JP4658874B2 - 電流検出回路ならびにそれを用いた充電制御回路、充電回路および電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、電流検出技術に関する。

近年の携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、ノート型パーソナルコンピュータなどのさまざまな電子機器には、デジタル信号処理を行うＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）や、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、あるいは、液晶パネル、その他のアナログ、デジタル回路など、多くの電子回路が搭載される。電源として電池が搭載される電池駆動型の電子機器においては、機器内部の各電子回路は、電池からの電池電圧によって動作する。

電池がリチウムイオン電池などの２次電池である場合、電子機器には充電回路が内蔵されることになる。この充電回路は、外部からのＡＣアダプタなどから供給される電圧供給を受け、電池に充電電流を供給する。たとえば、特許文献１から３には、関連技術が開示されている。

特開平９−２１９９３５号公報 特開２００４−１３８４８２号公報 特開平５−３８１９３号公報

こうした充電回路では、外部電源から電池に向かって流れる充電電流をモニタし、この電流が所定値に保たれるように、電池を充電するのが一般的である。充電電流をモニタする方法としては、充電経路に、電流検出用の抵抗素子（以下、検出抵抗ともいう）を設けて、この検出抵抗に発生する電圧降下をモニタする電流検出回路が用いられる。

検出抵抗に発生する電圧降下は、充電電流に比例した電圧となるが、検出抵抗の両端に現れる電圧は、充電対象の電池電圧に応じて変化する。たとえば、充電対象がリチウムイオン電池の場合、電池電圧は、０〜４．５Ｖ程度の範囲で変化するため、検出抵抗の両端の電圧も、電池電圧の充電状態に応じて変化する。検出抵抗に発生する電圧降下にもとづいて充電電流を制御するためには、この電圧降下を一旦、接地電圧を基準とした電圧に変換する変換回路を設け、変換後の電圧にもとづいて、充電電流を調節する必要がある。ところが、この変換回路が変換可能な電圧範囲は、ある範囲に限定されるため、０〜４．５Ｖの全範囲にわたって変換を行うことができず、電池電圧がある程度以下となると、充電電流が検出できないという問題があった。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その包括的な目的は、検出抵抗の両端の電圧が変化しても、確実に電流を検出可能な電流検出回路の提供にある。

本発明のある態様によれば、所定の経路に流れる電流を検出し、検出した電流に応じた電圧値を有する検出電圧を出力する電流検出回路が提供される。この電流検出回路は、経路上に設けられ、電流が流入する第１端子と電流が流出する第２端子を備える検出抵抗と、検出抵抗の第１端子と第２端子の電位差に応じた電流を生成する２つの電圧電流変換回路であって、異なる検出レンジを有する第１、第２電圧電流変換回路と、第１、第２電流電圧変換回路の出力電流の合計電流を電圧に変換し、検出電圧として出力する変換抵抗と、検出抵抗の第１、第２端子のいずれか一方の電圧に応じて、第１、第２電圧電流変換回路を切り換えるセレクタ回路と、を備える。

本明細書において、「部材Ａと部材Ｂが接続される」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
この態様によると、検出抵抗のいずれかの端子に現れる電圧に応じて、適切な電圧電流変換回路を選択することができるため、幅広い電圧範囲にて電流検出を行うことができる。

第１電圧電流変換回路は、一端が検出抵抗の第１端子に接続された第１抵抗と、エミッタが、第１抵抗の他端に接続されたＰＮＰ型バイポーラトランジスタと、非反転入力端子が検出抵抗の第２端子と接続され、反転入力端子がＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタに接続され、出力端子がＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベースに接続された第１演算増幅器と、を含んでもよい。第２電圧電流変換回路は、一端が検出抵抗の第２端子に接続された第２抵抗と、エミッタが、第２抵抗の他端に接続されたＮＰＮ型バイポーラトランジスタと、非反転入力端子が検出抵抗の第１端子と接続され、反転入力端子がＮＰＮ型バイポーラトランジスタのエミッタに接続され、出力端子がＮＰＮ型バイポーラトランジスタのベースに接続された第２演算増幅器と、を含んでもよい。第１、第２電圧電流変換回路は、それぞれ、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタに流れる電流を出力してもよい。

セレクタ回路は、第１、第２端子のいずれか所定の電圧を、所定のしきい値電圧と比較するコンパレータを含み、当該コンパレータの出力信号に応じて、第１、第２演算増幅器を相補的にオン、オフしてもよい。

第２電圧電流変換回路は、出力端子および反転入力端子が第２抵抗の一端に接続され、非反転入力端子が検出抵抗の第２端子に接続された第３演算増幅器をさらに含んでもよい。

本発明の別の態様によれば、充電制御回路が提供される。この充電制御回路は、電源から充電対象となる電池に流れ込む充電電流を調節する充電制御回路であって、電源から電池に至る充電経路上に設けられた検出抵抗を含む上述のある態様の電流検出回路と、電流検出回路から出力される検出電圧の電圧値が、所定の基準電圧と一致するように、充電電流を調節する充電電流調節回路と、を備える。電流検出回路のセレクタ回路は、電池に接続される第２端子に現れる電圧にもとづき、第１、第２電圧電流変換回路を切り換える。

本発明のさらに別の態様によれば、充電回路が提供される。この充電回路は、電源からの電源電圧にもとづいて電池を充電する充電回路であって、電源から電池への経路上に設けられた充電トランジスタと、充電トランジスタのオン状態を調節して、電池に供給する充電電流を調節する上記充電制御回路と、を備える。

本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、電池と、電源からの電源電圧にもとづいて電池を充電する上述の充電回路と、電池により駆動される負荷回路と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係る電流検出回路によれば、幅広い電圧範囲で、確実に電流を検出することができる。

以下、本発明の実施の形態に係る充電制御回路について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、以下の説明において、電圧信号、電流信号あるいは抵抗、容量などに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値、容量値を表すものとして用いることとする。

図１は、実施の形態に係る充電回路２００を備える電子機器１０００全体の構成を示す回路図である。電子機器１０００は、たとえば携帯電話端末や、ＰＤＡ、ノート型ＰＣなどの電池駆動型の情報端末機器である。電子機器１０００は、充電回路２００、電池２２０を備える。電子機器１０００は、これらに加えて、図示しない電源回路や、ＤＳＰ、液晶パネルをはじめ、その他のアナログ、デジタルを備える。

電池２２０は、リチウムイオンやＮｉＣｄ（ニッケルカドミウム）電池などの２次電池であり、その電池電圧Ｖｂａｔが、電子機器１０００のその他の回路ブロックへと供給される。

外部電源２１０は、電子機器１０００に接続され、商用交流電圧を直流電圧に変換するＡＣアダプタや、車載バッテリ等の電圧を降圧するＤＣ／ＤＣコンバータなどであり、電子機器１０００に接続される。外部電源２１０は、充電回路２００に対して、直流の電源電圧Ｖｄｃを供給する。

充電回路２００は、外部電源２１０からの電源電圧Ｖｄｃにもとづいて電池２２０を充電する。充電回路２００は、充電トランジスタＴｒ１、充電制御回路１００、およびその他の回路素子を備える。

充電トランジスタＴｒ１は、外部電源２１０から電池２２０へ至る充電経路上に設けられる。本実施の形態において、充電トランジスタＴｒ１、充電制御回路１００の電流入力端子１０６、後述の検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅ、電池端子１０８を介して電池２２０に至る経路が充電経路となる。充電トランジスタＴｒ１は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであって、エミッタが外部電源２１０に接続されている。充電トランジスタＴｒ１のエミッタおよびベース間には、抵抗Ｒ１が接続される。また、充電トランジスタＴｒ１のベースおよび固定電圧端子である接地端子間には、充電制御トランジスタＴｒ２が接続される。充電制御トランジスタＴｒ２は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであって、コレクタが充電トランジスタＴｒ１のベースに、エミッタが接地端子に接続される。充電トランジスタＴｒ１のコレクタは、充電制御回路１００に接続される。

充電制御回路１００は、半導体基板上に機能ＩＣとして集積化され、充電トランジスタＴｒ１のオン状態を調節して、電池２２０に供給する充電電流Ｉｃｈｇを調節する。充電制御回路１００は、入出力用の端子として、電源端子１０２、充電制御端子１０４、電流入力端子１０６、電池端子１０８を備える。また、電流入力端子１０６、電池端子１０８は、充電制御回路１００の検査工程において、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの抵抗値を測定するための端子として機能する。

電池端子１０８には、電池２２０が接続され、電流入力端子１０６には、充電トランジスタＴｒ１のコレクタが接続される。充電制御端子１０４からは、充電トランジスタＴｒ１のオンの程度を制御する制御電圧Ｖｃｎｔが出力される。この制御電圧Ｖｃｎｔは、充電制御トランジスタＴｒ２のベースに入力される。電源端子１０２は、充電制御回路１００自体の電源端子であって、外部電源２１０から電源電圧Ｖｄｄが供給される。充電制御回路１００内部の回路素子は、電源電圧Ｖｄｄにもとづいて動作する。

以下、充電制御回路１００の内部の構成について説明する。充電制御回路１００は、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅ、電流検出回路１０、誤差電圧生成部２０、電流調節部３０を備える。検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅは、電池２２０への充電電流Ｉｃｈｇをモニタするために設けられており、電流入力端子１０６と電池端子１０８の間に、すなわち、外部電源２１０から電池２２０に至る充電経路上に設けられる。検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの両端には、その抵抗値Ｒｓｅｎｓｅと、充電電流Ｉｃｈｇに比例した電圧降下ΔＶが発生する。

電流検出回路１０、誤差電圧生成部２０、電流調節部３０を含む充電電流調節回路４０は、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅに発生する電圧降下ΔＶと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧Ｖｅｒｒにもとづいて、充電電流を調節する。すなわち、充電電流調節回路４０は、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅに発生する電圧降下ΔＶを、充電電流Ｉｃｈｇとみなして、充電トランジスタＴｒ１のオンの程度を調節する。具体的には、充電制御回路１００は、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの電圧降下が、所定の電圧値に近づくように、充電トランジスタＴｒ１のオンの程度をフィードバックにより調節する。

電流検出回路１０は、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅに発生する電圧降下ΔＶを、接地電圧を基準とした検出電圧Ｖｓｅｎｓｅに変換する。電流検出回路１０は、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、第１バイポーラトランジスタＱ１、演算増幅器１２、を含む。

検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの低電圧側の端子は、演算増幅器１２の非反転入力端子に接続されている。抵抗Ｒ２は、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの高電圧側の端子と、演算増幅器１２の非反転入力端子の間に設けられる。第１バイポーラトランジスタＱ１は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであって、エミッタが抵抗Ｒ２および演算増幅器１２の反転入力端子に接続され、ベースが演算増幅器１２の出力端子に接続されている。抵抗Ｒ３は、接地端子と第１バイポーラトランジスタＱ１のコレクタの間に設けられる。

電流検出回路１０において、演算増幅器１２にイマジナリショートが成り立つと仮定すると、演算増幅器１２の非反転入力端子と反転入力端子の電圧は等しいとみなせる。このとき、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅに生じる電圧降下ΔＶは、抵抗Ｒ２に印加され、第１電流Ｉ１＝ΔＶ／Ｒ２が生成される。第１電流Ｉ１は、第１バイポーラトランジスタＱ１、抵抗Ｒ３に流れ、抵抗Ｒ３には、Ｉ１×Ｒ３で与えられる検出電圧Ｖｓｅｎｓｅが接地電圧を基準として生成される。ここで、Ｖｓｅｎｓｅ＝ΔＶ×Ｒ３／Ｒ２が成り立っており、検出電圧Ｖｓｅｎｓｅは、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅに発生する電圧降下ΔＶに比例した電圧となる。抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３はペアリングして形成するのが好ましい。

誤差電圧生成部２０は、電流検出回路１０により生成された検出電圧Ｖｓｅｎｓｅを受け、所定の基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、２つの電圧の誤差を増幅した誤差電圧Ｖｅｒｒを生成する。誤差電圧生成部２０は、可変電圧源２２、演算増幅器２４、第１ＭＯＳトランジスタＭ１、抵抗Ｒ４を含む。

可変電圧源２２は、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。可変電圧源２２は、基準電圧Ｖｒｅｆの値をトリミングによって調節可能に構成される。可変電圧源２２により生成された基準電圧Ｖｒｅｆは、演算増幅器２４の反転入力端子に入力される。なお、本実施の形態において、可変電圧源２２の出力である基準電圧Ｖｒｅｆは、少なくとも、充電制御回路１００の検査工程において、外部からモニタ可能に構成されている。図１の充電制御回路１００では、可変電圧源２２の出力には、電圧モニタ端子１１０が設けられる。なお、電圧モニタ端子１１０は、何らかの方法によって、外部から電圧を測定可能であればよく、電極パッドとして形成されている必要はない。

演算増幅器２４の非反転入力端子には、電流検出回路１０から出力された検出電圧Ｖｓｅｎｓｅが入力される。演算増幅器２４は、検出電圧Ｖｓｅｎｓｅと、基準電圧Ｖｒｅｆの誤差を増幅し、誤差電圧Ｖｅｒｒ’を出力する。第１ＭＯＳトランジスタＭ１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであって、ソースが接地され、ゲートに演算増幅器２４の出力端子が接続されている。抵抗Ｒ４は、その一端が第１ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに接続され、他端に現れる電圧を、誤差電圧Ｖｅｒｒとして出力する。

電流調節部３０は、誤差電圧生成部２０から出力される誤差電圧Ｖｅｒｒを受け、この誤差電圧Ｖｅｒｒに応じた制御電圧Ｖｃｎｔを生成し、充電制御端子１０４を介して充電制御トランジスタＴｒ２のベース電圧を調節する。制御電圧Ｖｃｎｔによって、充電制御トランジスタＴｒ２のオンの程度が制御されると、充電制御トランジスタＴｒ２のコレクタ電流が変化して、抵抗Ｒ２に生ずる電圧降下が変化する。その結果、充電トランジスタＴｒ１のベースエミッタ間電圧が変化し、充電トランジスタＴｒ１のオンの程度が調節される。

電流調節部３０は、第２ＭＯＳトランジスタＭ２、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６、抵抗Ｒ７、第１キャパシタＣ１を含む。第２ＭＯＳトランジスタＭ２は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、そのゲートには誤差電圧生成部２０からの誤差電圧Ｖｅｒｒが入力される。第２ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートドレイン間には、回路の安定化を図るために、第１キャパシタＣ１、抵抗Ｒ６が直列に設けられている。第２ＭＯＳトランジスタＭ２のソースと接地端子間には、抵抗Ｒ６が設けられる。第７抵抗Ｒ７は、一端が第２ＭＯＳトランジスタＭ２のソースに接続され、他端が充電制御端子１０４に接続される。

なお、充電制御回路１００の内部において、電流入力端子１０６から電池端子１０８に至る充電経路上には、充電電圧を遮断するためのスイッチなど、図示しない回路素子が設けられていてもよい。

次に、充電電流を検出し、検出した電流に応じた電圧値を有する検出電圧Ｖｓｅｎｓｅを出力する電流検出回路の好適な構成例について説明する。図１の回路において、電池端子１０８の電圧は、電池２２０の充電状態に応じて変化する。図１の電流検出回路１０は、電池電圧Ｖｂａｔがある程度高い状態では、電圧降下ΔＶを、接地電圧を基準とした検出電圧Ｖｓｅｎｓｅに変換することができるが、電池電圧Ｖｂａｔがある程度低くなると、たとえば２Ｖ以下まで低下すると、検出電圧Ｖｓｅｎｓｅを生成することができなくなる場合がある。すなわち、図１の電流検出回路１０では、電池電圧Ｖｂａｔが低いときに、充電電流Ｉｃｈｇを正確に調節できない場合が生じうる。

図２は、実施の形態に係る電流検出回路の構成を示す回路図である。図２の電流検出回路１０ａは、図１の電流検出回路１０よりも広い電圧範囲で、検出電圧Ｖｓｅｎｓｅを生成可能な回路である。以下、電流検出回路１０ａについて説明する。
電流検出回路１０ａは、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅ、第１電圧電流変換回路１４、第２電圧電流変換回路１６、コンパレータ１８、変換抵抗Ｒ１３を含む。

検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅは、充電経路上に設けられ、電流が流入する第１端子Ｔ１と電流が流出する第２端子Ｔ２を備える。第１電圧電流変換回路１４、第２電圧電流変換回路１６は、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２の電位差ΔＶに応じた電流を生成する電圧電流変換回路であって、異なる検出レンジを有する。「検出レンジ」とは、電圧電流変換を正確に行うことが可能な入力電圧レベルの範囲をいう。第１電圧電流変換回路１４、第２電圧電流変換回路１６はいずれか一方がアクティブのとき、他方は非アクティブとされる。

第１電圧電流変換回路１４は、第１抵抗Ｒ１１、第１トランジスタＱ１１、第１演算増幅器ＡＭＰ１を含む。第１抵抗Ｒ１１は、一端が検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの第１端子Ｔ１に接続される。第１トランジスタＱ１１は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであって、エミッタが、第１抵抗Ｒ１１の他端に接続される。第１演算増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子は、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの第２端子Ｔ２と接続され、反転入力端子は第１トランジスタＱ１１のエミッタに接続され、出力端子は、第１トランジスタＱ１１のベースに接続される。図２の第１電圧電流変換回路１４および変換抵抗Ｒ１３は、図１の電流検出回路１０に対応する。第１電圧電流変換回路１４は、第１トランジスタＱ１１に流れる電流Ｉ１を出力する。第１電圧電流変換回路１４から出力される電流Ｉ１は、Ｉ１＝Ｉｃｈｇ×Ｒｓｅｎｓｅ／Ｒ１１で与えられる。

第２電圧電流変換回路１６は、第２抵抗Ｒ１２、第２演算増幅器ＡＭＰ２、第３演算増幅器ＡＭＰ３、第２トランジスタＱ１２、第３トランジスタＱ１３、第４トランジスタＱ１４を含む。第２抵抗Ｒ１２は、その一端が、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの第２端子Ｔ２に、第３演算増幅器ＡＭＰ３を介して接続される。第２トランジスタＱ１２はＮＰＮ型バイポーラトランジスタであって、エミッタが、第２抵抗Ｒ１２の他端に接続される。第２演算増幅器ＡＭＰ２は、非反転入力端子が検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの第１端子Ｔ１と接続され、反転入力端子が第２トランジスタＱ１２のエミッタに接続され、出力端子が第２トランジスタＱ１２のベースに接続される。第３トランジスタＱ１３、第４トランジスタＱ１４はカレントミラー回路（ミラー比１：１）を構成しており、第２トランジスタＱ１２に流れる第２電流Ｉ２に応じた電流Ｉ２’を出力する。第２電圧電流変換回路１６から出力される電流Ｉ２’は、Ｉ２＝Ｉｃｈｇ×Ｒｓｅｎｓｅ／Ｒ１２で与えられる。

第３演算増幅器ＡＭＰ３は、出力端子および反転入力端子が第２抵抗Ｒ１２の一端に接続され、非反転入力端子が検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの第２端子Ｔ２に接続される。第３演算増幅器ＡＭＰ３はボルテージフォロアであり、第２抵抗Ｒ１２の一端の電圧を、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの第２端子Ｔ２の電圧Ｖｘ２と等しく設定する。第２トランジスタＱ１２および第２抵抗Ｒ１２に流れる電流Ｉ２は、第３演算増幅器ＡＭＰ３のシンク電流として流れる。第３演算増幅器ＡＭＰ３を設けることにより、電流Ｉ２が、電池端子１０８から電流検出回路１０ａの外部に流れ出るのを防止することができる。

変換抵抗Ｒ１３は、第１電圧電流変換回路１４、第２電圧電流変換回路１６の出力電流Ｉ１およびＩ２’の合計電流を電圧に変換し、検出電圧Ｖｓｅｎｓｅとして出力する。

コンパレータ１８は、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの第２端子Ｔ２、すなわち電池端子１０８の電圧Ｖｘ２に応じて、第１電圧電流変換回路１４と第２電圧電流変換回路１６を切り換えるセレクタ回路として機能する。コンパレータ１８は、第２端子Ｔ２の電圧Ｖｘ２（＝Ｖｂａｔ）を、所定のしきい値電圧Ｖｔｈと比較し、その出力信号に応じて、第１演算増幅器ＡＭＰ１、第２演算増幅器ＡＭＰ２を相補的にオン、オフする。具体的には、Ｖｘ２＞Ｖｔｈのとき、第１演算増幅器ＡＭＰ１がオン、第２演算増幅器ＡＭＰ２がオフとなり、Ｖｘ２＜Ｖｔｈのとき、第２演算増幅器ＡＭＰ２がオン、第１演算増幅器ＡＭＰ１がオフとなる。しきい値電圧Ｖｔｈは、第１電圧電流変換回路１４と第２電圧電流変換回路１６の検出レンジの境界付近に設定するのが好ましく、たとえば２Ｖ程度に設定される。

以上のように構成された図２の電流検出回路１０ａの動作を説明する。検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの第２端子Ｔ２の電圧、すなわち電池電圧Ｖｂａｔがしきい値電圧Ｖｔｈより高いとき、コンパレータ１８によって第１電圧電流変換回路１４がアクティブとされる。このとき、変換抵抗Ｒ１３には電流Ｉ１が流れ、図２の電流検出回路１０ａは、図１の回路と等価となる。電池電圧Ｖｂａｔがしきい値電圧Ｖｔｈを下回ると、第１電圧電流変換回路１４では電流変換が行えなくなる。このとき、コンパレータ１８は、第１電圧電流変換回路１４を非アクティブとするとともに、第２電圧電流変換回路１６をアクティブとする。このとき、変換抵抗Ｒ１３は、電流Ｉ２’を電圧に変換することにより、検出電圧Ｖｓｅｎｓｅを生成する。

このように、図２の電流検出回路１０ａによれば、図１の電流検出回路１０では検出不可能な電圧範囲に対して、電流検出を行うことが可能となる。

上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

実施の形態において、充電トランジスタＴｒ１、充電制御トランジスタＴｒ２や抵抗Ｒ１などは、充電制御回路１００の外部に設けられる場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、これらの素子は、一部あるいは全部が充電制御回路１００に集積化されていてもよい。

図２の電流検出回路１０ａでは、バイポーラトランジスタを用いて第１電圧電流変換回路１４、第２電圧電流変換回路１６を構成したが、ＭＯＳＦＥＴを用いて構成してもよい。また、図２の電流検出回路１０ａは、充電制御回路１００に好適に使用可能であるが、用途はそれに限定されない。図２の電流検出回路１０ａは、検出抵抗Ｒｓｅｎｓｅの両端の電圧が、回路の状態によってシフトするような用途に広く利用することができる。

実施の形態に係る充電回路を備える電子機器全体の構成を示す回路図である。 実施の形態に係る電流検出回路の構成を示す回路図である。

符号の説明

Ｒｓｅｎｓｅ 検出抵抗、 Ｒ１１ 第１抵抗、 Ｒ１２ 第２抵抗、 Ｒ１３ 変換抵抗、 １０ 電流検出回路、 １４ 第１電圧電流変換回路、 １６ 第２電圧電流変換回路、 １８ コンパレータ、 ＡＭＰ１ 第１演算増幅器、 ＡＭＰ２ 第２演算増幅器、 ＡＭＰ３ 第３演算増幅器、 Ｑ１１ 第１トランジスタ、 Ｑ１２ 第２トランジスタ、 Ｑ１３ 第３トランジスタ、 Ｑ１４ 第４トランジスタ。

Claims (7)

1. 所定の経路に流れる電流を検出し、検出した電流に応じた電圧値を有する検出電圧を出力する電流検出回路であって、
   前記経路上に設けられ、前記電流が流入する第１端子と前記電流が流出する第２端子を備える検出抵抗と、
   前記検出抵抗の前記第１端子と前記第２端子に接続され、前記第１、第２端子の間の電位差に応じた電流を生成する第１電圧電流変換回路と、
   前記検出抵抗の前記第１端子と前記第２端子に接続され、前記第１、第２端子の間の電位差に応じた電流を生成する第２電圧電流変換回路であって、前記第１電圧電流変換回路とは異なる検出レンジを有する第２電圧電流変換回路と、
   前記検出抵抗の前記第１、第２端子のいずれか一方の電圧に応じて、前記第１、第２電圧電流変換回路それぞれのオン、オフを切り換えるセレクタ回路と、
   前記第１電圧電流変換回路の出力電流と第２電圧電流変換回路の出力電流とが合流する共通の経路上に設けられ、その両端間の電圧を、前記検出電圧として出力する変換抵抗と、
   を備えることを特徴とする電流検出回路。
2. 前記第１電圧電流変換回路は、
   一端が前記検出抵抗の前記第１端子に接続された第１抵抗と、
   エミッタが、前記第１抵抗の他端に接続されたＰＮＰ型バイポーラトランジスタと、
   非反転入力端子が前記検出抵抗の前記第２端子と接続され、反転入力端子が前記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのエミッタに接続され、出力端子が前記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのベースに接続された第１演算増幅器と、
   を含み、
   前記第２電圧電流変換回路は、
   一端が前記検出抵抗の前記第２端子に接続された第２抵抗と、
   エミッタが、前記第２抵抗の他端に接続されたＮＰＮ型バイポーラトランジスタと、
   非反転入力端子が前記検出抵抗の前記第１端子と接続され、反転入力端子が前記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタのエミッタに接続され、出力端子が前記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタのベースに接続された第２演算増幅器と、
   を含み、
   前記第１、第２電圧電流変換回路は、それぞれ、前記ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ、前記ＮＰＮ型バイポーラトランジスタに流れる電流を出力することを特徴とする請求項１に記載の電流検出回路。
3. 前記セレクタ回路は、
   前記第１、第２端子のいずれか所定の電圧を、所定のしきい値電圧と比較するコンパレータを含み、当該コンパレータの出力信号に応じて、前記第１、第２演算増幅器を相補的にオン、オフすることを特徴とする請求項２に記載の電流検出回路。
4. 前記第２電圧電流変換回路は、
   出力端子および反転入力端子が前記第２抵抗の一端に接続され、非反転入力端子が前記検出抵抗の前記第２端子に接続された第３演算増幅器をさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の電流検出回路。
5. 電源から充電対象となる電池に流れ込む充電電流を調節する充電制御回路であって、
   前記電源から前記電池に至る充電経路上に設けられた検出抵抗を含む請求項１から４のいずれかに記載の電流検出回路と、
   前記電流検出回路から出力される前記検出電圧の電圧値が、所定の基準電圧と一致するように、前記充電電流を調節する充電電流調節回路と、
   を備え、
   前記電流検出回路の前記セレクタ回路は、前記電池に接続される前記第２端子に現れる電圧にもとづき、前記第１、第２電圧電流変換回路を切り換えることを特徴とする充電制御回路。
6. 電源からの電源電圧にもとづいて電池を充電する充電回路であって、
   前記電源から前記電池への経路上に設けられた充電トランジスタと、
   前記充電トランジスタのオン状態を調節して、前記電池に供給する充電電流を調節する請求項５に記載の充電制御回路と、
   を備えることを特徴とする充電回路。
7. 電池と、
   電源からの電源電圧にもとづいて前記電池を充電する請求項６に記載の充電回路と、
   前記電池により駆動される負荷回路と、
   を備えることを特徴とする電子機器。

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