JP4679748B2 - Digital video processing circuit and method - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル・ビデオ処理回路および方法に関し、より詳細には、アナログ・ビデオ信号をサンプリングするクロック位相とアナログ・ビデオ信号の水平同期部分の0H基準点ポイントを関係付けるよう制御して、デジタル・データにおける水平同期と映像位相の関係を正確に再現させるようにし、またサンプリング・クロックが0H基準点をサンプルするようにサンプリング・クロック発生器へ位相誤差信号を送るようにするデジタル・ビデオ処理回路および方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来はアナログ回路で同期分離を行っていた。すなわち、アナログ回路によりアナログのビデオ信号の同期部分の中点レベルを決定し、決定した中点レベルでアナログ・ビデオ信号を比較し、この比較出力を使用してPLLによるサンプリング・クロックの生成、あるいは比較器出力から分離同期信号、あるいは同期すげ替え様の同期信号を生成していた。
【0003】
NTSC方式におけるコンポジット・ビデオ信号は、インターレース方式であり、奇数フィールドと偶数フィールドから構成されている。すなわち、静止画の場合、その画像の繰り返しは、odd/evenの2フィールド周期である。しかし、色搬送波信号との関係においては、1フィールド毎に位相が90度づつずれて、4フィールドで元の画像信号に戻る形式である。このことは4フィールド・シーケンスと呼ばれ、またカラー・フィールド・シーケンスとも呼ばれている。
【0004】
NTSC方式のビデオ信号が、この4フィールド・シーケンスを有することに関連して、とくに、VTRへの記録時の画像の水平シフトを防ぐ(すなわち、バーストにロックしたクロックの位相と水平同期位相の関係を所定範囲に規定する)目的で、複合同期信号のスタジオ規格として従来のEIA RS−170に対して、新たなEIA RS−170Aが作成された。この規格においては、水平同期信号(H−SYNC)と色副搬送波信号(カラー・バ−スト信号信号)との位相関係が規定されている。この関係は、SCH(Sub Carrier to Horizontal)と呼ばれている。
【0005】
図1は、NTSC規格におけるEIA RS−170Aのテレビジョン信号の水平同期信号前後、水平ブランキング期間(10.9±0.2μs)内のタイミングを表した波形図である。この規格においては、水平同期信号の基準点は、その信号の開始部分点で、40IREの振幅レベルの中点の−20IREのレベルを有するタイミング点であり、このポイントは0H基準点と呼ばれている。この0H基準点は、相対的に表現すると、同期レベルの中央の値のポイントを指している、この0H基準点を基準にして、水平同期信号の後縁、カラー・バースト信号の位相、水平ブランキングの後縁が決められている。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、アナログ回路による同期分離では水平同期先端レベルやペデスタル・レベルの平均値を精度良く求めるのは困難である。また、精度良く求まったとしても水平同期先端レベルやペデスタル・レベルの値は過去の同期信号の平均値であって、まさに検出しようとしている同期信号そのもの値ではない。
【0007】
また、アナログ信号の形式のテレビジョン信号のレベルは、信号源において規定のレベルで生成されたとしても、ケーブル・ロスや、増幅器のゲイン誤差などに起因して、使用可能な位置において得られるそのレベルは減衰したり、あるいはレベルが大きすぎたりしており、必ずしも規格通りのレベルを有しているとは限らない。
【0008】
また、上述したアナログ回路による同期分離に基づいて生成されたPLLによるA/D変換のためのサンプリング・クロックであっても、制御ループに含まれる信号遅延に起因して、必ずしもアナログ信号の0H基準点をサンプリングするとは限らない。また、信号遅延やアナログ処理回路による遅延を調整して、アナログ信号の0H基準点をサンプリングするようにすることは可能であるが、そのためには安定した遅延回路が必要になり、また、人手によって回路や部品個々に合わせ込む調整作業を必要とする。
【0009】
とくにアナログ映像信号をデジタル化する装置においては、同期の基準点にサンプリング点を持っていくことが重要になっている。また、デジタル処理回路においては、性能の向上と無調整化を図ることにそのメリットがあり、デジタル処理回路においてそのような個々の調整箇所を設けることは本末転倒となっている。正確な0H基準点を、デジタル化された量子化サンプル上に得ることは、水平方向の映像位相の正確な再現の上からも重要である。
【0010】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、A/D変換されたビデオ信号からデジタル処理により同期信号の0H基準位置を正確に推定し、その結果を後段のデジタル映像信号処理に利用したり、A/D変換のサンプリング・クロック信号を生成するPLL発振器への位相誤差信号として返し、デジタル・ビデオにおける映像を表すデータの水平位置の補正や、あるいはサンプリング点を入力信号の0H基準点に一致させたクロック信号生成に使用するデジタル・ビデオ処理回路および方法を提供することにある。
【0011】
本発明は、従来アナログで求めようとしていた同期信号の正確な0H位置をデジタル演算処理で求め、その結果を、映像をあらわす信号の画面の水平位置との関係に正確に反映することと、0H基準点に対するサンプリング点の位相差を演算処理で求め、これを位相誤差信号としてPLLに帰還することによってサンプリング点と同期の0H基準点を一致させることにその目的がある。
【0012】
【課題を解決するための手段】
本発明は、このような目的を達成するために、請求項1に記載の発明は、デジタル・ビデオ処理回路であって、アナログ・ビデオ信号を入力し、該アナログ・ビデオ信号の同期部分と映像部分を含めてサンプリング・クロックにしたがって量子化サンプル信号に変換するA/D変換器と、前記量子化デジタル信号を入力してあらかじめ定めた閾値と比較することにより水平同期成分信号を抽出する水平同期分離手段と、前記水平同期分離手段からの出力を受けて、前記量子化サンプル信号の量子化サンプル毎の水平座標を表す水平座標生成手段と、
前記水平同期分離手段からの出力を受けて前記量子化サンプル信号の水平同期部分の0H基準点付近の複数の連続する量子化サンプル値を一時記憶して出力する波形記憶再生手段と、前記A/D変換器から出力された量子化サンプル値を入力し、前記水平同期分離手段からの出力を受けて水平同期部分の先端部分を表す期間とブランキング期間内のペデスタル・レベル部分を表す期間それぞれの期間内の量子化サンプルの平均値を算出して、2つの平均値の中点を決定するSYNCスライス・レベル設定手段と、前記波形記憶再生手段からの出力された複数の連続する量子化サンプル値と前記SYNCスライス・レベル設定手段から出力された前記中点レベルとを比較して、該中点レベルを有するサンプルと複数の前記量子化サンプル値との関係を決定し補正データを出力する補正データ生成手段と、前記補正データ生成手段からの補正データに基づいて、前記水平座標生成手段の出力を補正する水平座標補正手段と、を備えたことを特徴とするものである。
【0013】
また、請求項2に記載の発明は、請求項1に記載のデジタル・ビデオ処理回路であって、補正データを入力して量子化サンプル信号の1クロック未満の遅延あるいは進相を含む位相調整を行う位相調整手段をさらに備え、前記補正データ生成手段は、前記中点レベルと複数の連続する量子化サンプル値と比較して一致した量子化サンプル値と前記水平同期分離手段で抽出した量子化サンプルとのクロック単位の差、一致していない場合には前記中点レベルの値を間に含む2つ連続する量子化サンプルの一方の量子化サンプルと前記水平同期分離手段で抽出した量子化サンプルとのクロック単位の差を整数部の補正データとして前記水平座標補正部に出力し、該一方の量子化サンプルからのずれ量を小数部の補正データとして前記位相調整手段に出力することを特徴とするものである。
【0014】
また、請求項3に記載の発明は、請求項2に記載のデジタル・ビデオ処理回路であって、前記水平座標生成手段から出力される、補正手段により補正された後の水平座標データに基づいて誤差信号を生成し前記サンプリング・クロック信号を生成するシステム・クロック信号発生手段をさらに有し、前記補正データ生成手段は前記サンプリング・クロックを単位とした補正データのうち整数部を前記水平座標補正手段に出力し、前記該補正データの小数部を前記システム・クロック信号発生器に出力し、前記システム・クロック信号発生手段は前記補正データ生成手段からの小数部を受けて前記誤差信号に重畳し、サンプリング・クロックの位相を前記量子化サンプル信号の水平同期部分の0H基準点とするように、制御することを特徴とするものである。
【0015】
また、請求項4に記載の発明は、アナログ・ビデオ信号を入力し、該アナログ・ビデオ信号の同期部分と映像部分を含めてサンプリング・クロックにしたがって量子化サンプル信号に変換するA/D変換器を備えたデジタル・ビデオ処理回路におけるデジタル・ビデオ処理方法において、前記量子化デジタル信号を入力してあらかじめ定めた閾値と比較することにより水平同期成分信号を抽出する水平同期分離ステップと、前記水平同期分離ステップにおいて抽出された水平同期成分信号に基づいて、前記量子化サンプル信号の量子化サンプル毎の水平座標を表す水平座標データの生成を開始させる水平座標開始ステップと、前記水平同期分離ステップにおいて抽出された水平同期成分信号を受けて前記量子化サンプル信号の水平同期部分の0H基準点付近の複数の連続する量子化サンプル値を一時記憶する波形記憶ステップと、前記A/D変換器から出力された量子化サンプル値を入力し、前記水平同期分離手段からの出力を受けて水平同期部分の先端部分を表す期間とブランキング期間内のペデスタル・レベル部分を表す期間それぞれの期間内の量子化サンプルの平均値を算出して、2つの平均値の中点を決定するSYNCスライス・レベル設定ステップと、前記波形記憶ステップにより記憶された前記量子化サンプル信号の水平同期部分の0H基準点付近の複数の連続する量子化サンプル値を入力して前記SYNCスライス・レベル設定手段から出力された前記中点レベルとを比較し、該中点レベルを有するサンプルと複数の前記量子化サンプル値との関係を決定し補正データを出力する補正データ生成ステップと、前記補正データ生成ステップからの前記関係を表す補正データに基づいて、前記水平座標生成ステップで開始された水平座標データの出力を補正する水平座標補正ステップを備えたことを特徴とする。
【0016】
また、請求項5に記載の発明は、請求項4に記載のデジタル・ビデオ処理方法であって、補正データを入力して量子化サンプル信号の1クロック未満の遅延あるいは進相を含む位相調整を行う位相調整ステップをさらに備え、前記補正データ生成ステップは、前記中点レベルと複数の連続する量子化サンプル値と比較して一致した量子化サンプル値と前記水平同期分離手段で抽出した量子化サンプルとのクロック単位の差、一致していない場合には前記中点レベルの値を間に含む2つ連続する量子化サンプルの一方の量子化サンプルと前記水平同期分離ステップで抽出した量子化サンプルとのクロック単位の差を整数部の補正データとして前記水平座標補正ステップに出力し、該一方の量子化サンプルからのずれ量を小数部の補正データとして前記位相調整ステップに出力することを特徴とする。
【0017】
また、請求項6に記載の発明は、請求項5に記載のデジタル・ビデオ処理方法であって、前記ビデオ処理回路は、前記水平座標生成手段から出力される水平座標データに基づいて誤差信号を生成し、前記サンプリング・クロック信号を生成するシステム・クロック信号発生器をさらに有し、前記決定ステップは前記サンプリング・クロックを単位とした補正データのうち整数部を前記水平座標補正手段に出力し、前記補正データの小数部を前記システム・クロック信号発生器に出力するステップを有し、前記システム・クロック信号発生器は前記補正データ生成ステップからの小数部を受けて前記誤差信号に重畳し、サンプリング・クロックの位相を前記量子化サンプル信号の水平同期部分の0H基準点とするように制御することを特徴とする。
【0018】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。
【0019】
図2は、本発明を適用したA/D変換器を含むデジタル処理回路の一実施形態を示す図である。この図は、アナログ・ビデオ処理回路における水平タイミング処理部を表し、機能ブロック図として描いている。アナログ・ビデオ信号を量子化サンプルに変換するA/D変換器201、低域通過フィルタ202、固定値のスライス・レベルを有して同期成分を分離するスライス部203、分離した同期成分から各種のタイミング信号を生成するタイミング生成部204、タイミング生成部からの信号を受けて水平同期部分の先端部(Sync tip)の平均値計算部205、ペデスタル部分の平均値計算部206、これらの平均値計算部の平均値を加算し、そして1/2にするの演算部207、タイミング生成部からの出力を受けて、遅延器209で遅延された同期信号の開始部分を記憶し、そして再生する波形記憶再生部210、波形記憶再生部からのそれぞれの量子化サンプル値と演算部からの出力値を比較して補正データを生成する補正用データ生成部211、タイミング生成部からの出力を受けて、デジタル処理のための水平座標データを生成するピクセル・カウンタ部212、を含んで構成している。
【0020】
なお、ピクセル・カウンタ部212には、補正用データ生成部211からの出力を受けて、出力する座標データを補正する補正回路を付属している。また、補正用データ生成部からの出力は、図示しないサンプリング・クロック信号生成部のPLL回路に送られて位相差検出信号に重畳される。
【0021】
図2において、映像成分の処理回路あるいは処理系については、簡単化のための省略している。また、デジタル処理における処理クロックとしてのサンプリング・クロック等も省略している。
【0022】
図2に示すピクセル・カウンタ部212の出力データ信号は、後述する補正処理が実行されるタイミング後においては、入力したアナログ・ビデオ信号の0H基準点のタイミングを基準として表した水平同期をあらわす信号となっており、具体的には、1水平走査期間を通してサンプリング・クロックをカウントして水平位置、たとえば、カラー・バーストの位置、ブランキング領域等の範囲を最終的に決定するHカウンタと呼ばれるカウンタの位相を決定する信号として使用される。
【0023】
補正用データ生成部211によってピクセル・カウンタ212の出力が補正されるタイミングが、後述する説明で明らかにされるが、少なくとも、カラー・バースト信号の始まる期間よりは遅れたタイミングである。したがって、場合によっては、カラー・バーストの終了タイミングを、補正された水平座標に基づいて正確に予測することが可能であるが、上述した実施形態においては、ピクセル・カウンタ212は、同期成分の前縁、開始部分で起動しているので、カラー・バーストの開始部分は、仮の水平座標データとなっている。同期成分の前縁、開始部分からあらかじめ定めたクロック数を遅延して、補正用データ生成部から補正される直前に起動するように構成することにより、補正された水平座標の示す範囲を拡大することは可能である。
【0024】
以下に、図2に示したブロック図の動作について説明する。
【0025】
図において入力するアナログ・ビデオ信号は図示していないが、DC分が再生されて特定の電圧範囲にある信号であり、ビデオ信号のベデスタル部分、すなわちブランキング部分で黒レベルを表すレベルは、所定の電位、たとえば、A/D変換器が8ビット出力であれば80(10進表示、以後同様)の量子化値を出力するレベルに設定されている。ここで、100IREの白の規定レベルを240とすると、−40IREの同期の先端レベルは16となる。この場合、上下にそれぞれ15の量子化レベルの余裕を残して、規定レベルのビデオ信号(テレビジョン信号)をA/D変換することが可能になる。
【0026】
なお、ITU−R BT.601に規定するスタジオ符号化パラメータでは、Yの黒レベルを8ビットの場合に16、Yの白レベルを235としているが、80〜240を16〜235に対応させたルックアップ・テーブルで、80〜255を16〜254に変換することで対応可能である。また、通常10ビットのA/D変換器が使用されるので、上述したような同期部分まで含めてA/D変換しても、ダイナミック・レンジの減少に関して問題となることはない。
【0027】
本実施形態においては、規定レベルを入力した場合に、同期先端を16、黒レベルを80、白レベルを240としている。ここで、黒レベルは、基本的にはA/D変換器の入力側のペデスタル・クランプ回路でペデスタル・レベルのDC電圧が一定電圧に設定されるようにしているで、少なくとも80あるいはその近傍の値が設定されるものとしている。また、A/D変換器は簡単化のために8ビットとし、量子化値も8ビットで10進表記としている。
【0028】
上述したようなアナログ・ビデオ信号は、A/D変換器201で量子化される。この出力信号からノイズや色副搬送波成分を取り除くために、まずフィルタ202(ローパス・フィルタ、あるいはノイズが無い条件では、サブキャリア周波数のみを取り除くバンドパス・フィルタでも可)を通過させる。サブキャリア周波数成分が除去されたデジタル・ビデオ信号は、固定値スライス部103においてあらかじめ定めた固定値(たとえば、59)と比較して(固定値スライス)同期信号を取り出す。この固定値は、入力ビデオ信号のレベルが規定レベルの半分に、あるいは同期成分のレベルが半分になった場合、その同期成分の先端部分は48の値を有するので、このような入力信号においても、黒レベル付近のノイズを回避して同期信号のみを検出ことを可能とする数値である。
【0029】
固定スライス部203の入力レベルが、規定レベルとこの規定レベルの1/2のレベルの間のレベル値を有する複合ビデオ信号であれば、この固定スライス部の出力には、分離した複合同期信号が出力される。この信号を受けたタイミング生成部は、入力した複合同期信号から等価パルス、あるいはV同期成分を除去して水平同期の部分のみを検出し、所定のタイミング信号を生成する。
【0030】
通常、水平同期成分を取り出す場合は、複合同期信号の開始部分から(水平等価パルスは水平同期信号幅の1/2なので)水平同期信号幅の3/4の期間後に入力した複合同期信号の状態を調べることで行われる。この場合、水平同期信号であるとされるタイミングは、開始部分から、本実施形態においては固定スライス部の出力タイミングから、水平同期信号幅の3/4の期間後となる。
【0031】
フィルタ部202の出力は遅延部209により、水平同期検出タイミングで検出した水平同期の開始部分を波形記憶再生部210に記憶させるため、信号を遅延する。この遅延部の出力ポイントでは、タイミング生成部が水平同期検出をした時点では、水平同期開始ポイントよりも前のタイミングとなっている。これは、入力信号レベルが規定値の1/2の場合には、固定スライスのスライス・レベルは、入力同期のレベルの中点よりも低く、したがって、0H基準点は固定値スライス部で検出したタイミングよりも前に存在することになるので、その範囲の信号の状態を波形記憶する必要があるためである。
【0032】
上述したように遅延部209で遅延された信号は、タイミング生成部からの水平同期を検出したことを表す信号によって、波形記憶再生部210内への記憶開始を行い、所定のクロック数(たとえば、32クロック;27MHzクロックの場合約1.2μsの期間に相当)のデータを記憶する。
【0033】
Sync Tip平均値計算部205およびペデスタル平均値計算部206は、所定のデータ数、本実施形態では、ビット・シフト演算を考慮して、64個のデータ数を積算し、且つ減算している。すなわち、1クロックに1データ積算を開始してから65クロック(27MHzのクロックの場合、約2.37μsに相当、これは水平同期の幅の約1/2)後に、最初に積算したデータを減算することで、過去の64データの積算値を得ている。またこの出力のビット操作で、1/64の値、またその1/2の値を得ることもできる。ここでは、ビット操作で積算値の1/128のデータを出力している。
【0034】
図3は、図1の各ブロックの動作を説明する図である。
【0035】
タイミング生成部204は、水平同期成分を検出した時点(t1で示す)、この時点は、既にSync Tip平均値計算部205の入力ポイントでは、水平同期信号部分を入力してから約その期間の3/4のデータを入力している。したがって、Sync Tip平均値計算部205が水平同期期間の約1/2の期間に渡って入力する量子化サンプル値の平均値を算出しているとした場合に、タイミング生成部からの水平同期検出信号を受けた時点で水平同期幅の1/2に相当する開始部分を除外した領域の平均値を出力していることになる。このことを図3に描いた四角枠で示している。したがってSync Tip平均値計算部205は、タイミング生成部からの水平同期開始の信号を受けて、それまでの平均値を出力し、その出力値を次回のタイミング生成部からの信号を受けるまで維持する。
【0036】
ペデスタル平均値計算部206もSync Tip平均値計算部205と同様な構成であり、タイミング生成部において水平同期成分検出信号から生成されたタイミング信号(t2で示す)により、フィルタ202により除去されたカラー・バースト信号部分を含みあらかじめ定めた期間の信号の平均値を算出したタイミング(t2示す)で、それまでの期間の平均値を出力し、その出力値を次回のタイミング生成部からの信号を受けるまで維持する。
【0037】
ペデスタル平均値計算部206の出力が更新された時点で、Sync Tip平均値計算部205の出力は既に更新されており、演算部207においてこれらの出力値を加算してペデスタル平均値とSync Tip平均値の中点レベル、すなわち0H基準点を検出するためのリファレンス・レベルを出力する。
【0038】
タイミング生成部は、補正用データ生成部に上述したリファレンス・レベルが供給された時点で、波形記憶再生部に対して読出し開始制御を行う。
【0039】
波形記憶再生部210は、始めて固定スライス・レベル以下となった量子化サンプルより前のタイミングの量子化サンプル、たとえば、80近傍の値のデータから再生を開始する(図3の下方に示す)。ここで、制御の簡単化のために、始めて固定スライス・レベル以下となった量子化サンプルのアドレスがあらかじめ定められていると都合が良い。
【0040】
図4は、規定レベルの入力信号を処理して波形記憶再生部に記憶し、そして読み出した同期開始部分の量子化サンプル値を示している。図の左部の数値は量子化値を示している。この図において、同期レベルの中点(この場合、量子化値48)のレベルを有する量子化サンプルは存在しない。図示した例では、固定スライス・レベルを下回ったサンプルとその次のサンプルの中間ポイントが0H基準点に相当するポイントとなる。
【0041】
仮に入力信号のレベルが規定レベルの1/2の場合、同期レベルの中間は64の値となり、これは固定スライス・レベルよりも大きい。この場合、固定スライス・レベルを下回ったサンプルの前に0H基準点に相当するポイントが存在することになる。
【0042】
図5は、図4の一部を拡大したもので、補正用データ生成部の動作をより詳細に説明する図である。
【0043】
補正用データ生成部は、量子化サンプルを次々と比較し、リファレンス・レベルと同じかあるいは、低いレベルを有する量子化サンプルのアドレスを特定する。ここで、固定スライス部で最初に出力した量子化サンプルのアドレスをAFIX、そして特定した量子化サンプルのアドレスをACとし、量子化サンプルのアドレスは時刻経過とともにその数値が増加するものとする。また、固定スライス・レベルをCFIXとし、演算部107で算出した同期の中点レベルをC0Hとする。
【0044】
(固定スライス・レベル>同期中点レベルの場合)
固定スライス・レベル>同期中点レベルの場合、0H基準ポイントは、固定スライス出力タイミングよりも、等しいかあるいは遅れたタイミング(大きいアドレス)に存在することになる。
【0045】
ここで、補正用データ生成部211に供給されるリファレンス・レベルは、平均値演算をすることで、小数部を有している。したがって、比較する量子化サンプル値のレベルがリファレンス・レベルと一致する確率は相当低い。したがって通常においては、リファレンス・レベルを最初に下回った量子化サンプルのアドレスの特定が行われる。ここで、特定された量子化サンプルのアドレスをAC、その値をSCとし、その直前の量子化サンプルのアドレスを(AC−1)、その値をSC−1(この量子化サンプル値はリファレンス・レベルよりも大きいレベル値を有している)、そしてリファレンス・レベルをSrefとする。の間で下記の2つの演算を行う。
(SC−1−Sref)/(SC−1−SC)・・・式1
(Sref−SC)/(SC−1−SC)・・・式2
ここで式1の値は、クロック期間を1とした場合の、量子化サンプルSC−1に対する0H基準ポイントのタイミングのズレを表し、量子化サンプルSC−1に対する0H基準ポイントの遅れ量を表している。また、式2はクロック期間を1とした場合の、量子化サンプルSCに対する0H基準のタイミングとのズレを表し、量子化サンプルSCに対する0H基準ポイントの進み量を表している。
【0046】
ピクセル・カウンタに対する補正データは、以下のようになる。
補正データ={(AC−1)−AFIX}+(SC−1−Sref)/(SC−1−SC)・・・式3
ここで、{(AC−1)−AFIX}の項は、クロック単位の数値であり、残りはクロック単位の分数である。
【0047】
(固定スライス・レベル<同期中点レベルの場合)
固定スライス・レベル<同期中点レベルの場合、0H基準ポイントは、固定スライス出力タイミングよりも、進んだタイミング(大きいアドレス)に存在することになる。この場合のピクセル・カウンタに対する補正データは、以下のようになる。
補正データ=(AC−AFIX)−(Sref−SC)/(SC−1−SC)・・・式4
あるいは、
補正データ={(AC−1)−AFIX}+(SC−1−Sref)/(SC−1−SC)・・・式5
と表すことができる。ここで、式4と式5は同一の内容を表し、(AC−AFIX)、{(AC−1)−AFIX}の項はクロック単位の数値であり、残りはクロック単位の分数である。
【0048】
(補正データの分数処理のその1)
上述の式3と式5の分数は、同一である。この場合、それぞれの整数部でピクセル・カウンタ212を補正すると、それぞれの映像を表すサンプルの位相は、ピクセル・カウンタ212で表される位相よりも、式3あるいは式5の分数部で表される量だけ遅れて表されていることになる。すなわち、0H基準点は、ピクセル・カウンタ212が基準としたサンプル位置よりも、式3あるいは式5の分数部だけ遅れた位置にある。この場合、式3あるいは式5の分数部が同じであるということは、式3あるいは式5の分数部のデジタル処理が同一になるとことを示している。この処理は、映像領域のそれぞれのサンプル値を分数値、(SC−1−Sref)/(SC−1−SC)だけ進ませることで実現できる。この位相進相は以下の演算を実行して、その値をアドレスM+1の値とすることである。ここで、(SC−1−Sref)/(SC−1−SC)=αとする。
(アドレスM+1の量子化値)×α+(アドレスMの量子化値)×(1−α)・・・式6
【0049】
上述した式3あるいは式5を、たとえば、式5を式4に変えるようにすることで、着目点を1クロック分遅らせて考察した場合に、分数部は、(Sref−SC)/(SC−1−SC)となる。この場合は、(Sref−SC)/(SC−1−SC)(クロック単位)で表される量だけ、0H基準ポイントは進んでいるので、映像のそれぞれのサンプル値を遅らせる必要がある。この場合も演算で求めた値をアドレスMに格納することのみが異なるだけで、演算結果は式6と同等になる。
【0050】
(補正データの分数処理のその2)
補正データの分数は、サンプリング・クロックの位相をずらせることにより、0あるいは、実質的に0とすることが可能である。この場合は、補正データの整数部のみで、ピクセル・カウンタの補正データとすることができる。
【0051】
補正データの分数をサンプリング・クロック用PLL回路とする場合には、分数部の表し方が問題になる。ここでは、固定値スライス部の出力に基づいてPLL回路は構成されているものとする。
【0052】
分数部が0(ゼロ)の場合に誤差信号を0とするのは当然として、この0を基準として0H基準ポイントが遅れている場合を+とし、進んでいる場合をマイナスとする必要がある。
【0053】
したがって、前述した式1と式2に比較し、式1が小さいときは式1の値を+とし、式2が小さいときは式2の値をマイナスとして、位相誤差補正信号として生成することにする。このようにした場合、ピクセル・カウンタの補正データは、式1<式2の場合は{(AC−1)−AFIX}、式1>式2の場合は(AC−1−AFIX)となる。要するに0H基準ポイントに近いサンプリングの位相を0H基準ポイントに近づけることになる。上述した位相誤差補正信号の極性が+の場合は位相を進ませて誤差信号の値が減少する方向に、極性がマイナスの場合は、位相を進ませて誤差信号の絶対値が減少する方向に、PLL回路を動作させることになる。
【0054】
なお、この場合においても1クロック以下の微小ジッタは避けられない。たとえば、クロックの1/40程度のジッタを有している場合も想定される。この場合、正確な0H基準ポイントは、特定位置のサンプル・ポイントに対して前後に位置することになる。この場合は、0H基準ポイント近傍の(時間的な)サンプル位置に基づいて補正データの整数部を生成することになる。
【0055】
(補正データの分数処理のその3)
上述した構成と異なるPLLを説明する。
【0056】
図6は、図1に示したピクセル・カウンタと補正用データ生成部の位相誤差データの小数部を基に構成したPLLである。電圧制御水晶発振器(XVCO)601と、たとえば、XVCO出力の13.5MHzクロック信号を入力し1/858の分周を行う自走カウンタ602、この自走カウンタ602の出力とピクセル・カウンタ(この出力は補正後のデータ)の出力との差分を出力する減算器603、そしてこの出力から誤差信号を生成する誤差信号生成部604、そしてこの誤差信号と、補正用データ生成部からの補正データの小数部を入力して加算する加算器を備えている。加算器605の出力は、D/A変換、あるいはPWM変調することによりアナログ変換してXVCO部に与えられる。
【0057】
誤差信号生成部は、たとえば、自走カウンタ602から補正後のピクセル・カウンタの出力データを減算した結果が、0から428(=858/2)の間の数値の場合はそのままとし、429から857までの間の数値であれば、減算値から858をさらに減算して負の数とすることにより誤差信号を生成する。
【0058】
図6に示した構成は、PLLの位相比較ポイントを水平同期信号の発生時点と切り離すことが可能であり、上述した説明では省略したが、9Hの垂直同期信号期間内の水平同期の0H基準点を検出する際の中点レベルの算出完了ポイントが通常の水平同期信号の場合の算出完了ポイントとずれても、そのずれを無視することができる特徴を有する。
【0059】
なお、誤差信号生成部604と、補正用データ生成部の補正データの小数部の極性は整合をとり、またXVCOの制御極性と整合を取ることは勿論である。
【0060】
以上説明したように制御することにより、入力信号の0H基準点をサンプリングするサンプリング・クロックを生成することができると同時に、0H基準点を起点にした水平座標データを得ることができる。
【0061】
以上、本発明を、本実施形態を使用して説明したが、本発明の趣旨を逸脱しないで、次の形態に変更することは容易である。
1.27MHzでサンプリングして基本的な処理を、半分の13.5MHzのクロックで行う場合に、この13.5MHzのクロック位相を0H基準に一致させる場合にも適用可能である。この方法には、幾つかの方法が考えられる。PLL回路へ位相誤差信号を送らない場合は、再サンプリングの手法でフィルタリング処理することで実行可能である。また、PLL回路へ位相誤差信号を送る場合は、ピクセル・カウンタの起動タイミングを1/2の13.5MHzのクロックで行い、補正用データ生成部は27MHzのままで、整数部を偶数値と、余りに1が生じた場合は、上述した式1と式2の比較をしないで式1が小さいとした場合の処理をして、そのときの位相補正誤差を1+式1とすることで可能である。
2.図2において、遅延部209は、あらかじめ定めた容量のリング構成のRAMで置き換えることも、またFIFOで置き換えることも可能である。
3.図2においてフィルタ202を使用しているが、この遅延量は定まった値を有するので、A/D変換部の出力データを処理するビデオ成分処理回路との間で、信号間の時間一致を図ることは通常行われている。
4.Sync tip平均値計算部と、ペデスタル平均値計算部を独立に設けたが、平均値計算部を1つとして、タイミングが異なるそれぞれの平均値をレジスタに格納する方法とすることもできる。
5.入力するアナログ・ビデオ信号にノイズ成分の混入が多く、上述した方法による水平同期分離信号にジッタが生じている場合、入力するアナログ・ビデオ信号そのものにはジッタが極小の場合、上述した方法で得た、補正されたピクセル・カウンタを直接、映像を表すデータの水平座標に使用するのではなく、映像を表すデータの水平座標に使用するカウンタを別に設けて、そのカウンタと補正されたピクセル・カウンタとの間で、検出した際のジッタを取りながらも入力との同期を取る方法もある。このような方法は、フレーム・シンクロナイザ、TBC等において使用されており、公知になっている。
【0062】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、量子化デジタル信号を入力して所定の固定閾値と比較して水平同期成分信号を抽出し、この信号の前縁で量子化サンプル毎の水平座標を表す水平座標生成を開始させ、水平同期部分の0H基準点付近の量子化サンプル値を一時記憶して出力する波形記憶再生部と、水平同期部分の先端とペデスタル・レベルを表す期間の量子化サンプルの平均値を算出して両者の中点を出力するリファレンス・レベル生成部と、波形記憶再生部出力とリファレンスを比較して、中点レベルのポイントと再生したサンプル値との関係を決定し、水平座標を補正するための補正データ生成部を有しているので、同期信号に対する映像信号の位相を正確に復元することができる。
【0063】
また、水平座標を補正するための補正データ生成部は、サンプリング・クロックを単位とした補正データのうち整数部を前記水平座標補正手段に出力し、該補正データの小数部を前記システム・クロック信号発生器に出力するので、サンプリング・クロックの位相を水平同期部分の0H基準点をサンプリングするように位相制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】NTSCテレビジョン信号のRS−170A規格におけるSCHを説明する図である。
【図2】本発明の要旨を説明するブロック図であり、本実施形態のデジタル処理回路における水平同期座標制御を示すブロック図である。
【図3】図2に示す水平同期座標制御の動作を説明する図である。
【図4】波形記憶再生部に記憶する同期開始部分の量子化サンプル値を示す図である。
【図5】図4の一部を拡大したもので、補正用データ生成部の動作をより詳細に説明する図である。
【図6】図1に示したピクセル・カウンタと補正用データ生成部の位相誤差データの小数部を入力するPLLの構成を示す図である。
【符号の説明】
201 A/D変換器
202 フィルタ
203 固定値スライス部
204 タイミング生成部
205 Sync Tip平均値計算部
206 ペデスタル平均値計算部
207 演算部
209 遅延部
210 波形記憶再生部
211 補正用データ生成部
212 ピクセル・カウンタ
AFIX 固定値スライス部で出力する最初の量子化サンプルのアドレス
AC 同期成分の中点レベル以下になった量子化サンプル値
CFIX 固定値スライス部で出力する最初の量子化サンプル値
SC 同期成分の中点レベル以下になった量子化サンプルのアドレス
SC−1 SCの前の量子化サンプル値
Sref 同期成分の中点レベル
601 電圧制御水晶発振器
602 自走カウンタ
603 減算器
604 誤差信号生成部
605 加算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a digital video processing circuit and method, and more particularly, to a clock phase for sampling an analog video signal and zero of the horizontal synchronization portion of the analog video signal. H Control the reference point to be related to accurately reproduce the relationship between horizontal synchronization and video phase in digital data, and the sampling clock is 0 H The present invention relates to a digital video processing circuit and method for sending a phase error signal to a sampling clock generator to sample a reference point.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, synchronization separation is performed by an analog circuit. That is, the analog circuit determines the midpoint level of the synchronous portion of the analog video signal, compares the analog video signal at the determined midpoint level, and uses this comparison output to generate a sampling clock by the PLL, or A separate sync signal or a sync-like sync signal is generated from the comparator output.
[0003]
The composite video signal in the NTSC system is an interlace system, and is composed of an odd field and an even field. That is, in the case of a still image, the repetition of the image is an odd / even two-field cycle. However, in relation to the color carrier signal, the phase is shifted by 90 degrees for each field, and the original image signal is returned in four fields. This is called a four field sequence and is also called a color field sequence.
[0004]
In connection with the NTSC video signal having this four-field sequence, in particular, it prevents horizontal shift of the image when recording to the VTR (ie, the relationship between the phase of the clock locked to the burst and the horizontal sync phase). The new EIA RS-170A has been created as a standard for composite sync signals, compared to the conventional EIA RS-170. In this standard, the phase relationship between the horizontal synchronizing signal (H-SYNC) and the color subcarrier signal (color burst signal signal) is defined. This relationship is called SCH (Sub Carrier to Horizontal).
[0005]
FIG. 1 is a waveform diagram showing timing within the horizontal blanking period (10.9 ± 0.2 μs) before and after the horizontal synchronization signal of the television signal of EIA RS-170A in the NTSC standard. In this standard, the reference point of the horizontal synchronizing signal is a timing point having a level of −20 IRE, which is the midpoint of the amplitude level of 40 IRE, at the starting partial point of the signal. H It is called a reference point. This 0 H The reference point, when expressed in relative terms, points to the center value of the synchronization level. H With reference to the reference point, the trailing edge of the horizontal synchronizing signal, the phase of the color burst signal, and the trailing edge of the horizontal blanking are determined.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, it is difficult to accurately obtain the average value of the horizontal sync tip level and the pedestal level in the sync separation by the analog circuit. Even if the accuracy is obtained accurately, the values of the horizontal sync tip level and the pedestal level are average values of the past sync signals, not the sync signal itself that is to be detected.
[0007]
Also, even if the level of a television signal in the form of an analog signal is generated at a specified level at the signal source, it is obtained at a usable position due to cable loss, amplifier gain error, etc. The level is attenuated or the level is too large, and does not necessarily have a level according to the standard.
[0008]
Even in the sampling clock for A / D conversion by the PLL generated based on the synchronization separation by the analog circuit described above, 0% of the analog signal is not necessarily generated due to the signal delay included in the control loop. H The reference point is not necessarily sampled. In addition, the delay of the analog signal is adjusted by adjusting the signal delay and the delay caused by the analog processing circuit. H Although it is possible to sample the reference point, for this purpose, a stable delay circuit is required, and adjustment work for manually adjusting the circuit and parts individually is required.
[0009]
In particular, in an apparatus for digitizing an analog video signal, it is important to have a sampling point as a synchronization reference point. Further, in the digital processing circuit, there are merits in improving performance and making no adjustment, and providing such individual adjustment points in the digital processing circuit has been overturned. Exact 0 H Obtaining the reference point on the digitized quantized sample is also important for accurate reproduction of the horizontal image phase.
[0010]
The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to obtain a synchronization signal from an A / D converted video signal by digital processing. H Accurately estimate the reference position and use the result for subsequent digital video signal processing or return it as a phase error signal to the PLL oscillator that generates the sampling clock signal for A / D conversion. Correct the horizontal position of the data to be represented, or set the sampling point to 0 H It is an object of the present invention to provide a digital video processing circuit and method for use in generating a clock signal matched with a reference point.
[0011]
In the present invention, an accurate 0 of the synchronization signal which has been obtained by analog in the past is obtained. H The position is obtained by digital calculation processing, and the result is accurately reflected in the relationship with the horizontal position of the screen of the signal representing the video; H The phase difference of the sampling point with respect to the reference point is obtained by arithmetic processing, and this is fed back to the PLL as a phase error signal, thereby synchronizing with the sampling point H The purpose is to match the reference points.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve such an object, the present invention provides a digital video processing circuit according to
In response to the output from the horizontal sync separator, 0 of the horizontal sync portion of the quantized sample signal H Waveform storage / reproducing means for temporarily storing and outputting a plurality of continuous quantized sample values in the vicinity of the reference point, and a quantized sample value output from the A / D converter are input, and the horizontal sync separating means In response to the output, calculate the average value of the quantized samples in each of the period representing the leading edge of the horizontal synchronization part and the period representing the pedestal level part in the blanking period. SYNC slice level setting means for determining, a plurality of consecutive quantized sample values output from the waveform storage / reproduction means and the midpoint level output from the SYNC slice level setting means are compared, Correction data generating means for determining a relationship between the sample having the midpoint level and a plurality of the quantized sample values and outputting correction data; and from the correction data generating means Based on the correction data, it is characterized in that and a horizontal coordinate correction means for correcting the output of the horizontal coordinate generating means.
[0013]
According to a second aspect of the present invention, there is provided the digital video processing circuit according to the first aspect, wherein correction data is inputted and phase adjustment including a delay or phase advance of less than one clock of the quantized sample signal is performed. A phase adjustment unit for performing the correction, wherein the correction data generation unit compares the quantized sample value and the quantized sample extracted by the horizontal sync separating unit in comparison with the midpoint level and a plurality of consecutive quantized sample values. A clock unit difference between them, and if they do not match, one quantized sample of two consecutive quantized samples including the midpoint level value between them and the quantized sample extracted by the horizontal sync separating means, The phase adjustment means outputs the difference from the clock unit to the horizontal coordinate correction unit as integer part correction data, and uses the amount of deviation from the one quantized sample as decimal part correction data. It is characterized in that output.
[0014]
According to a third aspect of the present invention, there is provided the digital video processing circuit according to the second aspect, wherein the digital video processing circuit is output from the horizontal coordinate generation means and is based on the horizontal coordinate data corrected by the correction means. System clock signal generating means for generating an error signal and generating the sampling clock signal is further provided, and the correction data generating means converts the integer part of the correction data in units of the sampling clock into the horizontal coordinate correcting means. Output the fractional part of the correction data to the system clock signal generator, the system clock signal generation means receives the decimal part from the correction data generation means and superimposes it on the error signal, The phase of the sampling clock is set to 0 of the horizontal synchronization portion of the quantized sample signal. H Control is performed so as to be a reference point.
[0015]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided an A / D converter for inputting an analog video signal and converting the analog video signal into a quantized sample signal according to a sampling clock including a synchronizing portion and a video portion of the analog video signal. In a digital video processing method in a digital video processing circuit comprising: a horizontal sync separation step for extracting a horizontal sync component signal by inputting the quantized digital signal and comparing it with a predetermined threshold; and the horizontal sync Based on the horizontal synchronization component signal extracted in the separation step, a horizontal coordinate start step for starting generation of horizontal coordinate data representing the horizontal coordinate for each quantized sample of the quantized sample signal, and extraction in the horizontal synchronization separation step Of the horizontal synchronization component signal of the quantized sample signal H A waveform storing step for temporarily storing a plurality of continuous quantized sample values near the reference point, and a quantized sample value output from the A / D converter are input, and an output from the horizontal sync separator is received. A SYNC slice for calculating the average value of quantized samples in each of the period representing the leading end portion of the horizontal synchronization portion and the period representing the pedestal level portion in the blanking period, and determining the midpoint of the two average values A level setting step and 0 of the horizontal synchronization portion of the quantized sample signal stored by the waveform storing step H A plurality of consecutive quantized sample values in the vicinity of a reference point are input and compared with the midpoint level output from the SYNC slice level setting means, a sample having the midpoint level and a plurality of the quantized samples A correction data generation step for determining a relationship with the value and outputting correction data; and output of the horizontal coordinate data started in the horizontal coordinate generation step based on the correction data representing the relationship from the correction data generation step. A horizontal coordinate correction step for correction is provided.
[0016]
The invention according to claim 5 is the digital video processing method according to claim 4, wherein correction data is input and phase adjustment including a delay or phase advance of less than one clock of the quantized sample signal is performed. A phase adjustment step to perform, wherein the correction data generation step includes a quantization sample value that matches the midpoint level compared with a plurality of consecutive quantization sample values and a quantization sample extracted by the horizontal synchronization separation means A clock unit difference, and if not, one quantized sample of two consecutive quantized samples including the midpoint level value in between and the quantized sample extracted in the horizontal sync separation step; Is output to the horizontal coordinate correction step as integer part correction data, and the amount of deviation from the one quantized sample is used as decimal part correction data. And outputs to the phase adjustment step.
[0017]
The invention according to claim 6 is the digital video processing method according to claim 5, wherein the video processing circuit outputs an error signal based on horizontal coordinate data output from the horizontal coordinate generation means. And further comprising a system clock signal generator for generating the sampling clock signal, wherein the determining step outputs an integer part of the correction data in units of the sampling clock to the horizontal coordinate correction means, Outputting a fractional part of the correction data to the system clock signal generator, the system clock signal generator receiving the fractional part from the correction data generating step and superimposing it on the error signal; The clock phase is set to 0 of the horizontal synchronization part of the quantized sample signal H Control is performed so as to be a reference point.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0019]
FIG. 2 is a diagram showing an embodiment of a digital processing circuit including an A / D converter to which the present invention is applied. This figure shows a horizontal timing processing unit in an analog video processing circuit and is drawn as a functional block diagram. An A /
[0020]
The
[0021]
In FIG. 2, the video component processing circuit or processing system is omitted for the sake of simplicity. Also, a sampling clock as a processing clock in digital processing is omitted.
[0022]
The output data signal of the
[0023]
The timing at which the output of the
[0024]
The operation of the block diagram shown in FIG. 2 will be described below.
[0025]
Although the input analog video signal is not shown in the figure, it is a signal in which the DC component is reproduced and within a specific voltage range, and the level representing the black level in the pedestal portion of the video signal, that is, the blanking portion, is predetermined. For example, if the A / D converter outputs 8 bits, it is set to a level that outputs a quantized value of 80 (decimal display, and so on). Here, assuming that the white specified level of 100IRE is 240, the leading edge level of synchronization of −40IRE is 16. In this case, it becomes possible to A / D-convert a video signal (television signal) of a specified level, leaving a margin of 15 quantization levels above and below.
[0026]
ITU-R BT. In the studio coding parameter defined in 601, 16 is set when the black level of Y is 8 bits, and the white level of Y is 235. However, a look-up table in which 80 to 240 corresponds to 16 to 235 is 80. This can be handled by converting ~ 255 to 16 ~ 254. In addition, since a 10-bit A / D converter is normally used, even if A / D conversion is performed including the synchronous portion as described above, there is no problem with respect to reduction of the dynamic range.
[0027]
In this embodiment, when a specified level is input, the synchronization tip is 16, the black level is 80, and the white level is 240. Here, the black level is basically set so that the DC voltage of the pedestal level is set to a constant voltage by the pedestal clamp circuit on the input side of the A / D converter, and is at least 80 or in the vicinity thereof. A value is assumed to be set. Further, the A / D converter has 8 bits for simplification, and the quantized value is 8 bits in decimal notation.
[0028]
The analog video signal as described above is quantized by the A /
[0029]
If the input level of the fixed
[0030]
Normally, when taking out the horizontal sync component, the state of the composite sync signal input after a period of 3/4 of the horizontal sync signal width from the start of the composite sync signal (since the horizontal equivalent pulse is 1/2 of the horizontal sync signal width) Is done by examining. In this case, the timing assumed to be the horizontal synchronizing signal is after a period of 3/4 of the horizontal synchronizing signal width from the start portion, and in this embodiment, from the output timing of the fixed slice portion.
[0031]
The output of the
[0032]
As described above, the signal delayed by the
[0033]
The Sync Tip average
[0034]
FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of each block in FIG.
[0035]
The
[0036]
The pedestal average
[0037]
At the time when the output of the pedestal average
[0038]
The timing generation unit performs read start control on the waveform storage / reproduction unit when the above-described reference level is supplied to the correction data generation unit.
[0039]
The waveform storage /
[0040]
FIG. 4 shows the quantized sample value of the synchronization start portion that is processed and stored in the waveform storage / playback unit after the input signal of the specified level is processed. The numerical value on the left side of the figure indicates the quantized value. In this figure, there is no quantized sample having the level of the midpoint of the synchronization level (in this case, the quantized value 48). In the example shown, the midpoint between the sample below the fixed slice level and the next sample is 0. H This is a point corresponding to the reference point.
[0041]
If the level of the input signal is ½ of the specified level, the middle of the synchronization level is a value of 64, which is larger than the fixed slice level. In this case, 0 before the sample below the fixed slice level. H There will be a point corresponding to the reference point.
[0042]
FIG. 5 is an enlarged view of a part of FIG. 4 and illustrates the operation of the correction data generation unit in more detail.
[0043]
The correction data generation unit compares the quantized samples one after another, and specifies the address of the quantized sample having a level that is the same as or lower than the reference level. Here, the address of the quantized sample output first in the fixed slice part is A FIX , And the address of the specified quantized sample is A C It is assumed that the numerical value of the quantized sample address increases with time. Also, set the fixed slice level to C FIX And the synchronization midpoint level calculated by the calculation unit 107 is C 0H And
[0044]
(Fixed slice level> Sync midpoint level)
0 if fixed slice level> sync midpoint level H The reference point exists at a timing (large address) that is equal to or later than the fixed slice output timing.
[0045]
Here, the reference level supplied to the correction
(S C-1 -S ref ) / (S C-1 -S C ) ...
(S ref -S C ) / (S C-1 -S C ) ... Formula 2
Here, the value of
[0046]
The correction data for the pixel counter is as follows.
Correction data = {(A C -1) -A FIX } + (S C-1 -S ref ) / (S C-1 -S C ) ... Formula 3
Where {(A C -1) -A FIX } Is a numerical value in clock units, and the remainder is a fraction in clock units.
[0047]
(When fixed slice level <sync midpoint level)
0 if fixed slice level <sync midpoint level H The reference point exists at an advanced timing (larger address) than the fixed slice output timing. The correction data for the pixel counter in this case is as follows.
Correction data = (A C -A FIX )-(S ref -S C ) / (S C-1 -S C ) ... Formula 4
Or
Correction data = {(A C -1) -A FIX } + (S C-1 -S ref ) / (S C-1 -S C ) ... Formula 5
It can be expressed as. Here, Expression 4 and Expression 5 represent the same contents, and (A C -A FIX ), {(A C -1) -A FIX } Is a numerical value in clock units, and the remaining is a fraction in clock units.
[0048]
(
The fractions of Equation 3 and Equation 5 above are the same. In this case, when the
(Quantized value of address M + 1) × α + (quantized value of address M) × (1-α) Equation 6
[0049]
When considering the above-described expression 3 or expression 5 by changing the expression 5 to the expression 4, for example, by delaying the focus point by one clock, the fractional part is expressed as (S ref -S C ) / (S C-1 -S C ) In this case, (S ref -S C ) / (S C-1 -S C ) (Clock unit), only the amount H Since the reference point is advanced, it is necessary to delay each sample value of the video. In this case as well, the only difference is that the value obtained by the operation is stored in the address M, and the operation result is equivalent to Equation 6.
[0050]
(Part 2 of correction data fraction processing)
The fraction of the correction data can be set to 0 or substantially 0 by shifting the phase of the sampling clock. In this case, only the integer part of the correction data can be used as pixel counter correction data.
[0051]
When the fraction of the correction data is a sampling clock PLL circuit, how to express the fraction part becomes a problem. Here, it is assumed that the PLL circuit is configured based on the output of the fixed value slice unit.
[0052]
When the fractional part is 0 (zero), it is natural that the error signal is 0. H It is necessary to make + when the reference point is late and minus it when it is advanced.
[0053]
Therefore, in comparison with the above-described
[0054]
Even in this case, a minute jitter of 1 clock or less is inevitable. For example, it may be assumed that the jitter is about 1/40 of the clock. In this case, an exact 0 H The reference point is positioned before and after the sample point at the specific position. In this case, 0 H The integer part of the correction data is generated based on the (temporal) sample position in the vicinity of the reference point.
[0055]
(Part 3 of correction data fraction processing)
A PLL different from the configuration described above will be described.
[0056]
FIG. 6 shows a PLL configured based on the fractional part of the phase error data of the pixel counter and the correction data generation unit shown in FIG. A voltage-controlled crystal oscillator (XVCO) 601, a free-running counter 602 that inputs a 13.5 MHz clock signal of XVCO output, for example, and divides 1/858, an output of the free-running
[0057]
For example, the error signal generation unit keeps the case where the result of subtracting the corrected pixel counter output data from the free-running
[0058]
The configuration shown in FIG. 6 can separate the phase comparison point of the PLL from the generation time of the horizontal synchronization signal. Although omitted in the above description, the horizontal synchronization 0 in the 9H vertical synchronization signal period is omitted. H Even if the calculation completion point at the midpoint level when the reference point is detected deviates from the calculation completion point in the case of a normal horizontal synchronizing signal, the deviation can be ignored.
[0059]
Of course, the polarities of the error
[0060]
By controlling as described above, the input signal 0 H A sampling clock that samples the reference point can be generated and at the same time 0 H The horizontal coordinate data starting from the reference point can be obtained.
[0061]
As mentioned above, although this invention was demonstrated using this embodiment, it is easy to change into the following form, without deviating from the meaning of this invention.
When sampling at 1.27 MHz and performing basic processing with a half 13.5 MHz clock, this 13.5 MHz clock phase is set to 0. H The present invention can also be applied when matching with a standard. Several methods can be considered for this method. When the phase error signal is not sent to the PLL circuit, it can be executed by performing a filtering process using a resampling method. Also, when sending a phase error signal to the PLL circuit, the pixel counter activation timing is halved with a 13.5 MHz clock, the correction data generator remains at 27 MHz, and the integer part is an even value. If 1 is generated too much, it is possible to perform the processing when the
2. In FIG. 2, the
3. Although the
4). Although the Sync tip average value calculation unit and the pedestal average value calculation unit are provided independently, it is also possible to use one average value calculation unit and store each average value at different timings in a register.
5. If the input analog video signal contains a lot of noise components and jitter is generated in the horizontal sync separation signal by the above method, the input analog video signal itself can be obtained by the above method if the jitter is minimal. In addition, the corrected pixel counter is not directly used for the horizontal coordinate of the data representing the video, but is provided separately from the counter used for the horizontal coordinate of the data representing the video, and the corrected pixel counter. There is also a method of synchronizing with the input while taking the jitter at the time of detection. Such a method is used in frame synchronizers, TBCs and the like and is publicly known.
[0062]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a quantized digital signal is input, and a horizontal synchronization component signal is extracted by comparison with a predetermined fixed threshold value, and the horizontal coordinate for each quantized sample is represented by the leading edge of this signal. Start horizontal coordinate generation and set the horizontal synchronization part to 0 H Waveform storage / playback unit that temporarily stores and outputs quantized sample values near the reference point, calculates the average value of quantized samples during the period representing the tip and pedestal level of the horizontal synchronization part, and outputs the midpoint of both A reference level generation unit that compares the output of the waveform storage and reproduction unit with the reference, determines the relationship between the midpoint level point and the reproduced sample value, and has a correction data generation unit for correcting the horizontal coordinates. Therefore, the phase of the video signal with respect to the synchronization signal can be accurately restored.
[0063]
The correction data generation unit for correcting the horizontal coordinate outputs an integer part of the correction data in units of sampling clock to the horizontal coordinate correction unit, and the decimal part of the correction data is the system clock signal. Since it is output to the generator, the phase of the sampling clock is set to 0 in the horizontal synchronization part. H The phase can be controlled so as to sample the reference point.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram for explaining an SCH in the RS-170A standard of an NTSC television signal.
FIG. 2 is a block diagram illustrating the gist of the present invention, and is a block diagram illustrating horizontal synchronous coordinate control in the digital processing circuit of the present embodiment.
FIG. 3 is a diagram for explaining an operation of horizontal synchronous coordinate control shown in FIG. 2;
FIG. 4 is a diagram illustrating a quantization sample value of a synchronization start portion stored in a waveform storage / playback unit.
FIG. 5 is an enlarged view of a part of FIG. 4, and is a diagram for explaining the operation of the correction data generation unit in more detail.
6 is a diagram illustrating a configuration of a PLL that inputs a fractional part of phase error data of the pixel counter and the correction data generation unit illustrated in FIG. 1;
[Explanation of symbols]
201 A / D converter
202 Filter
203 Fixed value slice part
204 Timing generator
205 Sync Tip average value calculator
206 Pedestal average value calculator
207 Calculation unit
209 Delay part
210 Waveform memory playback unit
211 Correction data generator
212 pixel counter
A FIX The address of the first quantized sample output in the fixed value slice part
A C Quantized sample value below the midpoint level of the sync component
C FIX First quantized sample value output in fixed value slice part
S C Address of the quantized sample that falls below the midpoint level of the synchronous component
S C-1 S C Quantized sample value before
S ref Midpoint level of synchronous component
601 Voltage controlled crystal oscillator
602 Self-propelled counter
603 subtractor
604 Error signal generator
605 Adder
Claims (6)
前記量子化デジタル信号を入力してあらかじめ定めた閾値と比較することにより水平同期成分信号を抽出する水平同期分離手段と、
前記水平同期分離手段からの出力を受けて、前記量子化サンプル信号の量子化サンプル毎の水平座標を表す水平座標生成手段と、
前記水平同期分離手段からの出力を受けて前記量子化サンプル信号の水平同期部分の0H基準点付近の複数の連続する量子化サンプル値を一時記憶して出力する波形記憶再生手段と、
前記A/D変換器から出力された量子化サンプル値を入力し、前記水平同期分離手段からの出力を受けて水平同期部分の先端部分を表す期間とブランキング期間内のペデスタル・レベル部分を表す期間それぞれの期間内の量子化サンプルの平均値を算出して、2つの平均値の中点を決定するSYNCスライス・レベル設定手段と、
前記波形記憶再生手段からの出力された複数の連続する量子化サンプル値と前記SYNCスライス・レベル設定手段から出力された前記中点レベルとを比較して、該中点レベルを有するサンプルと複数の前記量子化サンプル値との関係を決定し補正データを出力する補正データ生成手段と、
前記補正データ生成手段からの補正データに基づいて、前記水平座標生成手段の出力を補正する水平座標補正手段と、
を備えたことを特徴とするデジタル・ビデオ処理回路。An A / D converter that inputs an analog video signal and converts the analog video signal into a quantized sample signal according to a sampling clock including a synchronization portion and a video portion of the analog video signal;
Horizontal sync separation means for extracting a horizontal sync component signal by inputting the quantized digital signal and comparing it with a predetermined threshold;
A horizontal coordinate generating means for receiving a horizontal coordinate for each quantized sample of the quantized sample signal in response to an output from the horizontal sync separating means;
Waveform storage / reproducing means for temporarily receiving and outputting a plurality of continuous quantized sample values in the vicinity of the 0 H reference point of the horizontal synchronizing portion of the quantized sample signal in response to the output from the horizontal synchronizing separation means;
A quantized sample value output from the A / D converter is input, and a period representing a leading end portion of a horizontal synchronizing portion and a pedestal level portion in a blanking period are received in response to an output from the horizontal synchronizing separating means. SYNC slice level setting means for calculating the average value of the quantized samples in each period and determining the midpoint of the two average values;
A plurality of consecutive quantized sample values output from the waveform storage / reproducing means and the midpoint level output from the SYNC slice level setting means are compared, and a sample having the midpoint level and a plurality of samples are compared. Correction data generating means for determining a relationship with the quantized sample value and outputting correction data;
Horizontal coordinate correction means for correcting the output of the horizontal coordinate generation means based on correction data from the correction data generation means;
A digital video processing circuit comprising:
前記補正データ生成手段は、前記中点レベルと複数の連続する量子化サンプル値と比較して一致した量子化サンプル値と前記水平同期分離手段で抽出した量子化サンプルとのクロック単位の差、一致していない場合には前記中点レベルの値を間に含む2つ連続する量子化サンプルの一方の量子化サンプルと前記水平同期分離手段で抽出した量子化サンプルとのクロック単位の差を整数部の補正データとして前記水平座標補正部に出力し、該一方の量子化サンプルからのずれ量を小数部の補正データとして前記位相調整手段に出力することを特徴とする請求項1に記載のデジタル・ビデオ処理回路。Phase adjustment means for inputting correction data and performing phase adjustment including a delay or phase advance of less than one clock of the quantized sample signal;
The correction data generating means includes a clock unit difference between the quantized sample value that is compared with the midpoint level and a plurality of consecutive quantized sample values and the quantized sample extracted by the horizontal sync separating means, If not, the difference in clock units between one quantized sample of two consecutive quantized samples including the midpoint level value and the quantized sample extracted by the horizontal sync separator is an integer part. The digital data according to claim 1, wherein the correction data is output to the horizontal coordinate correction unit and the amount of deviation from the one quantized sample is output to the phase adjustment unit as correction data of a decimal part. Video processing circuit.
前記補正データ生成手段は前記サンプリング・クロックを単位とした補正データのうち整数部を前記水平座標補正手段に出力し、前記該補正データの小数部を前記システム・クロック信号発生器に出力し、前記システム・クロック信号発生手段は前記補正データ生成手段からの小数部を受けて前記誤差信号に重畳し、サンプリング・クロックの位相を前記量子化サンプル信号の水平同期部分の0H基準点とするように、制御することを特徴とする請求項2に記載のデジタル・ビデオ処理回路。A system clock signal generating means for generating an error signal based on the horizontal coordinate data corrected by the correcting means and output from the horizontal coordinate generating means, and generating the sampling clock signal;
The correction data generation means outputs an integer part of the correction data in units of the sampling clock to the horizontal coordinate correction means, and outputs a decimal part of the correction data to the system clock signal generator, The system clock signal generating means receives the fractional part from the correction data generating means and superimposes it on the error signal so that the phase of the sampling clock becomes the 0 H reference point of the horizontal synchronization portion of the quantized sample signal. 3. The digital video processing circuit according to claim 2, wherein the digital video processing circuit is controlled.
前記量子化デジタル信号を入力してあらかじめ定めた閾値と比較することにより水平同期成分信号を抽出する水平同期分離ステップと、
前記水平同期分離ステップにおいて抽出された水平同期成分信号に基づいて、前記量子化サンプル信号の量子化サンプル毎の水平座標を表す水平座標データの生成を開始させる水平座標開始ステップと、
前記水平同期分離ステップにおいて抽出された水平同期成分信号を受けて前記量子化サンプル信号の水平同期部分の0H基準点付近の複数の連続する量子化サンプル値を一時記憶する波形記憶ステップと、
前記A/D変換器から出力された量子化サンプル値を入力し、前記水平同期分離手段からの出力を受けて水平同期部分の先端部分を表す期間とブランキング期間内のペデスタル・レベル部分を表す期間それぞれの期間内の量子化サンプルの平均値を算出して、2つの平均値の中点を決定するSYNCスライス・レベル設定ステップと、
前記波形記憶ステップにより記憶された前記量子化サンプル信号の水平同期部分の0H基準点付近の複数の連続する量子化サンプル値を入力して前記SYNCスライス・レベル設定手段から出力された前記中点レベルとを比較し、該中点レベルを有するサンプルと複数の前記量子化サンプル値との関係を決定し補正データを出力する補正データ生成ステップと、
前記補正データ生成ステップからの前記関係を表す補正データに基づいて、前記水平座標生成ステップで開始された水平座標データの出力を補正する水平座標補正ステップを
備えたことを特徴とするデジタル・ビデオ処理方法。A digital video processing circuit including an A / D converter that inputs an analog video signal and converts the analog video signal into a quantized sample signal according to a sampling clock including a synchronization portion and a video portion of the analog video signal. In the video processing method,
A horizontal sync separation step of extracting a horizontal sync component signal by inputting the quantized digital signal and comparing it with a predetermined threshold;
A horizontal coordinate start step for starting generation of horizontal coordinate data representing a horizontal coordinate for each quantized sample of the quantized sample signal based on the horizontal sync component signal extracted in the horizontal sync separating step;
A waveform storage step of receiving a horizontal synchronization component signal extracted in the horizontal synchronization separation step and temporarily storing a plurality of consecutive quantized sample values near a 0 H reference point of a horizontal synchronization portion of the quantized sample signal;
A quantized sample value output from the A / D converter is input, and a period representing a leading end portion of a horizontal synchronizing portion and a pedestal level portion in a blanking period are received in response to an output from the horizontal synchronizing separating means. A SYNC slice level setting step for calculating an average value of quantized samples in each period and determining a midpoint between the two average values;
The midpoint output from the SYNC slice level setting means by inputting a plurality of continuous quantized sample values near the 0 H reference point of the horizontal synchronization portion of the quantized sample signal stored by the waveform storing step A correction data generation step of comparing a level, determining a relationship between a sample having the midpoint level and a plurality of the quantized sample values and outputting correction data;
A digital video processing comprising a horizontal coordinate correction step for correcting an output of horizontal coordinate data started in the horizontal coordinate generation step based on correction data representing the relationship from the correction data generation step Method.
前記補正データ生成ステップは、前記中点レベルと複数の連続する量子化サンプル値と比較して一致した量子化サンプル値と前記水平同期分離手段で抽出した量子化サンプルとのクロック単位の差、一致していない場合には前記中点レベルの値を間に含む2つ連続する量子化サンプルの一方の量子化サンプルと前記水平同期分離ステップで抽出した量子化サンプルとのクロック単位の差を整数部の補正データとして前記水平座標補正ステップに出力し、該一方の量子化サンプルからのずれ量を小数部の補正データとして前記位相調整ステップに出力することを特徴とする請求項4に記載のデジタル・ビデオ処理方法。A phase adjustment step of inputting correction data and performing phase adjustment including a delay or phase advance of less than one clock of the quantized sample signal;
The correction data generation step includes a clock unit difference between the quantized sample value that is compared with the midpoint level and a plurality of consecutive quantized sample values and the quantized sample extracted by the horizontal sync separator, If not, an integer part of the difference in clock units between one quantized sample of two consecutive quantized samples including the midpoint level value and the quantized sample extracted in the horizontal sync separation step The digital data according to claim 4, wherein the correction data is output to the horizontal coordinate correction step, and the amount of deviation from the one quantized sample is output to the phase adjustment step as decimal correction data. Video processing method.
前記決定ステップは前記サンプリング・クロックを単位とした補正データのうち整数部を前記水平座標補正手段に出力し、前記補正データの小数部を前記システム・クロック信号発生器に出力するステップを有し、
前記システム・クロック信号発生器は前記補正データ生成ステップからの小数部を受けて前記誤差信号に重畳し、サンプリング・クロックの位相を前記量子化サンプル信号の水平同期部分の0H基準点とするように制御することを特徴とする請求項5に記載のデジタル・ビデオ処理方法。The video processing circuit further includes a system clock signal generator that generates an error signal based on horizontal coordinate data output from the horizontal coordinate generation means and generates the sampling clock signal,
The determining step includes a step of outputting an integer part of the correction data in units of the sampling clock to the horizontal coordinate correcting unit and outputting a decimal part of the correction data to the system clock signal generator,
The system clock signal generator receives the fractional part from the correction data generation step and superimposes it on the error signal so that the phase of the sampling clock becomes the 0 H reference point of the horizontal synchronization portion of the quantized sample signal. 6. The digital video processing method according to claim 5, wherein the digital video processing method is controlled as follows.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001101946A JP4679748B2 (en) | 2001-03-30 | 2001-03-30 | Digital video processing circuit and method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001101946A JP4679748B2 (en) | 2001-03-30 | 2001-03-30 | Digital video processing circuit and method |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002300425A JP2002300425A (en) | 2002-10-11 |
JP4679748B2 true JP4679748B2 (en) | 2011-04-27 |
Family
ID=18955199
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001101946A Expired - Fee Related JP4679748B2 (en) | 2001-03-30 | 2001-03-30 | Digital video processing circuit and method |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4679748B2 (en) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4995460B2 (en) * | 2004-12-20 | 2012-08-08 | 三星電子株式会社 | Digital video processing system and method for setting horizontal synchronization of digital video signal |
JP2008103822A (en) * | 2006-10-17 | 2008-05-01 | Denso Corp | Connection detector for on-vehicle video apparatus |
JP2009152840A (en) * | 2007-12-20 | 2009-07-09 | Oki Semiconductor Co Ltd | Synchronizing signal detecting circuit and synchronizing signal detection method |
JP5914836B2 (en) * | 2011-09-27 | 2016-05-11 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Video demodulator |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62140557A (en) * | 1985-12-13 | 1987-06-24 | Pioneer Electronic Corp | Signal separating circuit in video signal reproducing device |
-
2001
- 2001-03-30 JP JP2001101946A patent/JP4679748B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62140557A (en) * | 1985-12-13 | 1987-06-24 | Pioneer Electronic Corp | Signal separating circuit in video signal reproducing device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2002300425A (en) | 2002-10-11 |
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