JP4697051B2

JP4697051B2 - 点灯装置、灯具、車両

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Publication number: JP4697051B2
Application number: JP2006146103A
Authority: JP
Inventors: 俊朗中村
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2006-05-26
Filing date: 2006-05-26
Publication date: 2011-06-08
Anticipated expiration: 2026-05-26
Also published as: JP2007317512A

Description

本発明はスイッチング回路を用いた点灯装置及びこれを搭載した灯具、車両に関するものである。

ＬＥＤなどのように、所定の順方向降下電圧を有し、低インピーダンス特性の負荷では、電流を安定に供給するための安定化回路が必要となる。一般的には負荷と電源の間に抵抗などを直列に接続して負荷電流の安定化を行うが、抵抗などでは電力損失が大きくなるため、スイッチング回路を利用した電力変換回路によって、負荷電流を安定化させる場合がある。また、ＬＥＤを直列に接続し、電源電圧よりも高い順方向降下電圧を有する負荷回路として動作させる場合、昇圧用のスイッチング回路を利用した電力変換回路が必要となる。

さらに、高輝度放電灯などのように、負性抵抗特性を有する負荷の場合も、ランプ電流の安定化を図るために、安定化回路を必要とする。近年では、小型化や力率改善効果などの面でスイッチング回路を利用した電力変換回路を用いた電子安定器が多用されるようになった。

図８に電力変換回路としてフライバックコンバータを利用したＬＥＤのｎ個直列負荷の点灯装置の例を示す。直流電源Ｅをスイッチング素子ＳＷによりスイッチングし、トランスＴの１次側に高周波電流を流し、トランスＴの２次側にＬＥＤが必要とする電圧が得られるように電力変換し、ＬＥＤに電流を供給する。ｃ点で出力電流を検出し、出力電流指令（Ｖｒｅｆ１）との比較によって誤差信号を得たのち、誤差増幅器Ｇを介することでＰＷＭ信号指令を生成する。

このＰＷＭ信号指令を受けて、ＰＷＭ信号発生回路で所定のＰＷＭ信号を発生させ、スイッチング素子ＳＷにオン・オフ制御信号を供給し、出力を調整するように、フィードバック系を構成している。図８の例では、ＰＷＭ信号発生回路は、誤差増幅器Ｇから出力されたＰＷＭ信号指令値と、三角波発振器ＯＳＣから出力される三角波とをコンパレータＣｏｍｐ１で比較した結果をＰＷＭ信号とする三角波比較を例示している。

負荷が接続されていない場合、出力端が開放状態となり、回路素子が破壊するまで出力電圧が上昇することになるため、出力電圧Ｖ２を検出し、所定の過電圧設定値（Ｖｒｅｆ３）に達したことを過電圧検出回路ＯＶＰで検知すると、コンパレータＣｏｍｐ３の出力をＬｏｗレベルとし、ＰＷＭ信号発生回路とスイッチング素子ＳＷの間に挿入されたＡＮＤゲートを遮断することで、スイッチング素子ＳＷの動作を停止させ、それ以上は出力電圧Ｖ２が上昇しないように動作させる。

この回路では、スイッチング動作を用いているため、２次側の出力端には電圧リプルが発生する。ＬＥＤなどのように、ある程度の順方向電圧降下はあってもインピーダンスが低い負荷の場合、出力の僅かなリプル電圧が大きなリプル電流を発生させる。大きなリプル電流はノイズ源となり、望ましいものではない。

出力電圧リプルを抑制するため、２次側の平滑コンデンサＣ２の後段にフィルタとしてインダクタＬｆとコンデンサＣｏから構成されるフィルタを接続し、Ｃ−Ｌ−Ｃのπ型フィルタを構成している。

ところが、負荷が接続されている場合は問題ないが、負荷を接続していない無負荷状態の場合、前述した過電圧保護機能によってスイッチング動作が間欠発振動作となる。

このとき、コンデンサＣ２、Ｃｏの電圧差が生じると、コンデンサＣ２、インダクタＬｆ、コンデンサＣｏの間でエネルギーが交互に移動し、振動現象が起きる。振動現象により電圧検出端（ａ点）の電圧が低下した場合、無負荷状態であるにもかかわらず、スイッチング動作が再開するため、さらに出力電圧Ｖ２を上昇させ、結果的に共振現象が発生し、出力端に非常に大きな振動電圧が生じる可能性がある。

このようなＬＣフィルタの共振現象を抑制するため、特許文献１（特開２００２−２１６９８８号公報）では無負荷状態において、過電圧に達した場合、スイッチング素子を完全に停止させるのではなく、２次側に送る電力が回路損失以下となるようなオン・デューティでスイッチング動作を継続し、フィルタの共振周波数以下にスイッチング周波数が低下しないように動作させ、共振現象を抑制している。この場合、制御回路がやや複雑化しやすい。

一方、特許文献２（特開２００４−１０４９７６号公報）ではＬＣフィルタの共振を抑制するため、インダクタＬｆと並列に抵抗またはダイオードを接続した例を示している。しかしながら、インダクタＬｆと並列に抵抗Ｒｄを接続した構成の場合、抵抗ＲｄとインダクタＬｆの並列インピーダンスとなり、フィルタ効果が低下しやすいうえ、抵抗Ｒｄに交流分が流れて、ＡＣロスが増加しやすい。また、インダクタＬｆと並列にダイオードを接続した構成の場合、ダイオード電圧が順方向の場合に合成インピーダンスが大幅に低下するためフィルタ効果が低下する。例えば、図８のインダクタＬｆに並列にダイオードをコンデンサＣ２側がカソードとなるように接続した場合、負荷に供給されるべきインダクタＬｆの電流の一部がコンデンサＣ２に戻り易く、負荷への出力電流リプルが増加しやすいなどの課題がある。

また、特許文献３（特開平５−１１１２５１号公報）には、スイッチングレギュレータの出力端にＣ−Ｌ−Ｃのπ型フィルタを設け、フィルタとトランスの出力巻線の間に抵抗器で構成される安定化回路を挿入することで、オーバーシュート電圧を抑制することが提案されているが、無負荷時の間欠発振動作による共振現象を防止するための構成ではないし、フィルタ用のインダクタと並列に抵抗を接続するものではない。
特開２００２−２１６９８８号公報特開２００４−１０４９７６号公報特開平５−１１１２５１号公報

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、入力端あるいは出力端にＬＣフィルタを有するスイッチング回路を利用した電力変換回路によって、ＬＥＤのような順方向降下電圧を有する低インピーダンス負荷や高輝度放電灯のような負性抵抗負荷を点灯させる点灯装置において、無負荷時の間欠発振動作によって生じる共振電圧を簡単な構成で抑制し、フィルタ性能の低下を抑えることを課題とする。

本発明によれば、図１に示すように、スイッチング動作によって電力変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路を用いた点灯装置において、少なくともＤＣ−ＤＣ変換回路の入力端あるいは出力端にフィルタを備え、該フィルタは第１のコンデンサＣ２と第２のコンデンサＣｏが端子間に並列接続され、第１、第２のコンデンサＣ２，Ｃｏの間にはインダクタＬｆが接続され、前記インダクタＬｆには、ダイオードＤｃと抵抗Ｒｄの直列回路が並列に接続された構成であることを特徴とするものである。

ここで、前記抵抗の抵抗値をＲｄ、第１のコンデンサの容量をＣ２、第２のコンデンサの容量をＣｏ、前記インダクタのインダクタンス値をＬｆとすると、Ｒｄ≦√｛Ｌｆ（Ｃ２＋Ｃｏ）／４Ｃ２・Ｃｏ｝とすることが好ましい。また、第１及び第２のコンデンサのうち、ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作によって発生したリプルを抑制すべき端子側のコンデンサＣｏと前記インダクタＬｆで設定されるカットオフ周波数と、該コンデンサＣｏと前記抵抗Ｒｄで設定されるカットオフ周波数との比が１０以下となるように各定数を設定することが好ましい。さらに、図５に示すように、インダクタＬｆにダイオードＤｃと逆極性となるようにダイオードＤｆを直列に接続しても良い。

本発明によれば、少なくともＤＣ−ＤＣ変換回路の入力端あるいは出力端に設けたＬＣフィルタのインダクタと並列に、ダイオードと抵抗の直列回路が並列に接続された構成であるので、無負荷時や軽負荷時などにＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング動作が間欠発振動作となって、ダイオードに電流が流れる期間では、抵抗成分を含むＬＣＲフィルタとして作用することで、振動電流を抵抗値に応じて減衰させることができ、これにより共振現象が起きることを防止できる効果がある。また、ダイオードに電流が流れない期間には抵抗成分を含まないＬＣフィルタとして作用することで通常の負荷時におけるフィルタ機能を損なうことがなく、しかも振動電流減衰用の抵抗には電流が流れないことで、通常負荷時の電力ロスが増大しないという利点がある。

（実施の形態１）
図１に実施の形態１の回路図を示す。図１の実施の形態では、スイッチング動作によって電力変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路を用いた点灯装置において、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端に電圧リプル低減用のフィルタを備え、該フィルタは平滑コンデンサＣ２と出力コンデンサＣｏが端子間に並列接続され、コンデンサＣ２，Ｃｏの間にはインダクタＬｆが接続され、前記インダクタＬｆには、ダイオードＤｃと抵抗Ｒｄの直列回路が並列に接続された構成である。なお、図示は省略するが、その他の構成については図８の従来例と同様であり、電流フィードバック制御のための誤差増幅器ＧやＰＷＭ信号発生回路ならびに過電圧検出回路ＯＶＰを備えており、無負荷時や軽負荷時には間欠発振動作となることがある。

点灯装置１の出力端には、平滑コンデンサＣ２、インダクタＬｆ、出力コンデンサＣｏから構成されるＣ−Ｌ−Ｃ構成のπ型フィルタを備えているが、さらに、このフィルタのインダクタＬｆと並列にダイオードＤｃと抵抗Ｒｄの直列回路を並列に接続したものである。ダイオードＤｃは出力電流の流れる方向とは逆極性となるようにコンデンサＣ２側がカソードとなるように接続されている。

コンデンサＣ２からコンデンサＣｏ側に電流が流れるときには、インダクタＬｆを介して流れ、フィルタ特性はコンデンサＣ２、インダクタＬｆ、コンデンサＣｏの定数に起因する。コンデンサＣｏの電圧がコンデンサＣ２の電圧よりも高くなると、ダイオードＤｃがオンし、インダクタＬｆを介する電流と同時に、ダイオードＤｃ、抵抗Ｒｄを介しても電流が流れる。このとき、インダクタＬｆには抵抗Ｒｄが並列に接続されるため、フィルタ特性はインダクタＬｆと抵抗Ｒｄの合成インピーダンスとコンデンサＣ２、Ｃｏの定数に起因することになる。

すなわち、無負荷状態で出力端に振動現象が発生した場合、インダクタＬｆに蓄えられたエネルギーは抵抗Ｒｄにて消費され、振動を抑制する。しかし、抵抗Ｒｄの抵抗値が大きすぎると、抵抗Ｒｄでのエネルギー消費が少なく、振動の抑制効果が低い。

例えば、抵抗Ｒｄの抵抗値が高すぎると、図２（ａ）に示すように、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２がコンデンサＣｏの電圧Ｖｏに比べてΔＶｃだけ高くなった場合、減衰振動を伴い、やがてＶ２＝Ｖｏとなるが、振動を伴うため、過電圧保護のための間欠発振機能による共振現象を抑制する力が弱い。

そこで、抵抗Ｒｄの抵抗値を適当な値に選定することで、図２（ｂ）に示すような非振動の減衰波形とすることが望ましく、このような所定条件にすることで、コンデンサＣｏからコンデンサＣ２へのエネルギー移動量を減らし、共振現象を抑制することが可能となる。図中、Ｉ_LfはインダクタＬｆに流れる電流であり、ＩｄはダイオードＤｃに流れる電流である。

非振動波形とするための抵抗Ｒｄの値の条件を以下に示す。フィルター部のみを取り出すと、図３（ａ）のようになるが、コンデンサＣ２とＣｏは直列回路として合成し、図３（ｂ）のようになる。このとき、合成容量Ｃ２ｏは、Ｃ２ｏ＝Ｃ２・Ｃｏ／（Ｃ２＋Ｃｏ）となる。

ダイオードＤｃを含めて挙動を数式化するのは難しいが、図２（ｂ）のような振動を伴わない減衰波形を意図するならば、コンデンサＣ２とＣｏの間にＶＣ２ｏ＝ΔＶｃの電位差が発生した場合、ｔ＝０〜Ｔ１の期間は、図３（ｃ）のような等価回路（ＬＣ回路）となり、Ｖ２＝Ｖｏ以降、すなわち、ｔ＝Ｔ１以降は図３（ｄ）のような等価回路（ＬＣＲ回路）で考えられる。

ｔ＝０〜Ｔ１では、図３（ｃ）より、

なる微分方程式をラプラス変換し、
（１／Ｃ２ｏ）∫ｉ（０）ｄｔ＝ＶＣ２ｏ、ｉ（０）＝０より、

をラプラス逆変換し、

ｔ＝Ｔ１では、Ｖ２−Ｖｏ＝０となり、このとき、ｉ（Ｔ１）は最大となるので、
ｉ（Ｔ１）＝ＶＣ２ｏ√（Ｃ２ｏ／Ｌｆ）

ｔ＝Ｔ１以降では、図３（ｄ）より、

上式を変形してｉｃ（ｔ）を消去すると、

これをラプラス変換し、ｉ（Ｔ１）＝ＶＣ２ｏ√（Ｃ２ｏ／Ｌｆ）＝Ｉ_T1、（１／Ｃ２ｏ）∫ｉ（Ｔ１）ｄｔ＝０より、

ｉ（Ｔ１）＝ＶＣ２ｏ√（Ｃ２ｏ／Ｌｆ）＝Ｉ_T1とし、
（１／Ｃ２ｏ）∫ｉ（Ｔ１）ｄｔ＝０より、

ここで、

Ｉ（ｓ）をラプラス逆変換し、

となる。ここで、ｉ（ｔ）が非振動的であるためには、上式のαならびにβに虚数項が含まれていなければよい。

すなわち、

であれば良く、この場合、
１／Ｒｄ²≧４Ｃ２ｏ／Ｌｆ
Ｒｄ≦√（Ｌｆ／４Ｃ２ｏ）
となる。よって、Ｒｄが次式を満足すれば、図２（ｂ）のような非振動の減衰波形とすることができる。
Ｒｄ≦√｛Ｌｆ（Ｃ２＋Ｃｏ）／４Ｃ２・Ｃｏ｝

上式を満足すれば、振動現象を抑制できるが、抵抗Ｒｄの値があまり小さすぎると、コンデンサＣｏからコンデンサＣ２に電流が戻る極性では、インダクタＬｆとコンデンサＣｏの合成インピーダンスが低下しすぎてしまい、フィルタ効果が低下することになる。

そこで、抵抗Ｒｄは前記条件に加えて、以下の条件をも満足させるようにする。

図１の実施の形態の場合、コンデンサＣ２によって電力変換回路からの断続的なエネルギー供給をある程度平滑するが、幾らかはリプル電圧が残っている。残ったリプル電圧をインダクタＬｆ、コンデンサＣｏによってさらに取り除く。

このとき、インダクタＬｆと最終的にリプルを取り除くコンデンサＣｏで決まるカットオフ周波数：１／２π√（Ｌｆ・Ｃｏ）と、抵抗ＲｄとコンデンサＣｏで決まるカットオフ周波数：１／２π√（Ｒｄ・Ｃｏ）との比が１０以下となるように、抵抗Ｒｄを設定する。抵抗Ｒｄを低くしすぎて、前記それぞれのカットオフ周波数が１０倍以上も違うとフィルタの特性がカットオフ周波数の高い方でほとんど決まってしまうため、カットオフ周波数の比を１０以下とすることで、コンデンサＣｏからコンデンサＣ２に電流が戻る極性でのフィルタ効果の低下を防止できる。

（実施の形態２）
図４に実施の形態２を示す。図４の実施の形態では、スイッチング動作によって電力変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路を用いた点灯装置において、ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力端にフィルタを備え、該フィルタは入力コンデンサＣｉとコンデンサＣ１が端子間に並列接続され、コンデンサＣｉ，Ｃ１の間にはインダクタＬｆが接続され、前記インダクタＬｆには、ダイオードＤｃと抵抗Ｒｄの直列回路が並列に接続された構成である。図示は省略するが、出力制御回路２の構成については図８の従来例と同様であり、電流フィードバック制御のための誤差増幅器ＧやＰＷＭ信号発生回路ならびに過電圧検出回路ＯＶＰを備えており、無負荷時や軽負荷時には間欠発振動作となることがある。なお、インバータＩＮＶとインバータ駆動回路３は出力極性の反転を制御しており、イグナイタＩＧＮは始動パルス発生用である。

この実施の形態は高輝度放電灯点灯装置の例を示しており、また、本発明のフィルタを入力側に設置した例を示している。高輝度放電灯の場合、ランプが外れている場合のほか、点灯装置が動作を開始し、放電開始するまでの間、無負荷状態となる。このため、無負荷状態では前述と同様に過電圧保護のため、出力電圧Ｖ２が所定値を超えると、スイッチング動作を停止し、間欠発振動作となることで、過度の電圧上昇を防止する機能を有している。

スイッチング方式の電力変換回路の場合、１次側の電流もスイッチング動作によって断続するので、入力電流リプルを抑制するため、一般的に容量の大きな電解コンデンサを接続する。しかし、電解コンデンサは高周波特性が悪く、リプル除去能力の大きな電解コンデンサは比較的大型となり、点灯装置の小型化が困難となる。

そこで、高周波特性が良く、比較的小容量でもリプル除去が可能なフィルムコンデンサやセラミックコンデンサを用いて、Ｃ−Ｌ−Ｃ構成のπ型フィルタを構成し、１次側のリプル電流を抑制する場合がある。このとき、負荷が無負荷状態で間欠発振動作を行うと、前述と同様な共振現象が発生する。よって、インダクタＬｆに並列にダイオードＤｃと抵抗Ｒｄの直列回路を並列接続し、抵抗Ｒｄを前記所定条件とすることで共振現象を抑制できる。

（実施の形態３）
図５に実施の形態３を示す。図５の実施の形態では、スイッチング動作によって電力変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路を用いた点灯装置において、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端にフィルタを備え、該フィルタは平滑コンデンサＣ２と出力コンデンサＣｏが端子間に並列接続され、コンデンサＣ２，Ｃｏの間にはインダクタＬｆと第１のダイオードＤｆの直列回路が接続され、前記インダクタＬｆと第１のダイオードＤｆの直列回路には、第２のダイオードＤｃと抵抗Ｒｄの直列回路が並列に接続された構成であることを特徴とする。

図１の実施の形態１と比べると、図５の実施の形態３では、フィルタ回路におけるインダクタＬｆにダイオードＤｆを直列接続したものである。ダイオードＤｆは出力電流に対し、順方向すなわち出力側をカソードとするように接続されている。これによって、コンデンサＣｏの電圧がコンデンサＣ２の電圧よりも高くなった場合、インダクタＬｆには電流が流れず、抵抗Ｒｄのみに電流が流れるため、フィルタ効果の低下を図１の実施の形態より抑制できる。

なお、特に図示はしないが、図４の実施の形態においても、フィルタのインダクタＬｆと直列に、入力電流に対し順方向すなわち入力側をアノードとするようにダイオードＤｆを接続しても良く、図４の実施の形態よりもフィルタ効果の低下を抑制できる。

（実施の形態４）
図６にＬＥＤ１００を複数個直列接続して灯具に収めた例を示す。点灯装置１の構成は図１または図５のいずれであっても良い。図６の灯具では、光学特性改善のため、レンズ機能を有するカバー１０１を有し、ＬＥＤの放熱器１０２が取り付けてある。点灯装置１は灯具から分離した構成となっているが、灯具に直付けした構成でもよい。

（実施の形態５）
図６の灯具を図７のような自動車の前照灯２０１や方向指示器２０２、尾灯２０３等に用いてもよく、点灯装置１を車室内などに設置して、出力線を延長してもリプル電流を抑制しているためノイズの発生を小さく出来る。

なお、電力変換回路や制御回路の構成は上述の各実施の形態に例示した構成に限るものではない。

本発明の実施の形態１の回路図である。図１の回路の動作説明のための波形図である。図１の回路の動作説明のための等価回路図である。本発明の実施の形態２の回路図である。本発明の実施の形態３の回路図である。本発明の実施の形態４の灯具の断面図である。本発明の実施の形態５の車両の斜視図である。従来例の回路図である。

符号の説明

Ｔトランス
ＳＷスイッチング素子
Ｃ２平滑コンデンサ
Ｃｏ出力コンデンサ
Ｌｆフィルタ用インダクタ
Ｄｃダイオード
Ｒｄ抵抗

Claims

スイッチング動作によって電力変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路を用いた点灯装置において、少なくともＤＣ−ＤＣ変換回路の入力端あるいは出力端にフィルタを備え、該フィルタは第１のコンデンサと第２のコンデンサが端子間に並列接続され、第１、第２のコンデンサの間にはインダクタが接続され、前記インダクタには、ダイオードと抵抗の直列回路が並列に接続された構成であることを特徴とする点灯装置。
スイッチング動作によって電力変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路を用いた点灯装置において、少なくともＤＣ−ＤＣ変換回路の入力端あるいは出力端にフィルタを備え、該フィルタは第１のコンデンサと第２のコンデンサが端子間に並列接続され、第１、第２のコンデンサの間にはインダクタと第１のダイオードの直列回路が接続され、前記インダクタと第１のダイオードの直列回路には、第２のダイオードと抵抗の直列回路が並列に接続された構成であることを特徴とする点灯装置。
前記抵抗の抵抗値をＲｄ、第１のコンデンサの容量をＣ２、第２のコンデンサの容量をＣｏ、前記インダクタのインダクタンス値をＬｆとすると、Ｒｄ≦√｛Ｌｆ（Ｃ２＋Ｃｏ）／４Ｃ２・Ｃｏ｝としたことを特徴とする請求項１または２の点灯装置。
第１及び第２のコンデンサのうち、ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作によって発生したリプルを抑制すべき端子側のコンデンサと前記インダクタで設定されるカットオフ周波数と、該コンデンサと前記抵抗で設定されるカットオフ周波数との比が１０以下となるように各定数を設定したことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の点灯装置。
請求項１〜４のいずれかに記載の点灯装置を搭載したことを特徴とする灯具。
請求項５の灯具を搭載したことを特徴とする車両。