのいずれか一方からなるスイッチ素子と、シリコン半導体からなるダイオードと、スイッチ素子とダイオードとに接続された磁気エネルギ蓄積部とを有し、電流不連続モードで動作するＤＣ／ＤＣ電圧変換回路と、スイッチ素子を制御する制御回路とを備え、制御回路は、磁気エネルギ蓄積部に流れる電流が略０の時にスイッチ素子をオン動作し、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路に入力される直流電流の電気エネルギを磁気エネルギへ変換して磁気エネルギ蓄積部に蓄積させ、磁気エネルギの蓄積後にスイッチ素子をオフ動作し、磁気エネルギから誘起される電気エネルギを前記ダイオードの電流方向の選択作用によってＤＣ／ＤＣ電圧変換回路から出力させ、かつスイッチ素子を１００ｋＨｚ以下の駆動周波数で前記オン動作及び前記オフ動作することとしたものである。

この発明に係る電力変換装置は、入力される直流電流の電圧を所定の電圧に昇圧、または降圧して出力する電力変換装置であって、炭化シリコン半導体からなるスイッチ素子と、シリコン半導体からなるダイオードと、スイッチ素子とダイオードとに接続された磁気エネルギ蓄積部とを有し、電流不連続モードで動作するＤＣ／ＤＣ電圧変換回路と、スイッチ素子を制御する制御回路とを備え、制御回路は、磁気エネルギ蓄積部に流れる電流が略０の時にスイッチ素子をオン動作し、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路に入力される直流電流の電気エネルギを磁気エネルギへ変換して前記磁気エネルギ蓄積部に蓄積させ、磁気エネルギの蓄積後にスイッチ素子をオフ動作し、磁気エネルギから誘起される電気エネルギを前記ダイオードの電流方向の選択作用によってＤＣ／ＤＣ電圧変換回路から出力させ、かつスイッチ素子を１００ｋＨｚ以下の駆動周波数で前記オン動作及び前記オフ動作することとしたので、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の電力損失を低減し、小形で高効率な電力変換装置を得ることができる。

この発明に係る電力変換装置は、入力される直流電流の電圧を所定の電圧に昇圧、または降圧して出力する電力変換装置であって、窒化ガリウム半導体とダイアモンド半導体とのいずれか一方からなるスイッチ素子と、シリコン半導体からなるダイオードと、スイッチ素子とダイオードとに接続された磁気エネルギ蓄積部とを有し、電流不連続モードで動作するＤＣ／ＤＣ電圧変換回路と、スイッチ素子を制御する制御回路とを備え、制御回路は、磁気エネルギ蓄積部に流れる電流が略０の時にスイッチ素子をオン動作し、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路に入力される直流電流の電気エネルギを磁気エネルギへ変換して磁気エネルギ蓄積部に蓄積させ、磁気エネルギの蓄積後にスイッチ素子をオフ動作し、磁気エネルギから誘起される電気エネルギを前記ダイオードの電流方向の選択作用によってＤＣ／ＤＣ電圧変換回路から出力させ、かつスイッチ素子を１００ｋＨｚ以下の駆動周波数で前記オン動作及び前記オフ動作することとしたので、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の電力損失を低減し、小形で高効率な電力変換装置を得ることができる。

実施の形態１．
図１は、この発明を実施するための実施の形態１における電力変換装置の構成図である。図１において、電力変換装置は、一般的な非絶縁型の昇圧回路であるＤＣ／ＤＣ電圧変換回路１と制御回路２とによって構成されている。ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路１は、入力端子３ａ，３ｂから入力された入力電圧を平滑化するための入力コンデンサ４、磁気エネルギを蓄積し、出力側（高電圧側）へ磁気エネルギを移行する磁気エネルギ蓄積部であるチョークコイル５、ＳｉＣ（炭化シリコン）半導体で形成されたスイッチ素子６、Ｓｉ（シリコン）半導体で形成されたダイオード８、出力電圧を平滑化するための出力コンデンサ９、出力端子１０ａ，１０ｂから構成されている。ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子６はＭＯＳＦＥＴである。制御回路２は、スイッチ素子６のオンオフを制御するためのゲート信号を生成し、スイッチ素子６へゲート信号を出力する。

スイッチ素子６のドレイン端子は、ダイオード８のアノード端子に接続され、チョークコイル５の一方の端子に接続されている。いいかえれば、磁気エネルギ蓄積部であるチョークコイル５は、スイッチ素子６およびダイオード８に接続されている。スイッチ素子６のソース端子は、入力端子の負電圧側の端子３ｂ、出力端子の負電圧側の端子１０ｂ、入力コンデンサ４の一方の端子および出力コンデンサ９の一方の端子に接続されている。スイッチ素子６のゲート端子は、制御回路２に接続されている。なお、スイッチ素子６には、寄生ダイオード６ａが付随している。

チョークコイル５のもう一方の端子は、入力コンデンサ４のもう一方の端子および入力端子の正電圧側の端子３ａに接続されている。ダイオード８のカソード端子は、出力コンデンサ９のもう一方の端子および出力端子の正電圧側の端子１０ａに接続されている。入力端子３ａ，３ｂは、直流電源（図示せず）に接続され、出力端子１０ａ，１０ｂは負荷（図示せず）に接続されている。制御回路２には、スイッチ素子６へのゲート信号を形成するための出力電圧Ｖｏｕｔおよびスイッチ素子６とダイオード８との接続点Ｘにおける電圧が入力されている。

ダイオード８と出力コンデンサ９との間には、ダイオード８、スイッチ素子６および出力コンデンサ９によって構成される配線ループに存在する寄生インダクタンスが存在する。図１において、この寄生インダクタンスをインダクタＬｓとして破線で示しているものの、コイルがその部分に存在しているわけではない。インダクタＬｓの存在によって、スイッチ素子６のオフスイッチング時に発生するサージ電圧の大きさ、いいかえれば、スイッチ素子６のオフ時に発生するエネルギ損失（電力損失）が決まる。

本発明の電力変換装置の動作原理について説明する。図２は実施の形態１における電流不連続モードでの動作時における電流電圧波形である。電流不連続モードにおいては、スイッチ素子６がオン動作へスイッチングする時に、磁気エネルギ蓄積部であるチョークコイル５に流れる電流が略０となる。図２において、（ａ）はチョークコイル５に流れる電流ＩＬ、（ｂ）はスイッチ素子６に流れる電流Ｉｓｗ、（ｃ）はスイッチ素子６のドレイン−ソース間電圧Ｖｓｗ、（ｄ）はダイオード８に流れる電流Ｉｄｉ、（ｅ）はダイオード８のカソード−アノード間電圧Ｖｄｉのそれぞれ時間応答の波形、（ｆ）は制御回路２によって制御されるスイッチ素子６のオンオフのタイミングチャートである。

スイッチ素子６のゲート端子に電圧を印加することによって、スイッチ素子６がオンされた場合には、入力された電気エネルギである電流が磁気エネルギ蓄積部であるチョークコイル５に流れ、チョークコイル５に流れる電流ＩＬが磁気エネルギに変換され、チョークコイル５に磁気エネルギが蓄積される。スイッチ素子６のゲート端子に印加されていた電圧を０にすることによって、スイッチ素子６がオフされた場合には、ダイオード８の電流方向の選択作用によってチョークコイル５に蓄積された磁気エネルギから誘起される電気エネルギを出力端子１０ａ，１０ｂへ出力する。誘起される電気エネルギは、チョークコイル５のインダクタンスＬに単位時間当たりの電流変化（ｄＩＬ／ｄｔ）を乗じた値の電圧に相当する。チョークコイル５において誘起される電圧に出力電圧Ｖｉｎを加えた電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとして出力端子１０ａ，１０ｂ間に出力される。スイッチ素子６のオンオフ動作を繰り返すことによって、入力電圧Ｖｉｎ側（低電圧側）から出力電圧Ｖｏｕｔ側（高電圧側）へ電気エネルギが移行される。

制御回路２は、目標の出力電圧と検出される出力電圧とによってスイッチ素子６のオン時間を決定し、スイッチ素子６のオンオフを制御するためのゲート信号を生成し、スイッチ素子６へゲート信号を出力する。スイッチ素子６がオンからオフへスイッチすると、ダイオード８を流れる電流Ｉｄｉがある一定の傾斜をもって減衰しながら、エネルギを入力電圧Ｖｉｎ側から出力電圧Ｖｏｕｔ側へ移行する。そのとき、接続点Ｘの電圧はＶｏｕｔ＋１Ｖ程度になっている。＋１Ｖ程度の電圧は、ダイオード８の特性によって生じるものである。チョークコイル５に貯蔵された磁気エネルギがなくなり、チョークコイル５を流れる電流ＩＬが減衰して略０になると、接続点Ｘの電圧は電圧Ｖｉｎとなる。制御回路２は、この電圧変化を検知し、スイッチ素子６を再度オンにする。オンオフの一周期の間に、チョークコイル５に流れる電流ＩＬが略０になる動作モードを電流不連続モードと称する。

図３は実施の形態１における電流不連続モードでの動作時におけるスイッチング時の電流電圧波形である。図３において、スイッチ素子６のスイッチングによる電圧電流の急激な変化点である図２に示したＡ部とＢ部との時間軸の拡大波形を示す。電流不連続モードによる動作は、スイッチ素子６のオン時に電流Ｉｓｗ，Ｉｄｉが略０であるので、スイッチ素子６のオフ状態からオン状態への変化時に発生するエネルギ損失およびダイオード８のオン状態からオフ状態への変化時に発生するエネルギ損失が無い。

次に、電流連続モードによる動作について説明する。図４は実施の形態１における電流連続モードでの動作時における電流電圧波形である。図４において、（ａ）はチョークコイル５に流れる電流ＩＬ、（ｂ）はスイッチ素子６に流れる電流Ｉｓｗ、（ｃ）はスイッチ素子６のドレイン−ソース間電圧Ｖｓｗ、（ｄ）はダイオード８に流れる電流Ｉｄｉ、（ｅ）はダイオード８のカソード−アノード間電圧Ｖｄｉのそれぞれ時間応答の波形、（ｆ）は制御回路２によって制御されるスイッチ素子６のオンオフのタイミングチャートである。また、図５は実施の形態１における電流連続モードでの動作時におけるスイッチング時の電流電圧波形である。図５において、スイッチ素子６のスイッチングによる電圧電流の急激な変化点である図４に示したＡ部とＢ部との時間軸の拡大波形を示す。

電流連続モードでは、比較的インダクタンスの大きなチョークコイル５を用い、スイッチ素子６のオンオフ時の電流の変化量を小さくすることによって、チョークコイル５に流れる電流を維持した状態（チョークコイル５に磁気エネルギを蓄積した状態）で、電気エネルギを入力電圧Ｖｉｎ側から出力電圧Ｖｏｕｔ側へ移行する動作モードである。しかし、同じ電力を移行する場合には、電流連続モードによる動作におけるスイッチ素子６のオフ状態での電流は、電流不連続モードによる動作におけるスイッチ素子６のオフ状態での電流と比較して１／２倍程度になる。このため、オフ状態で発生するスイッチ素子６のエネルギ損失が小さくなる。

しかしながら、電流が流れている状態でスイッチ素子６をオン動作させるので、スイッチ素子６およびダイオード８にはオン動作時のエネルギ損失が発生する。また、ダイオード８は、順方向に電流が流れているオン状態から、スイッチ素子６のオン動作によってオフ状態へ変わる場合には、ダイオード８内部の電荷が再結合されるまでの間は、導通状態となるので、出力電圧Ｖｏｕｔ、ダイオード８およびスイッチ素子６の配線ループにおいて短絡電流が一瞬流れる。この短絡電流によって、スイッチ素子６のオン時におけるエネルギ損失が増大する。この短絡電流をリカバリー電流、この場合のエネルギ損失をリカバリー損失と称する。リカバリー電流の大きさは、ダイオード８に流れる電流の大きさおよびダイオード８のオフ状態での電流の減衰傾きに依存する。ここでは、図５（ｄ）に示すように、リカバリー電流の電流ピーク値をＩｒｒ、電流が流れている時間であるリカバリー時間をｔｒｒ、移動する電荷量であるリカバリー電荷をＱｒｒと定義する。

図６は実施の形態１におけるＳｉ半導体で形成されたダイオードの順方向電圧Ｖｆとリカバリー電荷Ｑｒｒおよびリカバリー時間ｔｒｒとの関係を示す図である。図６（ａ）は、ダイオード８の順方向電圧Ｖｆとリカバリー電荷Ｑｒｒとの関係を示すもので、横軸はダイオード８の順方向電圧Ｖｆ、縦軸はリカバリー電荷Ｑｒｒである。図６（ｂ）は、ダイオード８の順方向電圧Ｖｆとリカバリー時間ｔｒｒとの関係を示すもので、横軸はダイオード８の順方向電圧Ｖｆ、縦軸はリカバリー時間ｔｒｒである。６００Ｖ定格の一般的なＳｉ半導体で形成されたダイオードのデータシートから得られた値に基づき、ダイオード８の順方向電流Ｉｆ＝５０Ａ、ダイオード８に流れる電流の減衰傾きｄｉ／ｄｔ＝１０００Ａ／μＳの場合に換算して、Ｑｒｒ値およびｔｒｒ値を算出している。

図６（ａ）および図６（ｂ）からわかるように、Ｓｉ半導体で形成されたダイオード８では、順方向電圧Ｖｆが小さくなるような構造にすることによって、Ｑｒｒ値およびｔｒｒ値が大きくなり、リカバリー損失が増大することがわかる。一方、６００Ｖ定格の一般的なＳｉＣ半導体で形成されたダイオードのデータシートから得られた値に基づき、順方向電圧Ｖｆ＝２．４Ｖにおいてリカバリー損失は０であることがわかっている。

ここで、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路を非絶縁型の昇圧回路として、エネルギ損失を低減するために、スイッチ素子およびダイオードの組合せと最適な電流モードとについて説明する。ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路における各パラメータを、Ｖｉｎ＝１５０Ｖ、Ｖｏｕｔ＝３００Ｖ、電流５０Ａ（移行電力量７．５ｋＷ）、駆動周波数２０ｋＨｚ、スイッチング時にスイッチ素子またはダイオードに流れる立上り、立下り電流傾き１０００Ａ／μＳ、寄生インダクタンスＬｓ＝５０ｎＨとして、スイッチ素子およびダイオードのエネルギのトータル損失を計算した。

まず、図７は、Ｓｉ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉ半導体で形成されたダイオードとを組合せた場合におけるダイオードの順方向電圧Ｖｆとエネルギ損失との関係を示す図である。Ｓｉ半導体で形成されたスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）の特性は、オン抵抗０．１Ω、入力容量２０ｎＦとしている。この値は、６００Ｖ定格のＭＯＳＦＥＴを４個並列に並べた場合と同程度の値である。また、ゲート駆動抵抗は２．５Ωとした。図７において、電流連続モードで動作させた場合および電流不連続モードで動作させた場合のそれぞれのエネルギ損失の計算結果を示している。

図７から、電流連続モードの場合には、順方向電圧Ｖｆの増加に伴いエネルギ損失が減少し、電流不連続モードの場合には、順方向電圧Ｖｆの増加に伴いエネルギ損失が増加することがわかる。また、電流連続モードで動作させた方がエネルギ損失を小さくできることがわかる。

図８は、Ｓｉ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉ半導体で形成されたダイオードとを組合せた場合におけるエネルギ損失の構成を示した図である。図８において、電流連続モードおよび電流不連続モードにおける１周期当たりのエネルギ損失を示している。電流連続モードではエネルギ損失が最も小さくなる順方向電圧Ｖｆ＝２．４Ｖにおけるエネルギ損失を、電流不連続モードではエネルギ損失が最も小さくなる順方向電圧Ｖｆ＝０．８Ｖにおけるエネルギ損失を、それぞれ示している。また、図８において、定常はスイッチ素子またはダイオードの導通損失、Ｒｅｃｏｖｅｒｙはダイオードのリカバリー損失、Ｅｏｎはスイッチ素子のオン動作時のスイッチング損失、Ｅｏｆｆはスイッチ素子のオフ動作時のスイッチング損失を示している。

図８から、電流不連続モードで低い順方向電圧Ｖｆと設定することによって、ダイオードの定常損失を低減できることがわかる。しかしながら、スイッチ素子のエネルギ損失が大きく増加するので、電流連続モードで高い順方向電圧Ｖｆと設定することによって、エネルギ損失を小さくできることがわかる。つまり、電流不連続モードで動作させた場合に比べて、電流連続モードで動作させた場合の方がエネルギ損失を小さくすることができる。

次に、ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉＣ半導体で形成されたダイオードとを組合せた場合におけるエネルギ損失について説明する。図９は、ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉＣ半導体で形成されたダイオードとを組合せた場合におけるエネルギ損失の構成を示した図である。図９において、電流連続モードおよび電流不連続モードにおける１周期当たりのエネルギ損失を示している。ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子の特性は、Ｓｉ半導体で形成されたスイッチ素子と比較してオン抵抗が１／１００と予測されるので、オン抵抗をＳｉ半導体の場合の１／１０、入力容量をＳｉ半導体の場合の１／１０とし、オン抵抗０．０１Ω、入力容量２ｎＦと設定した。ＳｉＣ半導体で形成されたダイオードの特性は、ダイオードの順方向電圧Ｖｆ＝２．４Ｖ、リカバリー損失０Ｖである。図９からわかるように、Ｓｉ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉ半導体で形成されたダイオードとを組合せた場合と同様に、ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉＣ半導体で形成されたダイオードとを組合せた場合においても、電流不連続モードで動作させた場合に比べて、電流連続モードで動作させた場合の方がエネルギ損失を小さくすることができる。

図１０は、実施の形態１におけるＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子６とＳｉ半導体で形成されたダイオード８とを組合せた場合におけるダイオード８の順方向電圧Ｖｆとエネルギ損失との関係を示す図である。ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子６（ＭＯＳＦＥＴ）の特性は、Ｓｉ半導体で形成されたスイッチ素子と比較してオン抵抗が１／１００と予測されるので、オン抵抗をＳｉ半導体の場合の１／１０、入力容量をＳｉ半導体の場合の１／１０とし、オン抵抗０．０１Ω、入力容量２ｎＦと設定した。図１０において、電流連続モードで動作させた場合および電流不連続モードで動作させた場合のそれぞれのエネルギ損失の計算結果を示している。

図１０から、電流不連続モードの場合には、Ｓｉ半導体で形成されたスイッチ素子に比べて、順方向電圧Ｖｆが低くなるとエネルギ損失の低下の割合が大きくなる。このため、ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子６およびＳｉ半導体で形成したダイオード８によって非絶縁型の昇圧回路を構成した場合には、順方向電圧Ｖｆを低くして、電流不連続モードで動作させた方がエネルギ損失を低減できることがわかる。

図１１は、実施の形態１におけるＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子６とＳｉ半導体で形成されたダイオード８とを組合せた場合におけるエネルギ損失の構成を示したものである。図１１において、電流連続モードおよび電流不連続モードにおける１周期当たりのエネルギ損失を示している。電流連続モードではエネルギ損失が最も小さくなる順方向電圧Ｖｆ＝２．４Ｖにおけるエネルギ損失を、電流不連続モードではエネルギ損失が最も小さくなる順方向電圧Ｖｆ＝０．８Ｖにおけるエネルギ損失を、それぞれ示している。

図１１から、電流不連続モードにおいて、低い順方向電圧Ｖｆと設定することによって、Ｓｉ半導体で形成されたダイオード８の定常損失が低下することがわかる。また、スイッチ素子６のオン動作時のスイッチング損失Ｅｏｎが発生しないことがわかる。このため、ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子６のエネルギのトータル損失を抑制することによって、電流連続モードで高い順方向電圧Ｖｆとした場合に比べて、エネルギ損失を低減できることがわかる。図９と図１１とを比べてみると、ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子６とＳｉ半導体で形成したダイオード８とによって非絶縁型の昇圧回路を構成し、順方向電圧Ｖｆを低くして、電流不連続モードで動作させることで、ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉＣ半導体で形成されたダイオードとによって非絶縁型の昇圧回路を構成した場合に比べて、エネルギ損失を低減できる。

図９から、ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉＣ半導体で形成されたダイオードとによって非絶縁型の昇圧回路を構成し、電流連続モードで動作させた場合には、１周期当たりのエネルギ損失は４．５ｍＪである。この結果から、駆動周波数２０ｋＨｚの場合には、９０Ｗのエネルギ損失（電力損失）になる。図１０から、ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子６とＳｉ半導体で形成されたダイオード８とによって非絶縁型の昇圧回路を構成し、電流不連続モードで動作させた場合には、９０Ｗ以下のエネルギ損失にするためにダイオード８の順方向電圧Ｖｆを１．４Ｖ以下に設定すればよいことがわかる。これによって、ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子６とＳｉ半導体で形成したダイオード８との組合せによる非絶縁型の昇圧回路は、ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉＣ半導体で形成されたダイオードとの組合せによる非絶縁型の昇圧回路に比べて、エネルギ効率が良くなることがわかる。

以上のことから、ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子６とＳｉ半導体で形成したダイオード８とを組合せて非絶縁型の昇圧回路を構成した場合には、電流不連続モードを選択し、磁気エネルギ蓄積部であるチョークコイル５に流れる電流が略０の時に、制御回路２によってスイッチ素子６をオン動作させることによって、エネルギ損失を低減できる。

なお、最適な順方向電圧Ｖｆの条件は、６００Ｖ定格のダイオードの特性から得られたものであり、定格電圧が異なれば、最適な順方向電圧Ｖｆの条件も異なる。また、駆動周波数が２０ｋＨｚよりも高周波数の場合には、スイッチング損失の割合が大きくなるので、ＳｉＣ半導体で形成されたダイオードを使用した昇圧回路の方が、エネルギ効率が有利となり、低周波数の場合には、Ｓｉ半導体で形成されたダイオード８を使用した昇圧回路の方が、エネルギ効率が有利となる。もちろん、スイッチング損失はＬｓの大きさに依存していることから、Ｌｓを小さくすることによって、ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子６とＳｉ半導体で形成したダイオード８とを組合せた非絶縁型の昇圧回路の方が、エネルギ効率の面で有利となるような動作周波数の範囲を広くすることができる。

以上のように、ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子６とＳｉ半導体で形成したダイオード８との組合せによって非絶縁型の昇圧回路を構成するので、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の電力損失を低減し、小形で高効率な電力変換装置を得ることができる。

実施の形態２．
図１２は、この発明を実施するための実施の形態２における電力変換装置の構成図である。図１２において、電力変換装置は、一般的な非絶縁型の降圧回路であるＤＣ／ＤＣ電圧変換回路１１と制御回路１２とによって構成されている。実施の形態１と異なる点は、スイッチ素子１６とダイオード１８との位置が入れ替わっていること、入力電圧Ｖｉｎ側（高電圧側）の端子が入力端子２０ａ，２０ｂになり、入力端子２０ａ，２０ｂ間に入力コンデンサ１９が接続されていること、および出力電圧Ｖｏｕｔ側（低電圧側）の端子が出力端子１３ａ，１３ｂになり、出力端子１３ａ，１３ｂ間に出力コンデンサ１４が接続されていることである。

ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路１１は、入力端子２０ａ，２０ｂ、入力端子２０ａ，２０ｂから入力された入力電圧を平滑化するための入力コンデンサ１９、磁気エネルギを蓄積し、出力側へ磁気エネルギを移行する磁気エネルギ蓄積部であるチョークコイル１５、ＳｉＣ（炭化シリコン）半導体で形成されたスイッチ素子１６、Ｓｉ（シリコン）半導体で形成されたダイオード１８、出力電圧を平滑化するための出力コンデンサ１４、出力端子１３ａ，１３ｂによって構成されている。ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子１６はＭＯＳＦＥＴである。制御回路１２は、スイッチ素子１６のオンオフを制御するためのゲート信号を生成し、スイッチ素子１６へゲート信号を出力する。なお、磁気エネルギ蓄積部であるチョークコイル１５は、スイッチ素子１６およびダイオード１８に接続されている。なお、スイッチ素子１６には、寄生ダイオード１６ａが付随している。

次に、動作について説明する。スイッチ素子１６のゲート端子に電圧が印加され、スイッチ素子１６がオン状態になると、チョークコイル１５に電流が流れチョークコイル１５に磁気エネルギが蓄積され、同時に入力電圧Ｖｉｎ側（高電圧側）から出力電圧Ｖｏｕｔ側（低電圧側）へ電気エネルギが移行される。スイッチ素子１６のゲート端子に印加されていた電圧を０にすることによって、スイッチ素子１６がオフ状態になると、チョークコイル１５にはチョークコイル１５のインダクタンスＬに単位時間当たりの電流変化（ｄＩＬ／ｄｔ）を乗じた値の電圧が発生し、チョークコイル５、出力端子１３ａ，１３ｂ、ダイオード１８の順に電流が流れ、出力電圧Ｖｏｕｔ側（低電圧側）へ電気エネルギが継続して移行される。実施の形態１と同様に、本実施の形態も電流不連続モードで動作される。このため、磁気エネルギ蓄積部であるチョークコイル１５に流れる電流が略０の時に、制御回路１２によってスイッチ素子１６をオン動作させることによって、エネルギ損失を低減できる。

以上の構成によって、ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子１６およびＳｉ半導体で形成したダイオード１８によって非絶縁型の降圧回路を構成したので、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の電力損失を低減し、小形で高効率な電力変換装置を得ることができる。

実施の形態３．
図１３は、この発明を実施するための実施の形態３における電力変換装置の構成図である。図１３において、電力変換装置は、一般的な絶縁型のフライバックＤＣ／ＤＣ電圧変換回路２１と制御回路２２とによって構成されている。磁気エネルギ蓄積部であるトランス２５の１次側の巻き線の巻き始め側端子には、入力コンデンサ２４の一方の端子と入力端子の正電圧側の端子２３ａとが接続されている。トランス２５の１次側の巻き線の巻き終わり側の端子には、スイッチ素子２６のドレイン端子が接続されている。スイッチ素子２６のソース端子には、入力コンデンサ２４のもう一方の端子と入力端子の負電圧側の端子２３ｂとが接続され、スイッチ素子２６のゲート端子には、制御回路３２からの信号線が接続されている。

トランス２５の２次側の巻き線の巻き終わり側の端子には、ダイオード２８のアノード端子が接続され、トランス２５の２次側の巻き線の巻き始め側の端子には、出力コンデンサ２９の一方の端子と出力端子の負電圧側の端子３０ｂとが接続されている。ダイオード２８のカソード端子には、出力コンデンサ２９のもう一方の端子と出力端子の正電圧側の端子３０ａとが接続されている。スイッチ素子２６はＳｉＣ半導体で形成され、ダイオード２８はＳｉ半導体で形成されている。磁気エネルギ蓄積部であるトランス２５は、スイッチ素子２６およびダイオード２８に接続されている。なお、スイッチ素子２６には、寄生ダイオード２６ａが付随している。また、図１３において、寄生インダクタンスをインダクタＬｓとして破線で示している。

次に、動作について説明する。ここで、トランス２５の励磁インダクタンスをＬｍとする。スイッチ素子２６のゲート端子に電圧を印加することによって、スイッチ素子２６をオン状態にすると、トランス２５の１次巻き線側にＶｉｎ／Ｌｍの傾きで増加する電流が流れる。１次側の巻き線数をＮ１、２次側の巻き線数をＮ２とすると、２次側にはＮ２／Ｎ１倍の電圧が発生する。しかしながら、ダイオード２８によって電流の流れが阻止されると、トランス２５に磁気エネルギが蓄積される。スイッチ素子２６のゲート端子に印加されていた電圧を０にすることによってスイッチ素子２６がオフ状態になると、トランス２５の２次側に、オフ状態になるまでとは逆極性の起電圧が発生し、ダイオード２８が導通する。この結果、Ｖｏｕｔ／（Ｎ２／Ｎ１×２×Ｌｍ）の傾きで減少する電流が流れ、出力端子３０ａ，３０ｂ側に電気エネルギが移行する。

実施の形態１と同様に、本実施の形態も電流不連続モードで動作される。このため、ＳｉＣ半導体で形成されたダイオードに比べて順方向電圧Ｖｆが小さいＳｉ半導体で形成されたダイオード２８を用い、磁気エネルギ蓄積部であるトランス２５に流れる電流が略０の時に、制御回路２２によってスイッチ素子２６をオン動作させることによって、エネルギ損失を低減できる。ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子２６とＳｉ半導体で形成したダイオード２８とを組合せたので、ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子およびＳｉＣ半導体で形成したダイオードを組合せた場合に比べて、リカバリー損失がなくなり電力損失を小さくできる。

以上の構成によって、ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子２６とＳｉ半導体で形成したダイオード２８との組合せによって絶縁型のフライバックＤＣ／ＤＣ電圧変換回路２１を構成したので、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の電力損失を低減し、小形で高効率な電力変換装置を得ることができる。

実施の形態４．
図１４は、この発明を実施するための実施の形態４における電力変換装置の構成図である。図１４において、電力変換装置は、一般的な絶縁型のフォワードＤＣ／ＤＣ電圧変換回路３１と制御回路３２とによって構成されている。磁気エネルギ蓄積部であるトランス３５の１次側の巻き線の巻き始め側端子には、入力コンデンサ３４の一方の端子と入力端子の正電圧側の端子３３ａとが接続されている。トランス３５の１次側の巻き線の巻き終わり側の端子には、スイッチ素子３６のドレイン端子が接続されている。スイッチ素子３６のソース端子には、入力コンデンサ３４のもう一方の端子と入力端子の負電圧側の端子３３ｂとが接続され、スイッチ素子３６のゲート端子には、制御回路３２からの信号線が接続されている。

トランス３５の２次側の巻き線の巻き始め側の端子には、ダイオード３８のアノード端子が接続され、トランス３５の２次側の巻き線の巻き終り側の端子には、第２のダイオード４１のアノード端子、出力コンデンサ３９の一方の端子および出力端子の負電圧側の端子４０ｂが接続されている。ダイオード３８のカソード端子には、第２のダイオード４１のカソード端子と磁気エネルギ蓄積部である第２のチョークコイル４２の一方の端子とが接続されている。第２のチョークコイル４２のもう一方の端子には、出力コンデンサ３９のもう一方の端子と出力端子の正電圧側の端子４０ａとが接続されている。スイッチ素子３６はＳｉＣ半導体で形成され、ダイオード３８および第２のダイオード４１はＳｉ半導体で形成されている。電圧変換および磁気エネルギ蓄積部であるトランス３５は、スイッチ素子３６およびダイオード３８に接続されている。なお、スイッチ素子３６には、寄生ダイオード３６ａが付随している。また、図１４において、寄生インダクタンスをインダクタＬｓとして破線で示している。

次に、動作について説明する。トランス２５の励磁インダクタンスをＬｍとする。スイッチ素子３６のゲート端子に電圧を印加することによって、スイッチ素子３６をオン状態にすると、トランス３５の１次巻き線側に電圧Ｖｉｎが印加される。トランス３５の１次側の巻き線数をＮ１、２次側の巻き線数をＮ２とすると、２次側にはＮ２／Ｎ１×Ｖｉｎの電圧が発生する。この電圧が出力電圧Ｖｏｕｔよりも高い場合には、ダイオード３８が導通し、第２のチョークコイル４２を通して出力側に電気エネルギを供給する。スイッチ素子３６のゲート端子に印加されていた電圧を０にすることによってスイッチ素子３６がオフ状態になると、トランス３５の２次巻き線側に、励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギによって、オフ状態になるまでとは逆極性の起電圧が発生し、ダイオード３８が非導通となる。ダイオード３８が非導通となると、第２のチョークコイル４２に起電圧が発生し、引き続き出力側に電気エネルギを供給する。

実施の形態１と同様に、本実施の形態も電流不連続モードで動作される。このため、ＳｉＣ半導体で形成されたダイオードに比べて順方向電圧Ｖｆが小さいＳｉ半導体で形成されたダイオード３８を用い、磁気エネルギ蓄積部であるトランス３５に流れる電流が略０の時に、制御回路３２によってスイッチ素子３６をオン動作させることによって、エネルギ損失を低減できる。ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子３６とＳｉ半導体で形成したダイオード３８とを組合せたので、ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子とＳｉＣ半導体で形成したダイオードとを組合せた場合に比べて、リカバリー損失がなくなり電力損失を小さくできる。

以上の構成によって、ＳｉＣ半導体で形成したスイッチ素子３６とＳｉ半導体で形成したダイオード３８との組合せによって絶縁型のフォワードＤＣ／ＤＣ電圧変換回路３１を構成したので、ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路の電力損失を低減し、小形で高効率な電力変換装置を得ることができる。

なお、スイッチ素子の導通時のエネルギ損失が小さい場合には、実施の形態１〜４と同等の効果を得ることができる。そこで、スイッチ素子として、ＳｉＣ半導体と同様のワイドギャップ半導体である、窒化ガリウム半導体またはＣ−ダイアモンド半導体を用いても良い。また、スイッチ素子として、ＳｉＣ半導体、窒化ガリウム半導体、またはＣ−ダイアモンド半導体で形成したＭＯＳＦＥＴの代わりに、ＳｉＣ半導体、窒化ガリウム半導体、またはＣ−ダイアモンド半導体で形成したＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはＪＦＥＴ（Junction Gate Field Effect Transistor）を用いても同様の効果が得られる。

この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１における電流不連続モードでの動作時における電流電圧波形である。 この発明の実施の形態１における電流不連続モードでの動作時におけるスイッチング時の電流電圧波形である。 この発明の実施の形態１における電流連続モードでの動作時における電流電圧波形である。 この発明の実施の形態１における電流連続モードでの動作時におけるスイッチング時の電流電圧波形である。 この発明の実施の形態１におけるダイオードの順方向電圧Ｖｆとリカバリー電荷Ｑｒｒおよびリカバリー時間ｔｒｒとの関係を示す図である。 Ｓｉ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉ半導体で形成されたダイオードとを組合せた場合におけるダイオードの順方向電圧Ｖｆとエネルギ損失との関係を示す図である。 Ｓｉ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉ半導体で形成されたダイオードとを組合せた場合におけるエネルギ損失の構成を示した図である。 ＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉＣ半導体で形成されたダイオードとを組合せた場合におけるエネルギ損失の構成を示した図である。 この発明の実施の形態１におけるＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉ半導体で形成されたダイオードとを組合せた場合におけるダイオードの順方向電圧Ｖｆとエネルギ損失との関係を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるＳｉＣ半導体で形成されたスイッチ素子とＳｉ半導体で形成されたダイオードとを組合せた場合におけるエネルギ損失の構成を示した図である。 この発明の実施の形態２を示す電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態３を示す電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態４を示す電力変換装置の構成図である。

符号の説明

１，１１，２１，３１ ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路、２，１２，２２，３２ 制御回路、３，２０，２３，３３ 入力端子、４，１９，２４，３４ 入力コンデンサ、５，１５ チョークコイル、６，１６，２６，３６ スイッチ素子、８，１８，２８，３８ ダイオード、９，１４，２９，３９ 出力コンデンサ、１０，１３，３０，４０ 出力端子、２５，３５ トランス、４１ 第２のダイオード、４２ 第２のチョークコイル。

Claims (6)

1. 入力される直流電流の電圧を所定の電圧に昇圧、または降圧して出力する電力変換装置であって、
   炭化シリコン半導体からなるスイッチ素子と、シリコン半導体からなるダイオードと、前記スイッチ素子と前記ダイオードとに接続された磁気エネルギ蓄積部とを有し、電流不連続モードで動作するＤＣ／ＤＣ電圧変換回路と、
   前記スイッチ素子を制御する制御回路と
   を備え、
   前記制御回路は、
   前記磁気エネルギ蓄積部に流れる電流が略０の時に前記スイッチ素子をオン動作し、前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路に入力される直流電流の電気エネルギを磁気エネルギへ変換して前記磁気エネルギ蓄積部に蓄積させ、
   前記磁気エネルギの蓄積後に前記スイッチ素子をオフ動作し、前記磁気エネルギから誘起される電気エネルギを前記ダイオードの電流方向の選択作用によって前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路から出力させ、かつ
   前記スイッチ素子を１００ｋＨｚ以下の駆動周波数で前記オン動作及び前記オフ動作すること
   を特徴とする電力変換装置。
2. 入力される直流電流の電圧を所定の電圧に昇圧、または降圧して出力する電力変換装置であって、
   窒化ガリウム半導体とダイアモンド半導体とのいずれか一方からなるスイッチ素子と、シリコン半導体からなるダイオードと、前記スイッチ素子と前記ダイオードとに接続された磁気エネルギ蓄積部とを有し、電流不連続モードで動作するＤＣ／ＤＣ電圧変換回路と、
   前記スイッチ素子を制御する制御回路と
   を備え、
   前記制御回路は、
   前記磁気エネルギ蓄積部に流れる電流が略０の時に前記スイッチ素子をオン動作し、前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路に入力される直流電流の電気エネルギを磁気エネルギへ変換して前記磁気エネルギ蓄積部に蓄積させ、
   前記磁気エネルギの蓄積後に前記スイッチ素子をオフ動作し、前記磁気エネルギから誘起される電気エネルギを前記ダイオードの電流方向の選択作用によって前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路から出力させ、かつ
   前記スイッチ素子を１００ｋＨｚ以下の駆動周波数で前記オン動作及び前記オフ動作すること
   を特徴とする電力変換装置。
3. 前記制御回路は、
   前記スイッチ素子を数１０ｋＨｚ以下の駆動周波数で前記オン動作及び前記オフ動作すること
   を特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、
   前記スイッチ素子を２０ｋＨｚ以下の駆動周波数で前記オン動作及び前記オフ動作すること
   を特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
5. 前記ダイオードは、
   順方向電圧が２．０Ｖ以下であること
   を特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記ＤＣ／ＤＣ電圧変換回路は、
   非絶縁型の昇圧回路、または非絶縁型の降圧回路、または絶縁型のフライバックＤＣ／ＤＣ電圧変換回路、または絶縁型のフォワードＤＣ／ＤＣ電圧変換回路のいずれかであること
   を特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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