JP2005102411A - 電力変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】低コスト、小型、且つ低損失な電力変換器を提供することにある。
【解決手段】スイッチング素子１２を低損失なＳｉＣで構成する。入力電圧を所定のスイッチング素子１２にて断続的にスイッチングして電圧を変換する電力変換器であって、スイッチング素子１２の一端を、複数のバッテリーセルが直列接続されてなるバッテリー１１の正側に接続するとともに、スイッチング素子１２の他端を、当該バッテリー１１の複数のバッテリーセルを途中で区分してなる高電圧側電池１３ａと低電圧側電池１３ｂとの間の接続点に接続する。そして、スイッチング素子１２の駆動制御信号に必要なロー電圧として、バッテリー１１の負側の電圧を適用する。
【選択図】図１

Description

本発明は、自動車に搭載されたバッテリーからの電力を変換する電力変換器に関するものである。

近年、環境問題からハイブリッド自動車や電気自動車のような約３００Ｖの高電圧の自動車が開発されている。

一般に、ハイブリッド自動車や電気自動車における電力については、バッテリーからの直流をインバータで３相交流に変換し、車両を駆動するモータへと供給している。

今後、低燃費で且つ環境問題に配慮した負荷を追求する場合、モータの小型高出力化により、低燃費で高速回転の駆動が必要になる。

ところで、一般に、バッテリー電圧の単純な高電圧化はスペース、コストの面から困難である。したがって、高速回転域においては、バッテリーだけではモータから発生する逆起電力以上の電圧を発生することが不可能であるため、システム構成上、バッテリーとインバータの間に昇圧コンバータ等の電力変換器を搭載し、この昇圧した電圧をインバータ及びモータに供給している。

上記の電力変換器の一例として、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータが採用される。この昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、図３の如く、バッテリー１からの直流電力を、スイッチング素子２を用いて交流に変換し、コイル６及びコンデンサ７からなるＬＣフィルタまたはトランス等を用いて電圧の歪みを抑制しながら昇圧した電圧を出力することで、負荷電圧変換を行っている。

具体的に、図３に示した昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、コイル６及びコンデンサ７によって昇圧動作を行うチョッパ方式の電力変換器であり、スイッチング素子２としてＪＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）を使用して、駆動回路３によりトランジスタ４をオンオフ制御し、このトランジスタ４のオンオフ動作によりスイッチング素子２がオンオフされる。

ここで、入力電圧は電気自動車を駆動するような３００Ｖにも及ぶ高電圧バッテリーであるのに対して、スイッチング素子２のゲート駆動等に必要な電源は−１０Ｖ程度のマイナス電源である。このため、専用の極性反転回路であるマイナス電源回路５を設置している。

尚、図３中の符号８は逆流防止用のダイオードを示している。

ハイブリッド自動車または電気自動車に適用される電力変換器の従来例としては、特許文献１がある。

特開平０５−３００６０７号公報

上述のように、従来の電力変換器では、図３の如く、半導体素子であるスイッチング素子２によってスイッチング動作を行うことで、負荷に適した電圧を印加するようにしているが、ハイブリッド電気自動車のバッテリーは高電圧（３００Ｖ程度）であるため、スイッチング素子２を支障なく動作させるためは、専用の極性反転回路としてマイナス電源回路５を付加する必要がある。

特に、複数の電力変換器を用いる場合、個々の電力変換器が大型化してしまい、自動車内のスペースの確保が困難な場合が生じ得るとともに、ガソリン車に比べて全体として高コストとなってしまう。

加えて、ハイブリッド自動車や電気自動車のための電源系としては、高電圧バッテリーの他に１４Ｖ系の補助電源も搭載する必要があり、益々高コストとなり、スペースの確保が困難となる。

そこで、本発明の課題は、低コスト、小型、且つ低損失な電力変換器を提供することにある。

上記課題を解決すべく、請求項１に記載の発明は、入力電圧を所定のスイッチング素子にて断続的にスイッチングして電圧を変換する電力変換器であって、一端が、複数のバッテリーセルが直列接続されてなるバッテリの正側に接続され、他端が、複数の前記バッテリーセルからなる前記バッテリの途中が区分されてなる高電圧側電池と低電圧側電池との間の接続点に接続された前記スイッチング素子と、このスイッチング素子の駆動制御信号として、前記バッテリの負側の電圧を出力するスイッチ駆動手段とを備えるものである。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換器であって、前記スイッチング素子が接合型電界効果トランジスタであり、前記駆動制御信号が、前記接合型電界効果トランジスタのゲートに入力されるものである。

請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の電力変換器であって、前記スイッチング素子が、炭化シリコンを用いた超低損失電力素子であるものである。

請求項４に記載の発明は、請求項１から請求項３のいずれかに記載の電力変換器であって、前記高電圧側電池と前記低電圧側電池のそれぞれのプラス側同士を開閉して当該両電池の並列接続の可否を切り換える並列接続用スイッチと、前記高電圧側電池と前記低電圧側電池との間を開閉して直列接続の可否を切り換える直列接続用スイッチとをさらに備えるものである。

請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の電力変換器であって、前記並列接続用スイッチが閉状態で前記直列接続用スイッチが開状態となったときに、前記高電圧側電池または前記低電圧側電池の少なくとも一方に直列に接続され、且つ、前記並列接続用スイッチが開状態で前記直列接続用スイッチが閉状態となったときに、前記高電圧側電池または前記低電圧側電池の他方に並列に接続される電流制限回路をさらに備えるものである。

請求項１に記載の発明の電力変換器は、例えば請求項２のように接合型電界効果トランジスタとして構成されたスイッチング素子のロー側を、バッテリの複数のバッテリーセルを途中で区分してなる高電圧側電池と低電圧側電池との間の接続点に接続した状態で、このスイッチング素子に入力する駆動制御信号のロー電圧を、バッテリの負側の電圧に設定しているので、スイッチング素子の駆動制御信号に必要なマイナス電圧を、従来のように専用の極性反転回路（マイナス電源回路）を付加しなくてもバッテリーだけで容易に生成できる。したがって、低コスト、小型、且つ低損失な電力変換器を実現できる。

請求項３に記載の発明の電力変換器は、スイッチング素子として炭化シリコンを用いた超低損失電力素子を適用しているので、低損失な電力変換器を実現できる。

請求項４に記載の発明の電力変換器は、充電時に、高電圧側電池と低電圧側電池とを、直列接続から並列接続に切り替えることで、各電池の両端電圧が、直列接続のときのバッテリーの両端電圧よりも低下させて容易に充電することが可能となる。

請求項５に記載の発明の電力変換器は、充電時に、電流制限回路が、並列接続用スイッチが閉状態で直列接続用スイッチが開状態となったときに、高電圧側電池に直列に接続されるので、充電時における高電圧側電池の電流制限を容易に行うことができる。また、充電していないときに、並列接続用スイッチを開状態にして直列接続用スイッチを閉状態にしておくと、電流制限回路に要求される耐圧として、これに並列接続される低電圧側電池の両端にかかる電圧だけであるので、安価な電流制限回路を実現できる。

図１は本発明の一実施形態に係る電力変換器を示す図である。この電力変換器は、ハイブリッド自動車または電気自動車においてインバータ（図示省略）を通じて負荷（図示省略）に電力を供給するために、バッテリー１１から入力される電圧を半導体素子であるスイッチング素子１２にて断続的にスイッチングして昇圧するチョッパ方式の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータであって、図１の如く、特に、バッテリー１を構成するために直列接続されている複数のバッテリーセルを高電圧側電池１３ａと低電圧側電池１３ｂとに区分し、これらの両電池１３ａ，１３ｂ同士の間の接続点Ｐ１にグランドライン１４を設定し、これにより、スイッチング素子１２のゲートに与える駆動制御信号の電圧をバッテリー１１の負側からマイナス電圧として生成したものである。

具体的に、この電力変換器は、図１の如く、インバータ（図示省略）に供給される電力をオンオフするスイッチング素子１２と、このスイッチング素子１２から出力される電圧の歪みを緩和して昇圧するＬＣフィルタ１５と、スイッチング素子１２のゲート電圧をオンオフするトランジスタ１６と、このトランジスタ１６のオンオフ制御を通じてスイッチング素子１２のオンオフ制御を行う駆動回路１７とを備える。

スイッチング素子１２としてはＪＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）が使用されており、特に、半導体基板の材料としてＳｉＣ（炭化シリコン）が使用されて形成された超低損失電力素子が適用される。このＳｉＣを用いた超低損失電力素子は、Ｓｉ（シリコン）やＧａＡｓ（ガリウムひ素）を用いた半導体素子に比べてバンドギャップ（禁制対幅）が広いため、絶縁破壊電界と熱伝導率が大きく、低損失で高温動作する高耐圧のパワー半導体素子において、スイッチング損失等の電力損失を大幅に低減することができるものである。このスイッチング素子１２の一端は、ＬＣフィルタ１５のコイル１５ａとダイオード１５ｃとの間に接続され、他端は駆動回路１７を通じて、両電池１３ａ，１３ｂ同士の間の接続点Ｐ１から引き出されたグランドライン１４に接続されている。また、スイッチング素子１２のゲートは、抵抗１８を通じて駆動回路１７に接続されるとともに、後述のトランジスタ１６に接続されてそのコレクタ電圧が駆動制御信号として与えられることになる。

ＬＣフィルタ１５は、コイル１５ａ及びコンデンサ１５ｂを備え、コイル１５ａとコンデンサ１５ｂとの間に逆流防止用のダイオード１５ｃが接続されている。

コイル１５ａは、バッテリー１１の正（プラス）側とスイッチング素子１２との間に接続されている。

コンデンサ１５ｂは、ダイオード１５ｃとともに直列回路を形成し、この直列回路がスイッチング素子１２に並列接続されている。そして、このコンデンサ１５ｂの両端は、図示しないインバータに接続され、このインバータの動作によってモータ等の図示しない負荷が駆動される。

トランジスタ１６は、そのコレクタがスイッチング素子１２のゲートに接続され、エミッタがバッテリー１１の負（マイナス）側に接続され、ベースが駆動回路１７に接続されている。そして、駆動回路１７からの信号に基づいてトランジスタ１６がオンしたときには、スイッチング素子１２のゲートをバッテリー１１の負（マイナス）側の電位に下げるようになっている。

駆動回路１７は、ＣＰＵ等が内蔵され、所定のソフトウェアプログラムに従って動作する。尚、トランジスタ１６及び駆動回路１７は、スイッチング素子１２のゲートに入力する駆動制御信号として、バッテリー１１の負（マイナス）側の電圧を出力するスイッチ駆動手段として機能する。

ここで、バッテリー１１の負（マイナス）側の電位は、直列接続された複数のバッテリーセルの途中で区分した両電池１３ａ，１３ｂ同士の間の接続点Ｐ１から引き出されるグランドライン１４よりも電位が低くなっている。したがって、トランジスタ１６がオンしたときには、スイッチング素子１２のゲート電圧は、他端側のグランドライン１４よりも電位が低くなる。このことは、図３に示した付加的な極性反転回路としてのマイナス電源回路５を設置しなくても、スイッチング素子１２の他端をマイナス電位とすることが可能となり、結果として低コスト、小型、低損失な電力変換器を実現できるものである。

図２は、図１に示した電力変換器にあって、バッテリー１１を充電するための充電回路構成を示す図である。

この充電回路は、第１の電流制限用トランジスタＱ１と、この第１の電流制限用トランジスタＱ１のベース−エミッタ間に接続された第１の抵抗Ｒ１と、第１の電流制限用トランジスタＱ１のベースと低電圧側電池１３ｂの負（マイナス）側との間に接続された第２の電流制限用トランジスタＱ２と、この第２の電流制限用トランジスタＱ２のベース−エミッタ間に接続された第２の抵抗Ｒ２と、高電圧側電池１３ａと低電圧側電池１３ｂとの並列接続の可否を切り換えるための並列接続用スイッチＱ３と、高電圧側電池１３ａと低電圧側電池１３ｂとの直列接続の可否を切り換えるための直列接続用スイッチＱ４とを備える。

第１の電流制限用トランジスタＱ１は例えばｎｐｎ型バイポーラトランジスタであり、そのエミッタが、高電圧側電池１３ａの負（マイナス）側と低電圧側電池１３ｂの正（プラス）側との間の接続点Ｐ１と第１の抵抗Ｒ１の一端に共に接続され、そのコレクタが、第２の電流制限用トランジスタＱ２のベース及び第２の抵抗Ｒ２に共に接続され、そのベースが、第１の抵抗Ｒ１の他端と第２の電流制限用トランジスタＱ２のエミッタに共に接続されている。

第２の電流制限用トランジスタＱ２は、第１の電流制限用トランジスタＱ１と同等の例えばｎｐｎ型バイポーラトランジスタが使用され、そのエミッタが、第１の電流制限用トランジスタＱ１のベースと第１の抵抗Ｒ１の他端に共に接続され、そのコレクタが、第２の抵抗Ｒ２の一端と低電圧側電池１３ｂの負（マイナス）側に共に接続され、そのベースが、第１の電流制限用トランジスタＱ１のコレクタと第２の抵抗Ｒ２の他端に共に接続されている。

尚、電流制限用トランジスタＱ１，Ｑ２及び抵抗Ｒ１，Ｒ２は、電流制限回路を構成し、並列接続用スイッチＱ３がオン（閉状態）で直列接続用スイッチＱ４がオフ（開状態）となって両電池１３ａ，１３ｂが充電状態になったときに、高電圧側電池１３ａに直列に接続されてその電流を制限し、また、並列接続用スイッチＱ３がオフ（開状態）で直列接続用スイッチＱ４がオン（閉状態）となってバッテリー１１が放電状態になったときに、低電圧側電池１３ｂに並列に接続されて、この電流制限回路の両端にかかる電圧が低電圧側電池１３ｂの両端電圧だけで済むようになっている。

並列接続用スイッチＱ３は、駆動回路１７の制御を受けて、高電圧側電池１３ａの正（プラス）側と低電圧側電池１３ｂの正（プラス）側との間を開閉することで、高電圧側電池１３ａと低電圧側電池１３ｂとの並列接続を遮断／接続するものである。

直列接続用スイッチＱ４は、駆動回路１７の制御を受けて、高電圧側電池１３ａの負（マイナス）側と低電圧側電池１３ｂの正（プラス）側との間を開閉することで、高電圧側電池１３ａと低電圧側電池１３ｂとの直列を遮断／接続するものである。

駆動回路１７は、例えば、マイクロコンピュータチップが使用され、内蔵されたフラッシュＲＯＭ等の所定の記憶媒体内に予め格納されたソフトウェアプログラムに従って動作する機能要素である。

上記構成の電力変換器の動作を説明する。

図１の如く、負荷（図示省略）の駆動時には、バッテリー１１の電源電圧がＬＣフィルタ１５に印加され、このＬＣフィルタ１５のコイル１５ａとダイオード１５ｃとの間からスイッチング素子１２に電圧が印加される。

また、駆動回路１７は、抵抗１８を通じてスイッチング素子１２のゲートに電圧を与えている。

ここで、駆動回路１７がトランジスタ１６をオンオフすることで、スイッチング素子１２のゲートはオンオフを繰り返し、発生するコイル１５ａの逆起電力をコンデンサ１５ｂの両端電圧に加算するようにして昇圧を行い、次段のインバータ（図示省略）を通じて負荷（図示省略）への電力供給が行われる。

この場合、スイッチング素子１２をオンオフするためのトランジスタ１６のエミッタ側は、バッテリー１１の負（マイナス）側の電位となっているのに対して、スイッチング素子１２の負（マイナス）側は、直列接続された複数のバッテリーセルの途中で区分した両電池１３ａ，１３ｂ同士の間の接続点Ｐ１から引き出されるグランドライン１４に設定されている。そして、バッテリー１１の負（マイナス）側の電位は、直列接続された複数のバッテリーセルの途中で区分した両電池１３ａ，１３ｂ同士の間の接続点Ｐ１から引き出されるグランドライン１４よりも電位が低くなっている。

したがって、トランジスタ１６がオンしたときには、スイッチング素子１２のゲート電圧は、他端側のグランドライン１４よりも電位が低くなるので、図３に示した付加的な極性反転回路としてのマイナス電源回路５を設置しなくても、スイッチング素子１２の他端をマイナス電位とすることが可能となり、結果として低コスト、小型、低損失な電力変換器を実現できる。

以上のように、トランジスタ１６の負（マイナス）側に必要な電圧を、図３に示した従来のように専用の極性反転回路（マイナス電源回路５）を付加しなくても容易に生成できるため、低コスト且つ小型の電力変換器を実現できる。

また、スイッチング素子１２として、ＳｉＣを用いているので、低損失な電力変換器を実現できる。

次に、バッテリー１１の充電時の動作を説明する。バッテリー１１の充電時において、図２の如く、駆動回路１７は、直列接続用スイッチＱ４をオフにするとともに並列接続用スイッチＱ３をオンにして、高電圧側電池１３ａの正（プラス）側と低電圧側電池１３ｂの正（プラス）側を接続する。

このようにすることで、高電圧側電池１３ａと低電圧側電池１３ｂとが、直列接続から並列接続に切り替わり、よって各電池１３ａ，１３ｂの両端電圧が、直列接続のときのバッテリー１１の両端電圧よりも低下する。これにより、図示しない発電機側から与えられた電圧が各電池１３ａ，１３ｂのそれぞれの両端に印加されて充電が行われる。

ここで、第１の電流制限用トランジスタＱ１のベース−コレクタが、第２の電流制限用トランジスタＱ２のベース−コレクタ間に接続され、また各電流制限用トランジスタＱ１，Ｑ２のベース−エミッタ間の電圧が第１の抵抗Ｒ１及び第２の抵抗Ｒ２の両端電圧に設定されることから、第１の電流制限用トランジスタＱ１のベース−エミッタ間の電圧は０．６Ｖに固定される。このことから、次の（１）式のように、特に高電圧側電池１３ａについて定電流Ｉでの充電が可能になり、故に高電圧側電池１３ａの充電電流を制御することができる。

Ｉ＝０．６／Ｒ１ …（１）
また充電していないときは、並列接続用スイッチＱ３をオフにして直列接続用スイッチＱ４をオンにしておく。このとき両電流制限用トランジスタＱ１，Ｑ２に要求される耐圧としては、低電圧側電池１３ｂの両端にかかる電圧だけであるので、安価なトランジスタを使用することができる。例えば、高電圧側電池１３ａの出力電圧が２８０〜２９０ボルトであり、低電圧側電池１３ｂの出力電圧が１０〜２０ボルトである場合、両電流制限用トランジスタＱ１，Ｑ２に要求される耐圧としては、低電圧側電池１３ｂに対応した小さな電圧だけで済む。したがって、充電用の電流制限回路として安価な回路を実現できる。

尚、上記実施形態は、チョッパ方式の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明したが、同様に電力変換を半導体素子にて行う降圧ＤＣ／ＤＣコンバータや、モータ駆動用のインバータそのものに適用してもよく、また変換方式に関してもチョッパ方式に限らず、フォワード方式、ブリッジ方式またはフライバック方式等、入力電圧を半導体素子にて断続的にスイッチングして電圧を変換する電力変換器であれば、どのようなものに適用しても差し支えない。いずれの場合であっても、複数のバッテリーセルの直列接続によって構成されるバッテリー１１を高電圧側電池１３ａと低電圧側電池１３ｂとに区分し、これら両電池１３ａ，１３ｂの間にグランドラインを設定し、所望の半導体素子の制御電圧を生成すれば、上記実施形態と同様の効果を得ることができる。

あるいは、電流制限のための回路は図２に示した回路に限定されるものではなく、例えばカレントミラー回路等の他の定電流回路を適用しても差し支えない。

本発明の一実施形態に係る電力変換器を示す回路ブロック図である。 本発明の一実施形態に係る電力変換器の充電用の回路部を示す回路図である。 従来の電力変換器を示す回路ブロック図である。

符号の説明

１１ バッテリー
１２ スイッチング素子
１３ａ 高電圧側電池
１３ｂ 低電圧側電池
１４ グランドライン
１６ トランジスタ
１７ 駆動回路
Ｑ１，Ｑ２ 電流制限用トランジスタ
Ｑ３ 並列接続用スイッチ
Ｑ４ 直列接続用スイッチ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗

Claims (5)

1. 入力電圧を所定のスイッチング素子にて断続的にスイッチングして電圧を変換する電力変換器であって、
   一端が、複数のバッテリーセルが直列接続されてなるバッテリの正側に接続され、他端が、複数の前記バッテリーセルからなる前記バッテリの途中が区分されてなる高電圧側電池と低電圧側電池との間の接続点に接続された前記スイッチング素子と、
   このスイッチング素子の駆動制御信号として、前記バッテリの負側の電圧を出力するスイッチ駆動手段と
   を備える電力変換器。
2. 請求項１に記載の電力変換器であって、
   前記スイッチング素子が接合型電界効果トランジスタであり、
   前記駆動制御信号が、前記接合型電界効果トランジスタのゲートに入力される、電力変換器。
3. 請求項２に記載の電力変換器であって、
   前記スイッチング素子が、炭化シリコンを用いた超低損失電力素子である、電力変換器。
4. 請求項１から請求項３のいずれかに記載の電力変換器であって、
   前記高電圧側電池と前記低電圧側電池のそれぞれのプラス側同士を開閉して当該両電池の並列接続の可否を切り換える並列接続用スイッチと、
   前記高電圧側電池と前記低電圧側電池との間を開閉して直列接続の可否を切り換える直列接続用スイッチと
   をさらに備える電力変換器。
5. 請求項４に記載の電力変換器であって、
   前記並列接続用スイッチが閉状態で前記直列接続用スイッチが開状態となったときに、前記高電圧側電池に直列に接続され、且つ、前記並列接続用スイッチが開状態で前記直列接続用スイッチが閉状態となったときに、前記低電圧側電池に並列に接続される電流制限回路をさらに備える電力変換器。
   

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