JP2004048088A - Signal processor - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アナログ映像信号をデジタル信号に変換した上で、輝度信号と色信号に分離する処理や、水平同期信号に同期した時間軸補正等の処理を行なう信号処理装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、アナログ映像信号をデジタル映像信号に変換してMPEG2(Moving Picture Experts Group Phase 2)などの方式によりデジタル圧縮したデジタルデータの録画または再生を行なう機器が発売されている。これらの機器では、アナログチューナーや、外部入力端子より入力された複合映像信号を輝度信号(以下、Y信号と称す)と変調色信号(以下、C信号と称す)に分離し、C信号を色差信号へ復調した後、Y信号と合わせてMPEG2のエンコーダ(符号化装置)に入力されデジタル圧縮処理が施される。また、機器からのアナログ信号出力としては、S映像出力端子を有し、Y信号とC信号をアナログ信号として出力する機能を持っている。
【0003】
以下に従来の信号処理装置について説明する。
【0004】
図4は、従来の信号処理装置における第1の構成例を示すものである。図4において、1はアナログ映像信号入力端子、2、22、23はアナログ・デジタル変換回路(以下、A/D変換回路と称す)、4は複合映像信号をY信号とC信号に分離する輝度信号・色信号分離回路(以下、Y/C分離回路と称す)、5はカラーバースト信号の位相を検出するバースト位相検出回路、24はカラーバースト信号の位相に同期したクロック(例えば4fsc、ここでfscは色副搬送波周波数)を発生するバーストロッククロック発生回路、15、16はデジタル・アナログ変換回路(以下、D/A変換回路と称す)、10は同期信号除去回路、7はC信号を色差信号に復調する色復調回路、11は時間軸補正を行うフレームシンクロナイザ、12は輝度信号と色差信号とからなるデジタル信号を出力するデジタル信号出力端子、17はアナログY信号出力端子、18はアナログC信号出力端子、19は所定の周波数のクロック(例えば、27MHz)を発生するフリーランクロック発生回路である。
【0005】
以上の様に構成された従来の信号処理装置の動作を説明する。
【0006】
アナログ映像信号入力端子1より入力された複合映像信号は、A/D変換回路2でバーストロッククロック発生回路24より出力されるバーストロックしたクロックによりデジタル信号に変換される。この変換されたデジタル信号は、Y/C分離回路4によりY信号とC信号に分離された後、D/A変換回路15,16により、各々アナログY信号、アナログC信号に変換され、アナログY信号出力端子17、アナログC信号出力端子18より出力される。また、バースト位相検出回路5では、Y/C分離回路4より出力されたC信号に含まれるカラーバースト信号のクロックに対する位相ずれを検出する。バーストロッククロック発生回路24において、このずれを補正する方向にクロック周波数を補正することにより、カラーバースト信号とクロックのロック状態(同期状態)を確立し、Y/C分離回路4における分離性能を確保している。
【0007】
D/A変換回路15,16から出力されるアナログY信号、アナログC信号は、フリーランクロック発生回路19より出力されるクロックでデジタル信号に変換され、Y信号は同期信号除去回路10で同期信号が除去された後、また、C信号は色復調回路7で色差信号に復調された後、フレームシンクロナイザ11に入力される。フレームシンクロナイザ11では、Y信号の水平、垂直同期信号を基準に、同期信号除去されたY信号と色差信号をフレームメモリに書き込み、フリーランクロックより作成された標準の水平、垂直走査周期でフレームメモリから読み出すことにより、標準デジタル信号としてデジタル信号出力端子12より出力され、後段のMPEGエンコーダ等により圧縮処理される。
【0008】
図5は、従来の信号処理装置における第2の構成例を示すものである。図5において、3は第1の補間フィルタ、6は第1の補間位相算出回路、8は第3の補間フィルタ、9は第3の補間位相算出回路、20は同期信号付加回路、21は色変調回路である。第1の構成例との差異は、バーストロックを直接A/D変換器のサンプリングクロックにフィードバックするのではなく、第1の補間位相算出回路6でバーストロッククロックのフリーランクロックに対する位相を算出し、フリーランクロックでのサンプリングデータを元にして、第1の補間フィルタ3でバーストロッククロックによるサンプリングデータを作り出している。補間後のデータレートは補間前のデータレートより低く設定するため、補間されたバーストロックデータは、フリーランクロックに離散的に存在することになる。このため、バーストロックデータの存在の有無を示す信号が第1の補間位相算出回路6より出力される。後段のY/C分離回路4等、バーストロッククロックによる処理回路は、この信号で処理回路をロード・ホールドさせることにより、バーストロッククロックと全く同一の処理を行なっている。第3の補間位相算出回路9では、バーストロック周波数からフリーランクロックへの補間位相が算出され、第3の補間フィルタ8により補間され、再びフリーランクロック周波数のサンプリングデータに戻される。第3の補間位相算出回路9による補間位相の算出は、有限の桁数で行なわれる為、誤差積算により時々入力データと算出された補間データとのつじつまが合わなくなり、波形がひずむ状態が発生する。このため、水平ブランキング区間で第3の補間位相算出回路9をリセットすることにより、ひずみをブランキング期間に追い込み、フレームシンクロナイザ11でひずみも合わせて吸収することで解決を図っている。アナログ出力端子17,18へは、このフレームシンクロナイザ11で連続データに補正された信号を用いることで対応している。フレームシンクロナイザ11の出力信号は同期信号が付加されていない為、同期信号付加回路20で同期信号を付加している。また、色差信号を色変調回路21により、色副搬送波で変調し、変調色信号に戻してから出力している。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記の第1の構成例では、D/A変換器15,16で一度アナログ信号に戻された後、再度A/D変換されるため、信号対雑音比(S/N)が劣化する上、A/D変換される信号に含まれるバーストロッククロック成分が、フリーランクロックでサンプリングされることにより、クロックの周波数差分のビートが発生してしまう。また、上記の第2の構成例では、フレームシンクロナイザ11を通過する際、ブランキングデータが落とされるため、垂直ブランキング期間に多重される文字放送データ等が出力されなくなる等の問題点を有していた。
【0010】
本発明は上記従来の問題点を解決するもので、フリーランクロックでY/C分離等のバーストロック動作を行なった後、ビート等による性能劣化やブランキング期間のデータ欠落なくアナログデータとして取り出すことができる信号処理装置を提供するものである。
【0011】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、本発明の信号処理装置は、アナログ信号を第1のサンプリング周波数でサンプリングしてデジタル信号に変換するA/D変換回路と、第1のサンプリング周波数毎に所定値を加算することにより第2のサンプリング周波数における補間位相を算出する第1の補間位相算出回路と、第1の補間位相算出回路の出力を基準にデジタル信号を第2のサンプリング周波数でのサンプリングデータに補間する第1の補間フィルタと、第2のサンプリング周波数で第1の補間フィルタの出力に所定の処理を施す処理回路と、第1の補間位相算出回路の出力を基準に第2のサンプリング周波数でのサンプリングデータに対する第1のサンプリング周波数における補間位相を算出する第2の補間位相算出回路と、第2の補間位相算出回路の出力を基準に処理回路の出力信号を第1のサンプリング周波数でのサンプリングデータに補間する第2の補間フィルタとを備える。
【0012】
これにより、第1の補間位相算出回路と第2の補間位相算出回路の算出基準となる値を同一の値とすることで誤差積算がなくなり、完全に連続データへ戻せるため、フレームシンクロナイザによる時間軸補正処理を施すことなくD/A変換を行ないアナログ信号として出力させることができるようになる。この為、ビートノイズの発生やブランキングデータの欠落等をなくすことができる。
【0013】
【発明の実施の形態】
本発明における信号処理装置は、アナログ信号を第1のサンプリング周波数でサンプリングし、デジタル信号に変換するA/D変換回路と、前記第1のサンプリング周波数毎に所定値を加算することにより、第2のサンプリング周波数における補間位相を算出する第1の補間位相算出回路と、前記第1の補間位相算出回路の出力を基準に、前記デジタル信号を前記第2のサンプリング周波数でサンプリングされたデータに補間する第1の補間フィルタと、前記第2のサンプリング周波数で、前記第1の補間フィルタの出力に所定の処理を施す処理回路と、前記第1の補間位相算出回路の出力を基準に、前記第2のサンプリング周波数によりサンプリングされたデータに対する前記第1のサンプリング周波数における補間位相を算出する第2の補間位相算出回路と、前記第2の補間位相算出回路の出力を基準に、前記処理回路の出力信号を前記第1のサンプリング周波数でサンプリングされたデータに補間する第2の補間フィルタとを備えたものである。
【0014】
また、上記発明において、前記第1の補間位相算出回路において、第1のサンプリング周波数毎に加算される所定値は、第1のサンプリング周波数と第2のサンプリング周波数の比率により求まる固定値と、前記処理回路において映像の色副搬送波と処理クロックとの位相を検出し、その位相差から得られる補正値とにより生成されることを特徴とするものである。
【0015】
また、上記発明において、前記処理回路は、複合映像信号を、輝度信号と変調色信号とに分離する処理を含むことを特徴とするものである。
【0016】
また、上記発明において、前記処理回路は、前記変調色信号を低域色信号に変換する処理を含むことを特徴とするものである。
【0017】
また、上記発明において、前記第1の補間位相算出回路に依存しない第3の補間位相検出回路と、前記第3の補間位相検出回路の出力により、前記処理回路の出力信号の補間を行なう第3の補間フィルタを有するものである。
【0018】
以上の発明により、アナログ信号を第1のサンプリング周波数でデジタル信号に変換した後、輝度信号と変調色信号とに分離する等の所望の処理を第2のサンプリング周波数で行い、再度、第1のサンプリング周波数のデジタル信号に変換するので、ビートの発生による性能劣化や、ブランキング期間に挿入されたデータの欠落を発生することなく、アナログ信号に戻すことができる。
【0019】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。
【0020】
(実施の形態)
図1は、本発明の実施の形態による信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【0021】
図1において、1は複合映像信号が入力されるアナログ映像信号入力端子、2はフリーランクロック(例えば、27MHz)によりアナログ映像信号入力端子1から入力された複合映像信号をデジタル信号に変換するA/D変換器、3はA/D変換器2から出力されるフリーランクロックでサンプリングされたデジタル信号をバーストクロックの周波数でのサンプリングデータに変換する第1の補間フィルタ、4は第1の補間フィルタ3の出力のデジタル複合映像信号を輝度信号(Y信号)と変調色信号(C信号)に分離するY/C分離回路、5はY/C分離回路4の出力のC信号からカラーバースト信号の位相を検出し、バーストクロックに対する位相誤差を補正するための情報を出力するバースト位相検出回路、6はバースト位相検出回路5からの位相情報に基づきフリーランクロックに対するバーストクロック(例えば、4fsc=14.31818MHz)の位相を算出し、第1の補間フィルタ3に出力する第1の補間位相算出回路、7はY/C分離回路4の出力のC信号を復調し色差信号を得る色復調回路、8はY/C分離回路4の出力のY信号と色復調回路7の出力の色差信号とを入力し、バーストクロック周波数からフリーランクロック周波数にサンプリング周波数の変換を行う第3の補間フィルタ、9は第1の補間位相算出回路6とは独立に第3の補間フィルタ8における補間位相を算出する第3の補間位相算出回路、10は第3の補間フィルタ8の出力のY信号から同期信号成分を除去する同期信号除去回路、11は同期信号除去回路10の出力のY信号と第3の補間フィルタの出力の色差信号を入力し時間軸変動を除去するフレームシンクロナイザ、12はフレームシンクロナイザ11からの出力であるデジタルのY信号と色差信号を出力するデジタル信号出力端子、13はY/C分離回路4の出力のY信号と色復調回路7の出力の色差信号とを入力し、バーストクロック周波数からフリーランクロック周波数にサンプリング周波数の変換を行う第2の補間フィルタ、14は第2の補間フィルタ13における補間位相を第1の補間位相算出回路6からのデータを元に算出する第2の補間位相算出回路、15は第2の補間フィルタ13からのY信号をフリーランクロックでアナログ信号に変換するD/A変換回路、21は第2の補間フィルタ13からの色差信号をC信号に変調する色変調回路、16は色変調回路21からのC信号をフリーランクロックでアナログ信号に変換するD/A変換回路、19はフリーランクロックを発生するフリーランクロック発生回路である。
【0022】
以上の様に、本実施の形態と、従来の信号処理装置における第2の構成例との相違点は、第1の補間位相算出回路6で用いられたサンプリング位相の基準値を基に、第2の補間位相算出回路14で補間位相を算出し、第2の補間フィルタ13でY/C分離および色復調後の信号を、誤差積算なくフリーランクロック上の完全な連続データへ補間を行なっている点である。この場合、同期信号は付加されたままなので、色変調回路21で色差信号をC信号へ戻し、D/A変換回路16にてアナログ信号へ変換することにより、Y/C分離されたY信号、C信号を出力することができる。
【0023】
図2は、バーストロッククロック周波数として4fsc(14.31818MHz)を、フリーランクロックとして27MHzを用いた場合の第1の補間位相算出回路6と第2の補間位相算出回路14の構成を示すブロック図である。
【0024】
図2において、30は入力端子で、バースト位相検出回路5よりバースト位相ずれに対する補正値が入力される。31、36、39は固定値、32、33は加算器、34、35、42はレジスタ、37は減算器、38、41、45は除算器、40は乗算器、43、44、46は出力端子である。出力端子43からはバーストロッククロックで動作する回路へのロードホールド信号が、出力端子44からは第1の補間フィルタ3を制御する補間位相情報が、出力端子46からは第2の補間フィルタ13を制御する補間位相情報が出力される。
【0025】
固定値31は、14.31818/27×232の値を16進数で示している。この値を加算器32,33でフリーランクロック毎に32ビット幅のレジスタ34の値に加算することにより、補間位相の共通の基準値としている。この基準値を基に、各補間フィルタの補間位相が算出される。
【0026】
以下、図3を用いて本実施の形態による信号処理装置の動作の説明を行なう。
【0027】
図3(a)は、A/D変換回路2でのサンプリング波形を示す。図中、黒丸はフリーランクロック(27MHz)で実際にサンプリングされた位相を示し、同図(b)にサンプリングされたデータの値(x0〜x7)を示す。また同図(a)の図中の白丸は、補間すべきバーストロッククロック(4fsc)におけるサンプリング位相を示し、同図(c)にデータの値(X0〜X4)を示す。図2に示した回路では、バーストロッククロックの周期を、2の32乗の値で分割し、管理を行なっている。この分割数Nは、バーストロッククロックの位相ずれの期間を意味しており、N分割時は、最悪時、フリーランクロック周期×Nでバーストロッククロックが1クロック分(4fsc時は色副搬送波の位相で90度)のずれが出ることを意味している。従って、フリーランクロック周期×Nの値が、バーストロック機構の応答速度に対して十分大きくなるようNの値を選ぶ必要がある。
【0028】
図2の固定値31は、14.31818/27×232の値、すなわち、バーストロッククロック周期を2の32乗としたときのフリーランクロック周期の値で、この値をフリーランクロック毎に加算し、図2のレジスタ34に保存している。加算時、2の32乗以上になった場合、すなわち、図3(a)で黒丸のサンプリング点が白丸のサンプリング点を超えた時は、バーストロッククロックのサンプリング点が存在することを意味している。このときは、図2の加算器33よりキャリーが出力されるため、このキャリーを、レジスタ35を介して出力端子43よりロードホールド信号として出力している。このロードホールド信号を図3(d)に示す。尚、図3(d)〜(f)は、実際にはレジスタによるクロックディレイがあるが、同図(a)との対応をわかりやすくするため、ディレイを補正して記載している。
【0029】
まず、第1の補間位相算出回路6の動作を、図3(a)におけるX2で示すデータの補間位相を算出する場合を例にして説明する。X2の補間位相は、フリーランクロック周期をTxとすると、(232−T3)/Txとなる。補間フィルタの分解能を10ビット(1024分割)に設定すると、Tx=232×14.31818/27であるので、1024×(232−T3)/Tx={(232−T3)/222}×{1024×27/(2×14.31818)}/29、となる。
【0030】
図2の固定値39は、1024×27/(2×14.31818)を16進数で示した値であり、乗算器40の後、除算器41で1/29されて、レジスタ42を経て出力端子44より出力される。図3(f)に、各サンプリング点に対する補間位相情報の値を示す。
【0031】
次に、第2の補間位相算出回路14の動作について説明する。図2のレジスタ34の値は、14.31818MHzの周期を232とした時の、27MHzクロックの位相の値を直接示している。このため、補間フィルタの分解能を2のM乗に設定する場合は、レジスタ34の上位Mビットをとれば良い。補間フィルタの分解能は10ビットの設定であるため、除算器45で2の22乗分の1(2−22)にして出力端子46より出力している。図3(e)に、各サンプリング点に対する補間位相情報の値を示す。
【0032】
上記のように、補間、逆補間の位相計算を、どちらも図2に示すレジスタ34の値を基準にすることにより、送り出す補間データのレートと逆補間の位相情報算出がかならず合致するため、補間の破綻が発生することはない。
【0033】
しかしながら、バーストロックで処理する回路には各々回路ディレイがあるため、バースト位相検出回路5からの補正値が変化した場合に、第1の補間フィルタ3での補間基準と、第2の補間フィルタ13での補間基準が、回路ディレイの期間、わずかに異なることになる。輝度信号への影響はほとんど現れないが、C信号では、色相の変化として検出される可能性がある。このため、第2の補間フィルタ13の手前で色復調し、色差信号としてから補間処理でフリーランクロックに戻している。
【0034】
以上の様に本実施の形態によれば、フリーランクロック周波数毎に固定値31を加算することにより、バーストロッククロック周波数における補間位相を算出する第1の補間位相算出回路6と、第1の補間位相算出回路6の出力を基準に、A/D変換回路2の出力信号を補間する第1の補間フィルタ3と、第1の補間フィルタ3の出力を処理するY/C分離回路4と、第1の補間位相算出回路6の出力を基準に、バーストロッククロック周波数によりサンプリングされたデータの、フリーランクロック周波数における補間位相を算出する第2の補間位相算出回路14と、第2の補間位相算出回路14の出力を基準に、Y/C分離回路4の出力信号を補間する第2の補間フィルタ13との構成により、フリーランクロックでサンプリングされた信号を、バーストロッククロックによる信号へ変換し、バーストロッククロックで所望の処理をした後、元のフリーランクロックへ完全に復元できるため、フレームシンクロナイザ11を通すことなくD/A変換を行ないアナログ信号として出力させることができるようになる。この為、バーストロッククロックによるビートの発生なくバーストロックによるY/C分離をすることができ、また、フレームシンクロナイザ11を通す必要がないため、ブランキングデータの欠落がなくなる。
【0035】
なお、上記の実施の形態において、クロック周波数、回路の分解能などを具体的な数値をもって説明したが、これらの数値に何ら限定されることなく、種々の変形が可能なことは言うまでもない。
【0036】
【発明の効果】
以上のように、本発明の信号処理回路は、アナログ信号を第1のサンプリング周波数でサンプリングすることによりデジタル信号に変換するA/D変換回路と、第1のサンプリング周波数毎に所定値を加算することにより第2のサンプリング周波数における補間位相を算出する第1の補間位相算出回路と、第1の補間位相算出回路の出力を基準にA/D変換回路の出力信号を補間する第1の補間フィルタと、第2のサンプリング周波数で処理を行なう処理回路と、第1の補間位相算出回路の出力を基準に第2のサンプリング周波数によりサンプリングされたデータの、第1のサンプリング周波数における補間位相を算出する第2の補間位相算出回路と、第2の補間位相算出回路の出力を基準に処理回路の出力信号を補間する第2の補間フィルタとにより構成することにより、第1のサンプリング周波数でサンプリングされた信号を、第2のサンプリング周波数へ補間し、第2のサンプリング周波数で所望の処理を施した後、元の第1のサンプリング周波数へ完全に復元できるため、フレームシンクロナイザを通すことなくD/A変換を行ないアナログ信号として出力させることができるようになる。この為、第2のサンプリング周波数によるビートの発生なく第2のサンプリング周波数によるY/C分離等の処理をすることができ、また、垂直ブランキング期間を除去して時間軸補正を行うフレームシンクロナイザを通す必要がないため、垂直ブランキング期間に挿入されたデータの欠落がなくなるという優れた効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態による信号処理装置の構成を示すブロック図
【図2】同信号処理装置における第1の補間位相算出回路と第2の補間位相算出回路の構成を示すブロック図
【図3】同信号処理装置の動作を説明するための波形図
【図4】従来の信号処理装置による第1の構成例を示すブロック図
【図5】従来の信号処理装置による第2の構成例を示すブロック図
【符号の説明】
1 アナログ信号入力端子
2 A/D変換回路
3 第1の補間フィルタ
4 Y/C分離回路
5 バースト位相検出回路
6 第1の補間位相算出回路
7 色復調回路
8 第3の補間フィルタ
9 第3の補間位相算出回路
10 同期信号除去回路
11 フレームシンクロナイザ
12 デジタル信号出力端子
13 第2の補間フィルタ
14 第2の補間位相算出回路
15、16 D/A変換回路
17 アナログY信号出力端子
18 アナログC信号出力端子
19 フリーランクロック発生回路
21 色変調回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a signal processing device that converts an analog video signal into a digital signal, and then separates the signal into a luminance signal and a chrominance signal, and performs processing such as time axis correction synchronized with a horizontal synchronization signal.
[0002]
[Prior art]
In recent years, devices that convert an analog video signal into a digital video signal and record or reproduce digital data that is digitally compressed by a method such as MPEG2 (Moving Picture Experts Group Phase 2) have been released. In these devices, a composite video signal input from an analog tuner or an external input terminal is separated into a luminance signal (hereinafter, referred to as Y signal) and a modulated chrominance signal (hereinafter, referred to as C signal), and the C signal is subjected to color difference. After demodulation into a signal, the signal is input to an MPEG2 encoder (encoding device) together with the Y signal and subjected to digital compression processing. Also, as an analog signal output from the device, it has an S video output terminal and has a function of outputting a Y signal and a C signal as analog signals.
[0003]
Hereinafter, a conventional signal processing device will be described.
[0004]
FIG. 4 shows a first configuration example of a conventional signal processing device. In FIG. 4, 1 is an analog video signal input terminal, 2, 22, and 23 are analog-to-digital conversion circuits (hereinafter, referred to as A / D conversion circuits), and 4 is a luminance that separates a composite video signal into a Y signal and a C signal. A signal / color signal separation circuit (hereinafter, referred to as a Y / C separation circuit), 5 is a burst phase detection circuit for detecting the phase of the color burst signal, and 24 is a clock synchronized with the phase of the color burst signal (for example, 4 fsc, where fsc is a burst lock clock generation circuit for generating a color subcarrier frequency, 15 and 16 are digital / analog conversion circuits (hereinafter referred to as D / A conversion circuits), 10 is a synchronization signal removal circuit, and 7 is a color difference A color demodulation circuit for demodulating the signal, a frame synchronizer for performing a time axis correction, and a digital signal for outputting a digital signal composed of a luminance signal and a color difference signal; Power terminal, an analog Y
[0005]
The operation of the conventional signal processing device configured as described above will be described.
[0006]
The composite video signal input from the analog video signal input terminal 1 is converted into a digital signal by the A /
[0007]
The analog Y signal and the analog C signal output from the D /
[0008]
FIG. 5 shows a second configuration example of a conventional signal processing device. In FIG. 5, reference numeral 3 denotes a first interpolation filter, 6 denotes a first interpolation phase calculation circuit, 8 denotes a third interpolation filter, 9 denotes a third interpolation phase calculation circuit, 20 denotes a synchronization signal addition circuit, and 21 denotes color. Modulation circuit. The difference from the first configuration example is that the first interpolation phase calculation circuit 6 calculates the phase of the burst lock clock with respect to the free-run clock instead of directly feeding back the burst lock to the sampling clock of the A / D converter. The first interpolation filter 3 generates sampling data based on the burst lock clock based on the sampling data based on the free-run clock. Since the data rate after the interpolation is set lower than the data rate before the interpolation, the interpolated burst lock data discretely exists in the free-run clock. Therefore, a signal indicating the presence or absence of the burst lock data is output from the first interpolation phase calculation circuit 6. The processing circuit based on the burst lock clock, such as the Y / C separation circuit 4 at the subsequent stage, performs the same processing as the burst lock clock by loading and holding the processing circuit with this signal. In the third interpolation phase calculation circuit 9, an interpolation phase from the burst lock frequency to the free-run clock is calculated, interpolated by the
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described first configuration example, since the analog signal is once returned to the analog signal by the D /
[0010]
The present invention solves the above-mentioned conventional problem. After performing a burst lock operation such as Y / C separation using a free-running clock, it is possible to extract analog data without performance deterioration due to beats or data loss during a blanking period. The present invention provides a signal processing device capable of performing the following.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this problem, a signal processing device according to the present invention includes an A / D conversion circuit that samples an analog signal at a first sampling frequency and converts the analog signal into a digital signal, and a predetermined value for each first sampling frequency. A first interpolation phase calculation circuit for calculating an interpolation phase at a second sampling frequency by adding, and interpolating a digital signal into sampling data at a second sampling frequency based on an output of the first interpolation phase calculation circuit A first interpolation filter, a processing circuit for performing predetermined processing on an output of the first interpolation filter at a second sampling frequency, and a second interpolation frequency based on an output of the first interpolation phase calculation circuit. A second interpolation phase calculation circuit for calculating an interpolation phase at a first sampling frequency for the sampling data, and a second interpolation phase calculation And a second interpolation filter for interpolating an output signal processing circuit based on the output of the circuit to the sampling data at the first sampling frequency.
[0012]
By setting the reference values of the first and second interpolation phase calculation circuits to the same value, there is no error accumulation, and the data can be completely returned to continuous data. It is possible to perform D / A conversion without performing correction processing and output the analog signal. For this reason, occurrence of beat noise, missing blanking data, and the like can be eliminated.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The signal processing device according to the present invention samples an analog signal at a first sampling frequency and converts the analog signal into a digital signal, and adds a predetermined value for each of the first sampling frequencies to thereby obtain a second signal. A first interpolation phase calculation circuit for calculating an interpolation phase at a sampling frequency of, and the digital signal is interpolated into data sampled at the second sampling frequency based on an output of the first interpolation phase calculation circuit. A first interpolation filter, a processing circuit for performing a predetermined process on an output of the first interpolation filter at the second sampling frequency, and a second circuit based on an output of the first interpolation phase calculation circuit. Calculating an interpolation phase at the first sampling frequency for data sampled at the sampling frequency of An interphase calculation circuit, and a second interpolation filter for interpolating an output signal of the processing circuit to data sampled at the first sampling frequency based on an output of the second interpolation phase calculation circuit. Things.
[0014]
Further, in the above invention, in the first interpolation phase calculation circuit, the predetermined value added for each first sampling frequency is a fixed value obtained by a ratio between a first sampling frequency and a second sampling frequency; The processing circuit detects the phase between the color subcarrier of the video and the processing clock, and is generated based on a correction value obtained from the phase difference.
[0015]
Further, in the above invention, the processing circuit includes a process of separating the composite video signal into a luminance signal and a modulated chrominance signal.
[0016]
In the above invention, the processing circuit includes a process of converting the modulated color signal into a low-frequency color signal.
[0017]
In the above invention, a third interpolation phase detection circuit that does not depend on the first interpolation phase calculation circuit and an output of the third interpolation phase detection circuit perform an interpolation of an output signal of the processing circuit. Of the present invention.
[0018]
According to the above invention, after converting an analog signal into a digital signal at the first sampling frequency, desired processing such as separation into a luminance signal and a modulated chrominance signal is performed at the second sampling frequency, and the first processing is performed again. Since the signal is converted to a digital signal of the sampling frequency, the signal can be converted back to an analog signal without deterioration in performance due to occurrence of a beat or loss of data inserted during a blanking period.
[0019]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0020]
(Embodiment)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a signal processing device according to an embodiment of the present invention.
[0021]
In FIG. 1, reference numeral 1 denotes an analog video signal input terminal to which a composite video signal is input, and 2 denotes a converter for converting a composite video signal input from the analog video signal input terminal 1 into a digital signal by a free-running clock (for example, 27 MHz). A / D converter 3 is a first interpolation filter for converting a digital signal sampled with the free-run clock output from the A /
[0022]
As described above, the difference between the present embodiment and the second configuration example in the conventional signal processing device is that the second embodiment is based on the sampling phase reference value used in the first interpolation phase calculation circuit 6. The interpolation
[0023]
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the first interpolation phase calculation circuit 6 and the second interpolation
[0024]
In FIG. 2,
[0025]
[0026]
Hereinafter, the operation of the signal processing device according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
[0027]
FIG. 3A shows a sampling waveform in the A /
[0028]
[0029]
First, the operation of the first interpolation phase calculation circuit 6 will be described with reference to an example of calculating the interpolation phase of the data indicated by X2 in FIG. X2 of the interpolation phase, when the free-run clock period is Tx, a (2 32 -T3) / Tx. Setting the resolution of the
[0030]
[0031]
Next, the operation of the second interpolation
[0032]
As described above, both the interpolation and the inverse interpolation phase calculation are based on the value of the
[0033]
However, since the circuits to be processed by the burst lock each have a circuit delay, when the correction value from the burst
[0034]
As described above, according to the present embodiment, the first interpolation phase calculation circuit 6 that calculates the interpolation phase at the burst lock clock frequency by adding the fixed
[0035]
In the above embodiment, the clock frequency, the resolution of the circuit, and the like have been described with specific numerical values. However, it is needless to say that various modifications are possible without being limited to these numerical values.
[0036]
【The invention's effect】
As described above, the signal processing circuit of the present invention adds the predetermined value to the A / D conversion circuit that converts an analog signal into a digital signal by sampling the analog signal at the first sampling frequency. A first interpolation phase calculation circuit for calculating an interpolation phase at the second sampling frequency, and a first interpolation filter for interpolating an output signal of the A / D conversion circuit based on an output of the first interpolation phase calculation circuit And a processing circuit that performs processing at the second sampling frequency, and calculates an interpolation phase at the first sampling frequency of data sampled at the second sampling frequency based on an output of the first interpolation phase calculation circuit. A second interpolation phase calculation circuit, and a second interpolation filter for interpolating an output signal of the processing circuit based on an output of the second interpolation phase calculation circuit By interpolating the signal sampled at the first sampling frequency to the second sampling frequency, performing desired processing at the second sampling frequency, and then returning to the original first sampling frequency Since the data can be completely restored, D / A conversion can be performed without passing through the frame synchronizer, and the signal can be output as an analog signal. Therefore, processing such as Y / C separation at the second sampling frequency can be performed without occurrence of a beat at the second sampling frequency, and a frame synchronizer that removes the vertical blanking period and performs time axis correction. Since there is no need to pass the data, there is an excellent effect that data inserted during the vertical blanking period is not lost.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a signal processing device according to an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a first interpolation phase calculation circuit and a second interpolation phase calculation circuit in the signal processing device. FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of the signal processing device. FIG. 4 is a block diagram showing a first configuration example of a conventional signal processing device. FIG. 5 is a second configuration of a conventional signal processing device. Block diagram showing an example [Description of reference numerals]
Reference Signs List 1 analog signal input terminal 2 A / D conversion circuit 3 first interpolation filter 4 Y /
Claims (5)
前記第1のサンプリング周波数毎に所定値を加算することにより、第2のサンプリング周波数における補間位相を算出する第1の補間位相算出回路と、
前記第1の補間位相算出回路の出力を基準に、前記デジタル信号を前記第2のサンプリング周波数でサンプリングされたデータに補間する第1の補間フィルタと、
前記第2のサンプリング周波数で、前記第1の補間フィルタの出力に所定の処理を施す処理回路と、
前記第1の補間位相算出回路の出力を基準に、前記第2のサンプリング周波数によりサンプリングされたデータに対する前記第1のサンプリング周波数における補間位相を算出する第2の補間位相算出回路と、
前記第2の補間位相算出回路の出力を基準に、前記処理回路の出力信号を前記第1のサンプリング周波数でサンプリングされたデータに補間する第2の補間フィルタとを備えた信号処理装置。An A / D conversion circuit that samples an analog signal at a first sampling frequency and converts it into a digital signal;
A first interpolation phase calculation circuit that calculates an interpolation phase at a second sampling frequency by adding a predetermined value for each of the first sampling frequencies;
A first interpolation filter that interpolates the digital signal into data sampled at the second sampling frequency based on an output of the first interpolation phase calculation circuit;
A processing circuit for performing a predetermined process on an output of the first interpolation filter at the second sampling frequency;
A second interpolation phase calculation circuit that calculates an interpolation phase at the first sampling frequency with respect to data sampled at the second sampling frequency, based on an output of the first interpolation phase calculation circuit;
A signal processing device comprising: a second interpolation filter that interpolates an output signal of the processing circuit into data sampled at the first sampling frequency based on an output of the second interpolation phase calculation circuit.
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- 2002-06-13 JP JP2002172371A patent/JP2004048088A/en active Pending
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