JP4709013B2 - Fsk信号検波器 - Google Patents

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Description

本発明は、FSK(Frequency Shift Keying)信号を検波するFSK信号検波器に関し、特にデジタル処理によりFSK信号を検波するFSK信号検波器に関するものである。
従来、FSK信号をデジタル処理により検波するFSK信号検波器として、たとえば、受信アナログ回路の出力を2値情報とし、デジタル信号処理により周波数成分を検出し、復調するものがある。従来のFSK周波数検波器はIF周波数に変換した受信信号を入力とし、復調を可能とする。FSK周波数検波器の入力となる受信信号のIF中心周波数が以下の関係を維持した場合にこの従来の復調が可能となる。
IF中心周波数f0≧変調速度に相当する周波数fd×1.25 (MSK変調の場合)
Fd=(f0−fs)×4=(fM−f0)×4
これは、MSK変調の場合、2値情報信号により変換される2つの周波数が、IF中心周波数から変調速度に相当する周波数の1/4だけずれた2つの周波数になるが、この2つの周波数のうち、低いほうの周波数が、変調速度に相当する周波数以上となる必要がある。
たとえば、変調により変換された周波数のうちIF中心周波数より低い周波数fsと、IF中心周波数より高い周波数fM、に相当する周波数の周期、且つシンボル時間長と同等の長さとなる相関係数C1〜C2n、D1〜D2nを持つ相関フィルタを有する構成の場合、この相関係数の長さが長いと、相関フィルタの通過帯域幅が狭くなるため雑音除去性が高まるが、シンボル時間長を超えると隣接シンボルの変調成分が加わるため、シンボル間干渉が生じる。そのため、シンボル時間長と同等の相関係数とするのが好ましい。したがって、このシンボル時間長と、より短い波長となるfs、もしくはfMと同等の周期を持った相関係数を有するフィルタにより、復調可能となる。
また、FSK信号を受信する受信回路構成を簡素化させるため、受信アナログ回路の出力を2値情報とし、デジタル信号処理により周波数成分を検出し、復調するものがあった。
特開平09−23248号公報 特開2003−57280号公報
しかしながら、常に変調速度に相当する周波数が
(f0−fs)×4=fd
f0=fs+(fd/4)
の関係を有するとすると、
f0<fd×1.25
fs+(fd/4)<fd×1.25
fs<fd
となり、中心周波数より低い周波数側に変調された周波数(fs)の波長が、シンボル時間長よりも長くなることになる。そのため、相関フィルタでは、1シンボルの時間長で変調された周波数の波長が入りきらないという問題があった。一方、相関フィルタの相関係数を長くして、1シンボルより長い時間で相関を得ようとする場合、上述のようにシンボル間干渉が生じて、受信特性が劣色するという問題が発生する。
これにより、従来の方法では、
IF中心周波数<変調速度に相当する周波数×1.25(MSKの場合)
となった場合は利用することができないことがわかる。
本発明は、FSK信号のたとえば中心周波数より低い周波数側に変調された周波数の波長が、シンボル時間長よりも長くなる場合でも受信特性の劣化を防止することのできるFSK信号検波器を提供することを目的とする。
本発明は上述の課題を解決するために、FSK信号を入力し、FSK信号の振幅を2値化する2値化手段と、2値化手段により2値化されたFSK信号を入力しFSK信号の相関を求める相関手段と、相関手段の出力を演算してFSK信号を検出して出力する演算手段とを含み、相関手段は、FSK信号をクロックに従って順次シフトするm段のシフトレジスタ手段と、FSK変調により生成される2つの周波数成分うち一方の第1の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により相関を求める第1の相関フィルタ手段と、FSK変調により生成される2つの周波数成分のうち他方の第2の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により相関を求める第2の相関フィルタ手段とを含むことを特徴とする。
この場合、この検波器は、2値化手段の前段に、FSK信号の振幅変動成分を抑圧する振幅制御手段を備えるとよく、また、第1および第2の相関フィルタ手段は、シフトレジスタ手段の各段の出力0を値−1に変換し、出力1を値+1に変換し、変換した値に相関信号列を乗算する手段を備えるとよい。
また、シフトレジスタ手段は、変調速度と同じ周波数の波長に相当する時間長のm段のシフトレジスタであり、演算手段は、シフトレジスタ手段に供給されるクロックに従って変化する変化幅に基づいて復調データを生成するとよく、この場合、演算手段は、第1および第2の相関フィルタ手段の出力値からそれぞれ所定値を減算する第1および第2の減算手段と、第1および第2の減算手段の出力の絶対値をそれぞれ求める第1および第2の絶対値変換手段と、第1および第2の絶対値変換手段の出力を平均化する第1および第2のローパスフィルタ手段と、第1および第2のローパスフィルタ手段の出力の差を演算する第1の差算手段とを有するとよい。
また、第1および第2の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、シフトレジスタ手段に供給されるクロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される2つの周波数成分うちそれぞれの周波数の波長と同等の周期を有する相関信号列であるとよい。
また、前記mは偶数であり、第1および第2の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、シフトレジスタ手段のm/2段目に該当する相関信号と、シフトレジスタ手段のm/2+1段目に該当する相関信号の仮想的中間位置に想定される信号の位相が、シフトレジスタ手段に供給されるクロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される2つの周波数成分のうちそれぞれの位相と同位相関係もしくは180度反転した位相関係となる相関信号列であるとよい。
また、前記mは偶数であり、第1および第2の相関フィルタ手段にて用いる窓関数信号列は、シフトレジスタ手段のm/2段目に該当する窓関数信号と、シフトレジスタ手段のm/2+1段目に該当する窓関数信号の間の時間位置を中心とし、前後対象の数分かつシンボル時間長と同等の長さとなる数分に該当する窓関数信号のみ高い利得を与える窓関数信号とし、それ以外のシフトレジスタ手段に該当する窓関数信号は低い利得を与える窓関数信号とするとよい。
また、第1および第2の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、2値表現の相関信号列であるとよく、第1および第2の相関フィルタ手段は、窓関数信号列をシフト演算することにより乗算するとよい。
また、相関手段は、FSK変調により生成される2つの周波数成分うち一方の第1の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により相関を求める前記第1の相関フィルタ手段および第3の相関フィルタ手段と、FSK変調により生成される2つの周波数成分のうち他方の第2の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により相関を求める第2の相関フィルタ手段および第4の相関フィルタ手段とを含むとよく、この場合、演算手段は、第3および第4の相関フィルタ手段の出力値からそれぞれ所定値を減算する第3および第4の減算手段と、第3および第4の減算手段の出力の絶対値をそれぞれ求める第3および第4の絶対値変換手段と、第1および第3の絶対値変換手段の出力を加算する第1の加算手段と、第2および第4の絶対値変換手段の出力を加算する第2の加算手段と、第1および第2の加算手段の出力をそれぞれ平均化する第3および第4のローパスフィルタ手段と、第3および第4のローパスフィルタの出力の差を演算する第2の差算手段と含むとよい。
また、前記mは偶数であり、第1ないし第4の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、m段のシフトレジスタに供給されるクロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される2つの周波数成分うちそれぞれの周波数の波長に対し同等の周期となる2つの相関信号列を有し、2つの相関信号列は、シフトレジスタ手段のm/2段目に該当する相関信号と、シフトレジスタ手段のm/2+1段目に該当する相関信号の仮想的中間位置を基準にそれぞれの周波数の波長の1/4分だけ位相のずれた配置とするとよい。
また、前記mは偶数であり、第1ないし第4の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、シフトレジスタに供給されるクロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される2つの異なる周波数成分に相当する相関信号列のいずれかに対し、シフトレジスタ手段のm/2段目に該当する相関信号と、シフトレジスタ手段のm/2+1段目に該当する相関信号の仮想的中間位置に想定される信号の位相が、シフトレジスタ手段に供給されるクロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される2つの周波数成分のうちそれぞれの位相と同位相関係もしくは180度反転した位相関係となる相関信号列とするとよい。
また、第1ないし第4の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、2値表現の相関信号列であるとよく、また、第3および第4の相関フィルタ手段は、窓関数信号列をシフト演算することにより乗算するとよい。また、第3および第4の相関フィルタ手段は、シフトレジスタ手段の各段の出力0を値−1に変換し、出力1を値+1に変換し、変換した値に相関信号列を乗算する手段を備えるとよい。
本発明によれば、FSK信号のたとえば中心周波数より低い周波数側に変調された周波数の波長が、シンボル時間長よりも長くなるような場合でも受信特性の劣化を防止することができる。たとえば、IF中心周波数<変調速度に相当する周波数×1.25(MSK方式の場合)となった場合でもFSK信号を良好に検波することができる。
次に添付図面を参照して本発明によるFSK信号検波器の実施例を詳細に説明する。図1を参照すると、本実施例のFSK信号検出器10は、FSK信号12をデジタル処理により周波数検波して復調データ14を出力するものであり、FSK信号12を入力するリミッタアンプ20と、リミッタアンプ20の出力22と入力24とが接続されたコンパレータ26とを含む。なお、図1において、接続線に付した参照符号は同接続線に現れる信号を表わす。
コンパレータの出力28には相関器30が接続される。この相関器30の一方の出力32は、所定値を減算する加算器34、絶対値変換部36およびデジタルLPF(ローパスフィルタ) 38が順に直列接続されて一系統の処理回路が形成されている。相関器30の他方の出力40にはさらに所定値を減算する加算器42、絶対値変換部44およびデジタルLPF 46が直列接続されて、他方の処理系統が形成されている。デジタルLPF 38,46の各出力78,80には差算器50が接続され、差算器50の出力52には復調データ14を出力する極性判定部54が接続される。
リミッタアンプ20には、高周波の受信信号から数MHzのIF受信信号にダウンコンバートされたFSK信号12が入力される。リミッタアンプ20は、FSK信号12の振幅を一定に制限してその振幅変動成分を抑圧する振幅制限回路である。これにより、振幅変動の影響を受けることなく周波数検波を行うことができる。リミッタアンプ20は、振幅変動成分を抑圧した信号をFSK信号22として出力する。
リミッタアンプ12に接続されているコンパレータ26は、リミッタアンプ20から出力されるFSK信号22の振幅を2値化する2値化回路である。具体的には、FSK信号12の中点レベルに略等しい中点電位が入力24に供給され、コンパレータ26は、この中点電位24とFSK信号12とを比較し、FSK信号12の振幅が中点電位24より大きい場合には”1”の値となり、小さい場合には”0”の値となるFSK信号28を生成して出力する。これにより、コンパレータ26以降の回路では、FSK信号を振幅が”1”,”0”の2値化信号として取り扱うことができる。
コンパレータ26の出力28に接続された相関器30は、所定の規則性を有する相関信号系列との相関を求める回路である。相関器30の内部構成例を図2に示す。図示するように、相関器30は、m段(mは2以上の自然数)のシフトレジスタ200と、シフトレジスタ200の各段の保持値をそれぞれ入力する2つの相関フィルタ200,202とを有している。
相関フィルタ200は、シフトレジスタ200の各段の保持値と相関係数列(G1,Gm/2,Gm/2+1,...,Gm)とを演算するm個(mは2以上の自然数)の演算器210と、窓関数を掛け合わせるための窓関数信号列(W1,Wm/2,Wm/2+1,...,Wm)を乗算するm個の乗算器212と、各乗算器212の演算結果を加算する加算器214とを含み、加算器214の出力32を形成している。本実施例における演算器210はシフトレジスタ200の各段の保持値(0,1)をそれぞれ一旦、値(-1,1)に変換し、変換された値(-1,1)に対し相関係数列(G1,Gm/2,Gm/2+1,...,Gm)をそれぞれ乗算するように形成されている。
他方の相関フィルタ202は、シフトレジスタ200の各段の保持値と相関係数列(I1,Im/2,Im/2+1,...,Im)とをそれぞれ演算するm個の演算器220と、窓関数を掛け合わせるための窓関数信号列(W1,Wm/2,Wm/2+1,...,Wm)を乗算するm個の乗算器222と、各乗算器222の演算結果を加算する加算器224とを含み、加算器224の出力40を形成している。この演算器220についてもシフトレジスタ200の各段の保持値(0,1)をそれぞれ一旦、値(-1,1)に変換し、変換された値(-1,1)に対し相関係数列(I1,Im/2,Im/2+1,...,Im)をそれぞれ乗算するように形成されている。
相関器30内にて用いる2つの相関係数列(G1〜Gm,I1〜Im)は、図3に相関係数列および窓関数信号列の規則性それぞれ示すように、それぞれ1シンボル時間長Tsより長い列とし、2つの所望の周波数と同等の周期を持つ信号列をそれぞれ1つずつ有するものとする。
相関係数列はm個の数列である。mはIF中心周波数より低い周波数fsの波長と同等の時間長となる数列の数とする。また、これら相関係数列は0もしくは1のいずれかの数値を有する数列である。
IF中心周波数より低い周波数fsを希望の周波数とする相関フィルタの相関係数列I1〜Imは、mを1周期とした列である。IF中心周波数より高い周波数fMを希望の周波数とする相関フィルタの相関係数列GI〜Gmは、fMに相当する周波数の波長と同等の長さを1周期とした列であり、この周期にて0もしくは1のいずれかの値になるよう継続し、m個の数列とする。
相関係数列G1〜Gmおよび相関係数列I1〜Imは、相関係数列Gm/2と相関係数列Gm/2+1との間および相関係数列Im/2と相関係数列Im/2+1との間にて数値が0から1、もしくは1から0に変わるような位相関係とする。
次に窓関数信号列について説明する。1シンボルあたりの時間長に相当する長さをTsとすると、窓関数信号列の中心位置から前後対象の数分、Tsと同等の長さとなる数分だけ値“b”を持つ窓関数信号を有し、それ以外の窓関数信号は値“a”を持つものである。また、値“b”と値“a”はb>aの関係を有するものとする。これにより、希望の周波数をTsより長い波長を持つfsとした相関係数列を有する相関フィルタ200,202を実現しながら、窓関数信号列によりシンボル間干渉の影響を抑えることを可能とする。
図1に戻って、相関器30の出力32には加算器32,42が接続され、加算器32,42は、相関器30の出力にそれぞれ-nを加算する加算回路である。加算器32,42の出力70,72には、絶対値変換部36,44が接続され、絶対値変換部36,44の出力74,76にはそれぞれデジタルLPF 38,46がそれぞれ接続され、デジタルLPF 38,46の各出力78,80は差算器50に接続されている。
加算器34は、相関器30から出力される周波数検波出力32に−nを加算する加算回路であり、周波数検波出力32からnを減算して、その演算結果を周波数検波出力70として出力する。これにより、周波数検波出力70は、変化幅の中点を0とする波形に変換される。
加算器34の出力70に接続された絶対値変換部36は、加算器34から出力される周波数検波出力70の絶対値を算出し、これを周波数検波出力74として出力する。
絶対値変換部36の出力74に接続されたデジタルLPF 38は、絶対値変換部36から出力される周波数検波出力74をFSK信号の1シンボル時間Tsで1シンボル区間幅の移動平均をとるローパスフィルタである。デジタルLPF 38は、周波数検波出力74を振幅がFSK信号の周波数偏移に応じて変化する周波数検波信号に変換して出力78に出力する。デジタルLPF 38の出力78は差算器50のプラス(+)側入力に接続されている。
他方の加算器42の出力72には同様に絶対値変換部44が接続され、絶対値変換部44は周波数検波出力72の絶対値を算出し、これを周波数検波出力76として出力する。絶対値変換部44の出力76にはデジタルLPF 46が接続され、デジタルLPF 46は、周波数検波出力76をFSK信号の周波数偏移に応じて振幅が変化する周波数検波信号に変換して出力80に出力する。デジタルLPF 46の出力80は差算器50のマイナス(−)側入力に接続されている。
差算器50は、デジタルLPF 38から出力される周波数検波信号をプラス(+)側入力78に入力し、デジタルLPF 46から出力される周波数検波信号をマイナス(−)側入力80に入力し、これら2つの周波数検波信号78,80の差を求める演算回路である。差算器50は、求めた値を出力52に出力する。
差算器50の出力52は極性判定部54に接続され、極性判定部54は、差算器50の出力値の極性(+または−)を判定し、判定に応じた復調データを生成する。極性判定部54は、判定により生成した復調データを出力14に出力する。つまり、図2に示す相関フィルタ200,202を有することにより、IF中心周波数が変調速度に相当する周波数×1.25(MSK変調の場合)よりも小さくなった場合であっても受信特性を大幅に劣化させることなく復調データ14が得られる。
次にFSK信号検波器の他の実施例を図4を参照して説明すると、図示するように本実施例におけるFSK信号検出器400は、4系統の相関フィルタを有する相関器410と、相関器410の4系統の出力のうち2系統の出力の420,422にそれぞれ加算器424,426が接続され、加算器424,426のそれぞれの出力に絶対値変換部428,430が接続されている。さらに絶対値変換部34,428の出力は加算器432に接続され、絶対値変換部44,430の出力が加算器434に接続されて、各加算器432,434の出力がデジタルLPF 38,46に接続されている。その他の同一参照符号で示す各構成については図1に示した構成要素と同様の構成でよいのでその説明を省略する。
本実施例におけるFSK信号検波器400は、相関器410は、4つの相関係数列を用いる構成としている。相関器410の内部構成を図5に示す。図示するように、相関器410は、図2に示した相関フィルタ200,202に加えてさらに相関フィルタ500,502を備えて、相関フィルタ500,502の出力は相関器410のそれぞれ出力420,422をそれぞれ形成している。なお、図5において、図2に示した参照符号と同一参照符号で示す各構成については図1に示した構成要素と同様の構成でよい。
相関フィルタ500は、シフトレジスタ200の各段の保持値にそれぞれ相関係数列(H1,Hm/2,Hm/2+1,...,Hm)を加算するm個の演算器210と、窓関数を掛け合わせるための窓関数信号列(W1,Wm/2,Wm/2+1,...,Wm)を乗算するm個の乗算器212と、各乗算器212の演算結果を加算する加算器214とを含む。
他方の相関フィルタ502は、シフトレジスタ200の各段の保持値にそれぞれ相関係数列(J1,Jm/2,Jm/2+1,...,Jm)を加算するm個の演算器210と、窓関数を掛け合わせるための窓関数信号列(W1,Wm/2,Wm/2+1,...,Wm)を乗算するm個の乗算器222と、各乗算器222の演算結果を加算する加算器224とを含む。
4つの相関係数列(G1〜Gm、H1〜Hm、I1〜ImおよびJ1〜Jm)を1シンボル時間長より長い列とし、所望の周波数と同等の周期を持った信号列をそれぞれ2ずつ有し、同等の周期となる相関係数列の位相は、号列の中心を基準に90°相当の位相ずれを有するものとする。
図4に戻って、相関器410の出力420,422は、それぞれ加算器424,426に接続されている。加算器36,424,42、426は、相関器30の出力にそれぞれ-Uを加算する加算回路である。加算器36,42の出力70,440,72、442には、絶対値変換部38,428,44,430が接続され、絶対値変換部38,428の出力74,444は加算器432に接続され、絶対値変換部44,430の出力76,446は加算器434が接続されている。これら加算器432,434の出力450,452がそれぞれデジタルLPF 38,46に接続される。
次に相関係数列の例を図6に示す。本実施例では、第1の実施例と同様に相関係数列は、fsの波長と同じ時間長となる数列の数mとし、これら相関係数列は0もしくは1の数値を有する数列である。また、fsを希望の周波数とする相関フィルタの相関係数列I1〜Imと相関係数列J1〜Jmとの2つを有し、これら相関係数列はそれぞれmを1周期とした列である。また、相関係数列I1〜Imと相関係数列J1〜Jmとの位相関係は90°の差に相当するように、m/4相当ずれた相関信号配置とする。
fMを希望の周波数とする相関フィルタの相関係数列G1〜Gmと相関係数列H1〜Hmとは、fMに相当する周波数の波長と同等の長さを1周期とした列であり、この周期にて0もしくは1のいずれかの値になるよう継続し、m個の数列とする。また、相関係数列G1〜Gmと相関係数列H1〜Hmとの位相関係は90°の差に相当するよう、λfm/4相当ずれた相関信号配置とする。さらに相関係数列G1〜Gmおよび相関係数列I1〜Imは相関係数列、相関係数列Gm/2と相関係数列Gm/2+1との間、および相関係数列Im/2と相関係数列Im/2+1の間にて数値が0から1、もしくは1から0に変わるような位相関係とする。なお、これら相関係数列を2で除算する場合のmは偶数の場合である。
ここで仮に、相関係数列が希望する周波数に対し1つずつのみ用意される場合、図7で示すように、デジタルLPFの出力波形に不要な周波数成分が発生してしまう。これはデジタルLPFの入力である絶対値変換部の出力波形に存在する周波数成分が出力信号に影響してしまうためである。これを積極的に除去するようデジタルLPFの特性を変更すると、変調成分そのものも除去されてしまう。デジタルLPFの出力波形に不要な周波数成分が発生すると、この波形により変調情報を判定する際の判定時間位置によっては、2値変調信号の中間位置(図7中、デジタルLPF出力波形図の閾値th)に近づいたところで判定してしまう場合が生じ、雑音による復調誤りが生じやすくなる。そのため、この不要な周波数成分は受信特性を劣化させる要因に成り得る。
これに対し本実施例では、図8に示すように、相関係数列を希望する周波数に対し2つずつ有し、それぞれを位相が90°相当の時間差を持つように配置し、この相関係数列を用いて得られた絶対値変換部38,428の出力信号を加算器432にて加算し、絶対値変換部44,430の出力信号を加算器434にて加算することにより、デジタルLPF38,46の入力信号そのものの不要な周波数成分を取り除くことができる。これにより受信特性の劣化が防止される。
図4に示した第2の実施例における相関器410内の各相関フィルタ500,502(図5)は、それぞれ乗算回路を備える構成としたがこれに限らず、たとえば図9に示すように各乗算回路212,222に代えてそれぞれ乗算器の出力をシフト演算するシフト演算回路912,922を備えるように構成してもよい。
本発明が適用されたFSK信号検出器の実施例を示すブロック図である。 相関器の構成例を示すブロック図である。 相関係数列および窓関数信号列の例を示す図である。 FSK信号検出器の他の実施例を示すブロック図である。 相関器の他の構成例を示すブロック図である。 相関係数列の例を示す図である。 相関器出力とデジタルLPF出力の例を示す図である。 実施例における相関器出力とデジタルLPF出力の例を示す図である。 相関器の他の構成例を示すブロック図である。
符号の説明
10 FSK信号検出器
20 リミッタアンプ
26 コンパレータ
30 相関器
32,42 加算器
36,44 絶対値変換部
38,46 デジタルLPF
50 差算器
54 極性反転部

Claims (14)

  1. FSK(Frequency Shift Keying)信号を入力し、該FSK信号の振幅を2値化する2値化手段と、
    該2値化手段により2値化されたFSK信号を入力し該FSK信号の相関を求める相関手段と、
    前記相関手段の出力を演算してFSK信号を検出して出力する演算手段とを含み、前記相関手段は、
    前記FSK信号をクロックに従って順次シフトするm(mは2以上の自然数)段のシフトレジスタ手段と、
    FSK変調により生成される2つの周波数成分うち一方の第1の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第1の相関フィルタ手段と、
    前記FSK変調により生成される2つの周波数成分のうち他方の第2の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第2の相関フィルタ手段とを含み、
    前記シフトレジスタ手段は、変調速度と同じ周波数の波長に相当する時間長のシフトレジスタであり、
    前記演算手段は、前記シフトレジスタ手段に供給される前記クロックに従って変化する変化幅に基づいて復調データを生成し、
    前記第1および第2の相関フィルタ手段の出力値からそれぞれ所定値を減算する第1および第2の減算手段と、
    該第1および第2の減算手段の出力の絶対値をそれぞれ求める第1および第2の絶対値変換手段と、
    該第1および第2の絶対値変換手段の出力を平均化する第1および第2のローパスフィルタ手段と、
    該第1および第2のローパスフィルタ手段の出力の差を演算する第1の差算手段とを有することを特徴とするFSK信号検波器。
  2. 請求項1に記載のFSK信号検波器において、該検波器は、前記2値化手段の前段に、前記FSK信号の振幅変動成分を抑圧する振幅制御手段を備えることを特徴とするFSK信号検波器。
  3. 請求項1に記載のFSK信号検波器において、前記第1および第2の相関フィルタ手段は、前記シフトレジスタ手段の各段の出力0を値−1に変換し、出力1を値+1に変換し、該変換した値に前記相関信号列を乗算する手段を備えることを特徴とするFSK信号検波器。
  4. 請求項1に記載のFSK信号検波器において、前記第1および第2の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、前記シフトレジスタ手段に供給される前記クロックに従って変化する場合の変化幅に基づいて前記FSK変調により生成される2つの周波数成分うちそれぞれの周波数の波長と同等の周期を有する相関信号列であることを特徴とするFSK信号検波器。
  5. 請求項1に記載のFSK信号検波器において、前記第1および第2の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、2値表現の相関信号列であることを特徴とするFSK信号検波器。
  6. 請求項1に記載のFSK信号検波器において、前記第1および第2の相関フィルタ手段は、窓関数信号列をシフト演算することにより乗算することを特徴とするFSK信号検波器。
  7. FSK信号を入力し、該FSK信号の振幅を2値化する2値化手段と、
    該2値化手段により2値化されたFSK信号を入力し該FSK信号の相関を求める相関手段と、
    前記相関手段の出力を演算してFSK信号を検出して出力する演算手段とを含み、前記相関手段は、
    前記FSK信号をクロックに従って順次シフトするm(mは2以上の自然数)段のシフトレジスタ手段と、
    FSK変調により生成される2つの周波数成分うち一方の第1の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第1の相関フィルタ手段と、
    前記FSK変調により生成される2つの周波数成分のうち他方の第2の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第2の相関フィルタ手段とを含み、
    前記mは偶数であり、前記第1および第2の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、前記シフトレジスタ手段のm/2段目に該当する相関信号と、前記シフトレジスタ手段のm/2+1段目に該当する相関信号の仮想的中間位置に想定される信号の位相が、前記シフトレジスタ手段に供給される前記クロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される2つの周波数成分のうちそれぞれの位相と同位相関係もしくは180度反転した位相関係となる相関信号列であることを特徴とするFSK信号検波器。
  8. FSK信号を入力し、該FSK信号の振幅を2値化する2値化手段と、
    該2値化手段により2値化されたFSK信号を入力し該FSK信号の相関を求める相関手段と、
    前記相関手段の出力を演算してFSK信号を検出して出力する演算手段とを含み、前記相関手段は、
    前記FSK信号をクロックに従って順次シフトするm(mは2以上の自然数)段のシフトレジスタ手段と、
    FSK変調により生成される2つの周波数成分うち一方の第1の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第1の相関フィルタ手段と、
    前記FSK変調により生成される2つの周波数成分のうち他方の第2の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第2の相関フィルタ手段とを含み、
    前記mは偶数であり、前記第1および第2の相関フィルタ手段にて用いる窓関数信号列は、前記シフトレジスタ手段のm/2段目に該当する窓関数信号と、前記シフトレジスタ手段のm/2+1段目に該当する窓関数信号の間の時間位置を中心とし、前後対象の数分かつシンボル時間長と同等の長さとなる数分に該当する窓関数信号のみ高い利得を与える窓関数信号とし、それ以外の前記シフトレジスタ手段に該当する窓関数信号は低い利得を与える窓関数信号とすることを特徴とするFSK信号検波器。
  9. FSK信号を入力し、該FSK信号の振幅を2値化する2値化手段と、
    該2値化手段により2値化されたFSK信号を入力し該FSK信号の相関を求める相関手段と、
    前記相関手段の出力を演算してFSK信号を検出して出力する演算手段とを含み、前記相関手段は、
    前記FSK信号をクロックに従って順次シフトするm(mは2以上の自然数)段のシフトレジスタ手段と、
    FSK変調により生成される2つの周波数成分うち一方の第1の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第1の相関フィルタ手段と、
    前記FSK変調により生成される2つの周波数成分のうち他方の第2の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第2の相関フィルタ手段とを含み、
    前記相関手段はさらに
    FSK変調により生成される2つの周波数成分うち一方の第1の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第3の相関フィルタ手段と、
    前記FSK変調により生成される2つの周波数成分のうち他方の第2の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第4の相関フィルタ手段とを含み、
    前記演算手段は、
    前記第3および第4の相関フィルタ手段の出力値からそれぞれ所定値を減算する第3および第4の減算手段と、
    該第3および第4の減算手段の出力の絶対値をそれぞれ求める第3および第4の絶対値変換手段と、
    前記第1および第3の絶対値変換手段の出力を加算する第1の加算手段と、
    前記第2および第4の絶対値変換手段の出力を加算する第2の加算手段と、
    該第1および第2の加算手段の出力をそれぞれ平均化する第3および第4のローパスフィルタ手段と、
    該第3および第4のローパスフィルタの出力の差を演算する第2の差算手段とを含むことを特徴とするFSK信号検波器。
  10. FSK信号を入力し、該FSK信号の振幅を2値化する2値化手段と、
    該2値化手段により2値化されたFSK信号を入力し該FSK信号の相関を求める相関手段と、
    前記相関手段の出力を演算してFSK信号を検出して出力する演算手段とを含み、前記相関手段は、
    前記FSK信号をクロックに従って順次シフトするm(mは2以上の自然数)段のシフトレジスタ手段と、
    FSK変調により生成される2つの周波数成分うち一方の第1の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第1の相関フィルタ手段と、
    前記FSK変調により生成される2つの周波数成分のうち他方の第2の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第2の相関フィルタ手段とを含み、
    前記相関手段はさらに
    FSK変調により生成される2つの周波数成分うち一方の第1の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第3の相関フィルタ手段と、
    前記FSK変調により生成される2つの周波数成分のうち他方の第2の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第4の相関フィルタ手段とを含み、
    前記mは偶数であり、前記第1ないし第4の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、m段の前記シフトレジスタに供給されるクロックに従って変化する変化幅に基づいてFSK変調により生成される2つの周波数成分のそれぞれの周波数の波長に対し同等の周期となる2つの相関信号列を有し、該2つ相関信号列は、前記シフトレジスタ手段のm/2段目に該当する相関信号と、該シフトレジスタ手段のm/2+1段目に該当する相関信号との仮想的中間位置を基準にそれぞれの周波数の波長の1/4分だけ位相のずれた配置とすることを特徴とするFSK信号検波器。
  11. 請求項に記載のFSK信号検波器において、前記mは偶数であり、前記第1ないし第4の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、前記シフトレジスタに供給される前記クロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される2つの異なる周波数成分に相当する相関信号列のいずれかに対し、前記シフトレジスタ手段のm/2段目に該当する相関信号と、該シフトレジスタ手段のm/2+1段目に該当する相関信号の仮想的中間位置に想定される信号の位相が、該シフトレジスタ手段に供給される前記クロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される2つの周波数成分のうちそれぞれの位相と同位相関係もしくは180度反転した位相関係となる相関信号列とすることを特徴とするFSK信号検波器。
  12. 請求項に記載のFSK信号検波器において、前記第1ないし第4の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、2値表現の相関信号列であることを特徴とするFSK信号検波器。
  13. 請求項に記載のFSK信号検波器において、前記第3および第4の相関フィルタ手段は、窓関数信号列をシフト演算することにより乗算することを特徴とするFSK信号検波器。
  14. 請求項に記載のFSK信号検波器において、前記第3および第4の相関フィルタ手段は、前記シフトレジスタ手段の各段の出力0を値−1に変換し、出力1を値+1に変換し、該変換した値に前記相関信号列を乗算する手段を備えることを特徴とするFSK信号検波器。
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