JP4642570B2 - 高周波スイッチ回路、無線機器及び信号経路切り替え器 - Google Patents

Description

本発明は、高周波スイッチ回路、無線機器及び信号経路切り替え器に関し、特に、マイクロ波帯からミリ波帯域に至るまでの周波数帯域における高周波スイッチ回路、アンテナと信号送受信回路との切り替え用として該高周波スイッチ回路を搭載した無線機器、また、信号経路の切り替え用として該高周波スイッチ回路を搭載した信号経路切り替え器に関するものである。

無線通信システムにおいて、ＲＦスイッチ（高周波スイッチ）は、アンテナ共用時の送受信の切り替えや信号経路の切り替えに用いられ、重要な役割を担っている。特に、送受信切り替え用のスイッチは、送信増幅器や低雑音増幅器とアンテナとの間に位置するため、スイッチの挿入損失、アイソレーション、周波数特性、歪み特性等が、システムの性能に多大な影響を及ぼす。スイッチの挿入損失の影響は、直接、送信電力、受信ＮＦ（Ｎｏｉｓｅ Ｆｉｇｕｒｅ：雑音指数）の劣化原因となり、低アイソレーションの影響は、信号の回り込み、スプリアスの発生原因となる。

したがって、ＲＦスイッチは、装置の全体性能を左右する重要なデバイスである。特に、準ミリ波帯以上では、他のＲＦ回路に性能の余裕が無いため、ＲＦスイッチの重要度がさらに増加し、低損失、高アイソレーション、加えて高耐圧であることが要求される。現在、実用レベルで用いられている準ミリ波帯以上のスイッチ素子としては、低損失特性が得られるＰＩＮ（ｐ−ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ−ｎ）ダイオード部品を実装したものがほとんどである。

しかし、周波数が高くなるにつれてチップ間接続による性能劣化が顕著になること、通信の高速化に伴いスイッチの高速切り替えが要求されること、小型化、携帯性から低消費電力化への要求がますます強くなること、低廉な製品コストを要求されること、などの面から、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：電界効果トランジスタ）素子を用いたＭＭＩＣ（Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ＩＣ：モノリシック・マイクロ波集積回路）スイッチヘの期待が高まってきている。

たとえば、ＦＥＴ素子を用いたＭＭＩＣスイッチとして、図１２に示すように、１つの端子と２つの入出力端子とをスイッチング接続するＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｔｈｒｏｗ：単極双投）スイッチが開発されている。すなわち、ＦＥＴを用いたＳＰＤＴスイッチとしては、図１２（Ａ）に示すような直列・並列ＦＥＴのタイプのものや、図１２（Ｂ）に示すような伝送線路と並列ＦＥＴとを組み合わせたタイプのものがある。

図１２（Ａ）、（Ｂ）において、１はアンテナに接続されるアンテナ接続端子、２は送信回路に接続される送信回路接続端子、３は受信回路に接続される受信回
路接続端子であり、４，５，６，７はスイッチ切り替え制御端子である。

また、２１および２６、３１および３６はそれぞれ送信側、受信側のスイッチング素子となるＦＥＴであり、また、２５および２７、３５および３７はそれぞれ送信側、受信側の高周波信号遮断用の高抵抗であり、２２，３２はそれぞれマイクロストリップ線路等の分布定数線路による１／４波長伝送線路である。１／４波長伝送線路２２，３２は、インピーダンスの状態を反転するインピーダンス変換器として機能している。

図１２（Ａ）、（Ｂ）に示すこれらのタイプでは、ＦＥＴ２１，２６，３１，３６のゲート電圧を、それぞれスイッチ切り替え制御端子４，６，５，７からの制御信号によって制御することにより、ドレイン・ソース間を低インピーダンスまたは高インピーダンスに切り替え、アンテナ接続端子１を、送信回路接続端子２また受信回路接続端子３のいずれか一方の入出力端子と低損失で接続し、逆に、もう一方の入出力端子とはアイソレーション状態に設定する動作を行う。

しかしながら、ＦＥＴ２１，２６，３１，３６のＯＦＦ時のインピーダンスは、ドレイン・ソース間容量Ｃ_ｏｆｆの影響により、周波数に対して１／ｊωＣ_ｏｆｆで減少する。したがって、準ミリ波帯以上の周波数では、ＦＥＴのＯＦＦ時のインピーダンスを大きくすることができなく、アイソレーションを十分にできないという問題がある。

この問題を解決する方法として、特許文献１に示す特開平８−２１３８０２号公報「高周波スイッチ回路」に記載のように、ＦＥＴと直列にインダクタを挿入して、ＦＥＴのＯＦＦ時の容量Ｃ_ｏｆｆとインダクタとを直列共振させることにより、ＦＥＴのＯＦＦ時に高インピーダンスを得る方法がある。

図１３に、従来の共振を利用したＳＰＤＴスイッチの回路構成を示す。図１３では、図１２（Ｂ）と同じ部位には同じ符号を付している。２９，３９はそれぞれＦＥＴ２１，３１と直列接続したインダクタすなわち誘導性リアクタンスである。また、２２Ｂ，３２Ｂはそれぞれマイクロストリップ線路等の分布定数線路による伝送線路であるが、図１２（Ｂ）と異なり、線路長が１／４波長よりも大きい値（線路インピーダンスＺが特性インピーダンスＺ_０よりも大きい値）を用いている場合を示しており、送信回路接続端子２、受信回路接続端子３にそれぞれ容量性リアクタンス２８，３８を介して接続し、アンテナ接続端子１には容量性リアクタンス１１を介して接続している。なお、アンテナ接続端子１との接続点を抵抗値が大きなレジスタ１２を介してアースと接続している。

スイッチング素子ＦＥＴ２１，３１とそれぞれ直列に接続されている誘導性リアクタンス２９，３９は、あらかじめ指定した所要の周波数においてＦＥＴ２１，３１のＯＦＦ時のドレイン・ソ−ス間容量Ｃ_ｏｆｆと直列共振するインダクタンス値に調整されている。図１３のＳＰＤＴスイッチにおいて、送信側のＦＥＴ２１をＯＦＦにしてアンテナ接続端子１と送信回路接続端子２との接続を遮断し、受信側のＦＥＴ３１をＯＮにしてアンテナ接続端子１と受信回路接続端子３とを低損失で接続した場合における簡単な等価回路の構成を、図１４に示す。

この例では、ω＝１／（Ｌ・Ｃ_ｏｆｆ）^１／２となる周波数において、誘導性リアクタンス２９のＬとＦＥＴ２１のＯＦＦ時の容量性リアクタンスＣ_ｏｆｆとの直列共振部分のインピーダンスは０となり、アンテナ接続端子１からは、送信回路接続端子２側は、アースにショートされた状態に見える。このため、前述の使用周波数ωにおいて、送信側のＦＥＴ２１をＯＦＦにし、受信側のＦＥＴ３１をＯＮにした場合には、図１５で示すように、より単純化した等価回路とみなすことができる。この図１５で示す回路網をバンドパスフィルタとして所要の周波数に対して最適化することにより、アンテナ接続端子１からＯＮ側の受信回路接続端子３への通過損失を最小化することができる。
特開平８−２１３８０２号公報

しかしながら、図１３に示す従来の高周波スイッチ回路において、バンドパスフィルタとして最適化するには、使用される２本の伝送線路２２Ｂ，３２Ｂが高インピーダンスであり、かつ、線路長が１／４波長以上（電気長が９０度以上）であることを必要とする。このような伝送線路は、線路幅が狭く長さが長いため、線路による信号の電力損失が大きくなる。また、フィルタ特性の最適化を行う場合に、広帯域にわたってインピーダンス整合を図ることが難しいという問題がある。

図１６に、図１３の従来のＳＰＤＴスイッチ回路すなわち図１４に示した従来の高周波スイッチ回路の等価回路において、所要周波数として２５ＧＨｚを用いる場合において、ＯＮ側通過損失を最小、ＯＦＦ側通過損失を最大とするように、各パラメータの最適化を図った場合のＯＮ側、ＯＦＦ側の通過特性を示す。各パラメータの最適化を図った計算結果では、伝送線路２２Ｂ，３２Ｂのインピーダンスは８４Ω、線路長すなわち電気長は１１８度となった。また、ＦＥＴ２１，３１のＯＦＦ時の容量性リアクタンスの容量値Ｃ_ｏｆｆは０．０８６ｐＦであり、そのとき、２５ＧＨｚで直列共振するための誘導性リアクタンス２９，３９のインダクタンス値Ｌは０．４６４ｎＨである。なお、送信側と受信側とにそれぞれ挿入した容量性リアクタンス２８，３８の容量値Ｃ_１は０．１ｐＦ、アンテナ接続端子１に接続した容量性リアクタンス１１の容量値Ｃ_２は３．０ｐＦである。

図１６からも明らかなように、ＯＮ時の低損失で通過可能な周波数、ＯＦＦ時の遮断可能な周波数はいずれも狭帯域であり、さらには、インピーダンスの整合がうまく取れていないため、ＯＮ時での通過損失も０．１ｄＢ以上と大きい。また、この計算結果は、伝送線路２２Ｂ，３２Ｂの損失をまったく考慮していないため、実際には、さらに大きな通過損失となる。

このように、従来の共振型の高周波スイッチ回路は周波数が狭帯域であり、かつ、通過損失が大きくなる、という問題があつた。

本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、周波数帯域を広帯域化し、かつ、通過損失および漏洩が少ない高周波スイッチ回路、無線機器および信号切り替え器を提供することにその目的がある。

本発明は、前述の課題を解決するために、以下のごとき各技術手段から構成されている。

第１の技術手段は、複数の入出力端子のひとつを選択的に別の端子に接続する高周波スイッチ回路において、前記複数の入出力端子それぞれと前記別の端子との間に、伝送線路をそれぞれ接続し、また、前記複数の入出力端子それぞれとアースとの間に、スイッチング用の可変容量素子と、該可変容量素子をスイッチオフした際にあらかじめ指定した所要周波数で該可変容量素子と直列共振する誘導性リアクタンスとを有する直列共振回路網をそれぞれ接続し、かつ、前記複数の入出力端子それぞれとアースとの間に、前記直列共振回路網と並列に、前記所要周波数で前記誘導性リアクタンスと並列共振する容量性リアクタンスを有する容量性回路網をそれぞれ接続し、さらに、前記別の端子とアースとの間に、キャパシタを接続し、前記容量性リアクタンスの容量値が前記キャパシタの容量値より大きく、かつ、前記伝送線路の線路長が前記所要周波数において４分の１波長より短いことを特徴とする。

第２の技術手段は、前記第１の技術手段に記載の高周波スイッチ回路において、スイッチング用の前記可変容量素子として、トランジスタ、ダイオード、または、トランジスタとダイオ−ドとの組み合わせを用いることを特徴とする。

第３の技術手段は、前記第２の技術手段に記載の高周波スイッチ回路において、前記容量性リアクタンスとして、前記可変容量素子として用いるトランジスタ、ダイオードと同じゲート幅を持つトランジスタ、ダイオードを用いることを特徴とする。

第４の技術手段は、アンテナと送信回路、受信回路との間を高周波スイッチ回路により切り替えて、信号の送受信を行う無線機器において、前記高周波スイッチ回路として、前記第１乃至第３の技術手段のいずれかに記載の高周波スイッチ回路を用いることを特徴とする。

第５の技術手段は、複数の信号経路を選択的に切り替える信号経路切り替え器において、信号経路の選択的な切り替え手段として、前記第１乃至第３の技術手段のいずれかに記載の高周波スイッチ回路を用いることを特徴とする。

本発明の高周波スイッチ回路、無線機器及び信号経路切り替え器によれば、スイッチング素子となる可変容量素子に誘導性リアクタンスを直列接続して、あらかじめ指定した所要周波数でのＬＣ直列共振を利用した高周波スイッチ回路において、前記所要周波数で前記誘導性リアクタンスと並列共振する容量性リアクタンスを付加する構成を採用しているので、以下のごとき効果を奏することができる。

複数の入出力端子のうち、いずれかの入出力端子から他の入出力端子へと信号経路を選択的に切り替えて使用する場合に、入力側に設定された入出力端子から出力側に設定された入出力端子への信号の通過損失を小さくすることができ、かつ、入力側にも出力側にも選択されなかった残りの入出力端子側への信号の漏洩を少なくすることができる。

また、スイッチング素子のＯＮ側回路とＯＦＦ側回路とのインピーダンスの整合を図ることにより、通過特性の広帯域化を図ることができる。

さらに、高周波スイッチ回路にシャントキャパシタを付加することにより、高周波スイッチ回路のさらなる小型化、低損失化を実現することも可能である。

もって、かかる高周波スイッチ回路を無線機器や信号経路切り替え器に搭載することにより、マイクロ波帯からミリ波帯に至るまでの広範な周波数帯域の通信システム等において、スイッチ回路の挿入損失を低減するとともに、信号の漏洩を低減することが可能である。

以下に、本発明に係る高周波スイッチ回路、無線機器および信号切り替え器の最良の実施形態についてその一例を、高周波スイッチ回路に関して図面を参照しながら詳細に説明する。

本発明の高周波スイッチ回路についてその回路構成の一実施形態を図１に示す。図１に示すように、複数の入出力端子１００，２００，…，Ｎ００のうち、いずれかひとつの入出力端子たとえば入出力端子１００を選択的に別の端子１０００に接続するための高周波スイッチ回路として、別の端子１０００と複数の入出力端子１００，２００，…，Ｎ００との間には、それぞれ、マイクロストリップ線路等の分布定数線路による伝送線路１０１，２０１，…，Ｎ０１を接続している。

また、複数の入出力端子１００，２００，…，Ｎ００とアースとの間には、それぞれ、スイッチング素子となる可変容量素子および該可変容量素子のＯＦＦ容量値と直列共振する誘導性リアクタンスを有する直列共振回路網１０２，２０２，…，Ｎ０２と、前記誘導性リアクタンスと並列共振する容量性リアクタンスを有する容量性回路網１０３，２０３，…，Ｎ０３とを接続している。ここで、直列共振回路網１０２，２０２，…，Ｎ０２の可変容量素子のスイッチオフ時の容量値と容量性回路網１０３，２０３，…，Ｎ０３の容量性リアクタンスの容量値とをほぼ同じ値に調整する。すなわち、容量性回路網１０３，２０３，…，Ｎ０３は、それぞれ、直列共振回路網１０２，２０２，…，Ｎ０２の前記誘導性リアクタンスと並列共振する並列共振回路網を構成している。

図１に示す本発明の高周波スイッチ回路の動作原理を説明するために、複数の入出力端子の例として、別の端子と選択的に接続することができる２個の入出力端子を有するＳＰＤＴスイッチを用いて説明する。本実施例のＳＰＤＴスイッチの回路構成例を図４に示す。なお、図４では、図１２（Ｂ）の従来の高周波スイッチ回路と同じ部位には同じ符号を付しており、ここでの詳細な説明は省略し、新たに追加した各部について以下に説明する。２３，３３はそれぞれＦＥＴ２１，３１と直列接続したインダクタすなわち誘導性リアクタンスであり、２４，３４はそれぞれＦＥＴ２１，３１および誘導性リアクタンス２３，３３と並列接続したコンダクタンスすなわち容量性リアクタンスである。

図４と図１との対応関係は、次の通りである。図４のアンテナ接続端子１は図１の入出力端子１０００に対応し、送信回路接続端子２、受信回路接続端子３は、それぞれ、図１のたとえば入出力端子１００、２００に対応する。また、ＦＥＴ２１および誘導性リアクタンス２３、ＦＥＴ３１および誘導性リアクタンス３３は、それぞれ、図１のたとえば直列共振回路網１０２，２０２に対応し、可変容量素子であるスイッチング素子ＦＥＴ２１，３１のＯＦＦ時の容量性リアクタンスＣｏｆｆと誘導性リアクタンス２３，３３とであらかじめ指定した所要周波数において直列共振回路を形成するように、誘導性リアクタンス２３，３３のインダクタンス値が調整されている。

一方、容量性リアクタンス２４，３４は、それぞれ、図１の容量性回路網１０３，２０３に対応し、誘導性リアクタンス２３，３３とで前記所要周波数において並列共振回路を形成するように、容量性リアクタンス２４，３４の容量値が調整されている。また、２２，３２はそれぞれマイクロストリップ線路等の分布定数線路による伝送線路であり、図１２（Ｂ）と同様、線路長が１／４波長（電気長９０度）、線路インピーダンスＺが特性インピーダンスＺ_０の場合を示している。

図４のＳＰＤＴスイッチ回路において、送信側のＦＥＴ２１をＯＦＦにしてアンテナ接続端子１と送信回路接続端子２との接続を遮断し、受信側のＦＥＴ３１をＯＮにしてアンテナ接続端子１を受信回路接続端子３とを低損失で接続した場合における簡単な等価回路の構成を、図５に示す。図５に示すように、送信側の誘導性リアクタンス２３は、スイッチング素子ＦＥＴ２１のＯＦＦ時の容量性リアクタンスＣ_ｏｆｆを介してアースに接続されるが、受信側の誘導性リアクタンス３３は、スイッチング素子ＦＥＴ３１のドレイン・ソースが導通状態となるので、高周波領域で使用する場合はアースに直接接続された場合と等しい状態になる。

この例では、ω＝１／（Ｌ・Ｃ_ｏｆｆ）^１／２となる周波数において、スイッチング素子ＦＥＴ２１がＯＦＦ側に設定された送信側では、誘導性リアクタンス２３のインダクタンスＬとＦＥＴ２１のＯＦＦ時の容量性リアクタンスＣ_ｏｆｆとの直列共振部分のインピーダンスは０となり、送信回路接続端子２は、アースにショートされた状態に見える。したがって、インピーダンス反転機能を有する伝送線路２２の線路長が、ω＝１／（Ｌ・Ｃ_ｏｆｆ）^１／２の周波数の場合で、１／４波長の長さであれば、アンテナ接続端子１からは、送信側のインピーダンスは無限大に近い状態に見え、開放状態すなわちアイソレーションされた状態となる。

一方、スイッチング素子ＦＥＴ３１がＯＮ側に設定された受信側では、スイッチング素子ＦＥＴ３１のドレイン・ソース間が導通状態になり、高周波領域では、誘導性リアクタンス３３のインダクタンスＬがアースに接続された状態と等しくなる。したがって、アンテナ接続端子１からは、伝送線路３２の特性インピーダンスＺ_０を介して受信回路接続端子３に接続された状態であり、受信回路のインピーダンスとの整合を図ることにより、受信回路は低損失で信号を受信することができる。

また、直列共振回路網を形成する誘導性リアクタンス２３，３３とそれぞれ並列に接続している容量性リアクタンス２４，３４に注目すると、ω＝１／（Ｌ・Ｃ_１）^１／２となる周波数では、誘導性リアクタンス２３，３３のインダクタンスＬと容量性リアクタンス２４，３４の容量値Ｃ_１との並列共振部分のインピーダンスが無限大になる。

よつて、ω＝１／（Ｌ・Ｃ_ｏｆｆ）^１／２＝１／（Ｌ・Ｃ_１）^１／２となる周波数においては、図５の等価回路は、図６に示すように、アンテナ接続端子１からは、スイッチング素子ＦＥＴ２１をＯＦＦに設定した送信回路接続端子２側がほぼ完全にアイソレーションされた状態にされ、一方、スイッチング素子ＦＥＴ３１をＯＮに設定した受信回路接続端子３側は、図１５に示した従来技術とは異なり、伝送線路３２のインピーダンスＺ_０の線路のみとなり、さらなる低損失化が可能になる。

したがって、伝送線路２２，３２のインピーダンスＺ０を送信回路接続端子２側の送信回路および受信回路接続端子３側の受信回路のそれぞれの入出力インピーダンスと同じ値にした場合、スイッチング素子ＦＥＴ２１，３１がＯＮ時の信号の通過損失を最小にすることができる。

なお、図６の等価回路が成り立つのは、前述のように、ω＝１／（Ｌ・Ｃ_ｏｆｆ）^１／２＝１／（Ｌ・Ｃ_１）^１／２という、ある１点の周波数においてのみであるので、本実施例におけるＳＰＤＴスイッチ回路を所要周波数２５ＧＨｚで用いる場合において、ＯＮ側通過損失を最小、ＯＦＦ側通過損失を最大とするように、各パラメータの最適化を図った場合の２０ＧＨｚ〜３０ＧＨｚの周波数帯域でのＯＮ側、ＯＦＦ側の通過特性を、図７に示す。各パラメータの最適化を図った計算結果では、伝送線路２２，３２のインピーダンスが５０Ω、線路長すなわち電気長は９０度、また、ＦＥＴ２１，３１のＯＦＦ時の容量性リアクタンスの容量値Ｃ_ｏｆｆが０．３３ｐＦの場合、並列接続した容量性リアクタンス２４，３４の容量値Ｃ_１も０．３３ｐＦであり、そのとき、２５ＧＨｚで直列共振・並列共振するための誘導性リアクタンス２９，３９のインダクタンス値Ｌは０．１２ｎＨである。

図７に示す本実施例の通過特性は、図１６に示した従来のＳＰＤＴスイッチの通過特性と比べ、ＯＮ側の通過損失がより小さく、より広帯域であるという特性が得られている。この理由は、次の図８，９のスミスチャートによる特性グラフにも示すように、誘導性リアクタンス２３，３３とそれぞれ並列共振する容量性リアクタンス２４，３４を配置した本実施例のＳＰＤＴスイッチでは、従来のＳＰＤＴスイッチに比し、所要周波数２５ＧＨｚを中心にして比較的広い周波数帯域において、ＯＮ側回路部分とＯＦＦ側回路部分とのインピーダンス整合が図りやすいことによっている。

図８に、図１３で示した従来のＳＰＤＴスイッチについて、送信側のＯＦＦ側回路部分のインピーダンス（Ｚ１）と受信側のＯＮ側回路のインピーダンス（Ｚ２）との計算結果を示す。なお、図８において、１０はアンテナ側負荷Ｒ_Ａ、２０は送信回路負荷Ｒ_Ｓ、３０は受信回路負荷Ｒ_Ｒである。図８において、Ｚ１＝Ｚ２^＊（共役複素数）となる時に整合が図れるが、図８のスミスチャートに示すように、ＯＮ側回路部分とＯＦＦ側回路部分とで、２５ＧＨｚを中心にして広い周波数帯域において整合を取ることが難しいことがわかる。

一方、図９に、図４に示した本発明の一実施例であるＳＰＤＴスイッチについて、送信側のＯＦＦ側回路部分のインピーダンス（Ｚ１）と受信側のＯＮ側回路部分のインピーダンス（Ｚ２）の計算結果の一例を示す。なお、図９においても、１０はアンテナ側負荷Ｒ_Ａ、２０は送信回路負荷Ｒ_Ｓ、３０は受信回路負荷Ｒ_Ｒである。図９のスミスチャートに示すように、この例では、指定した所要周波数２５ＧＨｚにおいて、Ｚ１＝Ｚ２＝５０Ωとなり、整合が取れている状態を示している。また、２５ＧＨｚを中心とした前後数ＧＨｚの周波数において、整合条件であるＺ１＝Ｚ２^＊（共役複素数）に近い特性が得られやすいことがわかる。これにより、本実施例に示すＳＰＤＴスイッチは、従来のＳＰＤＴスイッチと比べ、ＯＮ側の通過損失が小さく、広帯域で帯域内傾斜が小さいという特性が得られる。

また、本実施例の高周波スイッチ回路では、２５ＧＨｚの周波数で、インピーダンスが５０Ω、線路長が１／４波長（電気長９０度）の伝送線路２２，３２を用いるため、図１３のように、線路長が１／４波長よりも大きい伝送線路２２Ｂ，３２Ｂを用いる従来のＳＰＤＴスイッチに比べて、伝送線路２２，３２による損失を小さくすることができる。

次に、本発明の高周波スイッチ回路の回路構成の異なる実施形態として、図１のより具体的な回路構成について、図２を用いて説明する。図２においては、図１に示す本発明の高周波スイッチ回路における直列共振回路網１０２，２０２，…，Ｎ０２として、図４にも示したように、スイッチング素子となる可変容量素子１０２ａ，２０２ａ，…，Ｎ０２ａと誘導性リアクタンス１０２ｂ，２０２ｂ，…，Ｎ０２ｂとを、それぞれ直列接続した構成とし、一方、図１に示す容量性回路網１０３，２０３，…，Ｎ０３としては、図４の場合とは異なり、スイッチング素子となる可変容量素子１０３ａ，２０３ａ，…，Ｎ０３ａを用いて、誘導性リアクタンス１０２ｂ，２０２ｂ，…，Ｎ０２ｂと並列共振する構成とする場合を示している。

ここに、可変容量素子１０２ａ，２０２ａ，…，Ｎ０２ａや可変容量素子１０３ａ，２０３ａ，…，Ｎ０３ａは、ＦＥＴに代表されるトランジスタ、ダイオード、あるいは、これらの組み合わせから構成するようにしても良い。

また、前述したように、本発明の高周波スイッチ回路においては、誘導性リアクタンス１０２ｂ，２０２ｂ，…，Ｎ０２ｂとそれぞれ直列共振する可変容量素子１０２ａ，２０２ａ，…，Ｎ０２ａのＯＦＦ時の容量値Ｃ_ｏｆｆと、誘導性リアクタンス１０２ｂ，２０２ｂ，…，Ｎ０２ｂとそれぞれ並列共振する可変容量素子１０３ａ，２０３ａ，…，Ｎ０３ａのＯＦＦ時の容量値とが同じ値となることが理想的である。

一方、一般的に、モノリシック・マイクロ波集積回路ＭＭＩＣを用いてキャパシタを実現する際には、プロセスの制限により最小サイズが決まってしまうため、０．１ｐＦ以下の容量値を得ることは非常に難しい。このため、０．１ｐＦよりも大きい値のキャパシタを並列接続するという方法もあるが、あまり多段に接続することになると、キャパシタの物理的な長さが問題となったり、面積が大きくなるという問題もある。

このような場合も含め、両者で同じ容量値を得るには、スイッチング素子と同じゲート幅のトランジスタやダイオードを並列共振用の容量性リアクタンスとして用いることが有効である。

次に、本発明の高周波スイッチ回路のさらに異なる実施形態について、図３を用いて説明する。図３において、伝送線路１０１ａ，２０１ａ，…，Ｎ０１ａおよびシャントキャパシタ１００１以外は、図１に示す高周波スイッチ回路と同様であり、同じ符号を付して示している。伝送線路１０１ａ，２０１ａ，…，Ｎ０１ａは、図１の場合と異なり、それぞれの線路長が所要周波数において１／４波長未満（電気長が９０度未満）に短縮した伝送線路である。このように、４分の１波長伝送線路より短い伝送線路に短縮する場合、特許第２６６９０６６号公報「インピーダンス変換回路」にも記載のように、シャントキャパシタを追加挿入することが必要であり、本実施例においては、たとえば、Ｚ＞５０Ω、線路長が１／４波長未満の伝送線路１０１ａ，２０１ａ，…，Ｎ０１ａの、それぞれの入出力端子１０１，２０１，…，Ｎ０１とは反対側の別の入出力端子１０００側に、シャントキャパシタ１００１を付加する方法を、図３に示している。

このシャントキャパシタ１００１を付加する方法を用いれば、伝送線路１０１ａ，２０１ａ，…，Ｎ０１ａの長さとしてより短い線路を使うことが可能となり、ＳＰＤＴスイッチのさらなる小型化、低損失化を図ることができる。

図１０に、図４に示すＳＰＤＴスイッチに、さらに図３に示すシャントキャパシタ１００１（図１０では容量性リアクタンス１３として示している）をアンテナ接続端子１側に付加したＳＰＤＴスイッチの回路構成例とした場合の等価回路として、図５に示す等価回路と同様、送信側のＦＥＴ２１をＯＦＦにしてアンテナ接続端子１と送信回路接続端子２との接続を遮断し、受信側のＦＥＴ３１をＯＮにしてアンテナ接続端子１と受信回路接続端子３とを低損失で接続した場合における簡単な等価回路の構成を示す。

図３に示すシャントキャパシタ１００１すなわち図１０における容量性リアクタンス１３（容量値Ｃ_３）は、図３に示す直列共振回路網１０２，２０２，…，Ｎ０２の誘導性リアクタンス、すなわち、図１０におけるインダクタすなわち誘導性リアクタンス２３，３３（インダクタンス値Ｌ）と並列共振をする役割と、図３に示す伝送線路１０１ａ，２０１ａ，…，Ｎ０１ａすなわち図１０における伝送線路２２Ａ，３２Ａの線路長を短縮化する役割とを担っており、容量性リアクタンス２４，３４の容量値Ｃ_１よりも容量値Ｃ_３を小さく設定する。

本実施例におけるＳＰＤＴスイッチ回路を所要周波数２５ＧＨｚで用いる場合において、ＯＮ側通過損失を最小、ＯＦＦ側通過損失を最大とするように、各パラメータの最適化を図った場合の２０ＧＨｚ〜３０ＧＨｚの周波数帯域でのＯＮ側、ＯＦＦ側の通過特性を、図１１に示す。各パラメータの最適化を図った計算結果では、伝送線路２２Ａ，３２Ａのインピーダンスが８１Ω、線路長すなわち電気長が３６度、また、ＦＥＴ２１，３１のＯＦＦ時の容量性リアクタンスの容量値Ｃ_ｏｆｆが０．３３ｐＦの場合、ＦＥＴ２１，３１それぞれに並列接続した容量性リアクタンス２４，３４の容量値Ｃ_１は０．４３ｐＦ、新たに追加したシャントキャパシタの容量値Ｃ_３は、ＦＥＴ２１，３１それぞれに並列接続した容量性リアクタンス２４，３４の容量値Ｃ_１よりも小さい０．１９ｐＦであり、そのとき、２５ＧＨｚで直列共振・並列共振するための誘導性リアクタンス２９，３９のインダクタンス値Ｌは０．１２ｎＨである。

図１１に示す本実施例の通過特性は、図１６に示した従来のＳＰＤＴスイッチの通過特性と比べ、ＯＮ側の通過損失がより小さく、より広帯域であるという特性が得られている。

以上に説明したように、本発明の高周波スイッチ回路は、高周波信号の広帯域化が可能であり、かつ、通過損失と漏洩とを小さくすることが可能であり、高周波信号を扱う各種の装置に適用することができる。例えば、アンテナと送信回路、受信回路との間を切り替えて、信号を送受信する無線機器における高周波スイッチ回路として、本発明の高周波スイッチ回路を適用することにより、信号の広帯域化、通過損失および漏洩の低減が可能な高性能の無線機器を構成することができる。あるいは、複数の信号経路を選択的に切り替える信号経路切り替え器に、本発明の高周波スイッチ回路を用いることにより、信号の広帯域化、通過損失および漏洩の低減が可能な信号経路切り替え器を構成することも可能である。

本発明の高周波スイッチ回路の回路構成の一実施形態を示すブロック図である。 本発明の高周波スイッチ回路の回路構成の異なる実施形態を示すブロック図である。 本発明の高周波スイッチ回路の回路構成のさらに異なる実施形態を示すブロック図である。 本発明の高周波スイッチ回路の一実施例であるＳＰＤＴスイッチの構成例を示すブロック図である。 図４のＳＰＤＴスイッチを等価回路に置き換えた構成を示す等価回路図である。 図５の等価回路をより単純化した等価回路図である。 図５のＳＰＤＴスイッチ等価回路を、２５ＧＨｚにおいて、ＯＮ側通過損失を最小、ＯＦＦ側通過損失を最大とするように、各パラメータの最適化を図った場合のＯＮ側、ＯＦＦ側の２０ＧＨｚ〜３０ＧＨｚの周波数帯域での通過特性を示す特性図である。 図１３の従来のＳＰＤＴスイッチについて、送信側のＯＦＦ側回路部分のインピーダンス（Ｚ１）と受信側のＯＮ側回路のインピーダンス（Ｚ２）との計算結果を示す特性グラフである。 図４の本発明の一例であるＳＰＤＴスイッチについて、送信側のＯＦＦ側回路部分のインピーダンス（Ｚ１）と受信側のＯＮ側回路部分のインピーダンス（Ｚ２）の計算結果の一例を示す特性グラフである。 本発明の高周波スイッチ回路の一実施例であるＳＰＤＴスイッチの図５とはさらに異なる構成例を示す等価回路図である。 図１０のＳＰＤＴスイッチ等価回路を、２５ＧＨｚにおいて、ＯＮ側通過損失を最小、ＯＦＦ側通過損失を最大とするように、各パラメータの最適化を図った場合のＯＮ側、ＯＦＦ側の２０ＧＨｚ〜３０ＧＨｚの周波数帯域での通過特性を示す特性図である。 従来のＦＥＴを用いたＳＰＤＴスイッチの回路構成を示すブロック図である。 従来の共振を利用したＳＰＤＴスイッチの回路構成を示すブロック図である。 図１３のＳＰＤＴスイッチを等価回路に置き換えた構成を示す等価回路図である。 図１４の等価回路をより単純化した等価回路図である。 図１４の従来の高周波スイッチ回路の等価回路を、２５ＧＨｚにおいて、ＯＮ側通過損失を最小、ＯＦＦ側通過損失を最大とするように、各パラメータの最適化を図った場合のＯＮ側、ＯＦＦ側の通過特性を示す特性図である。

符号の説明

１…アンテナ接続端子、２…送信回路接続端子、３…受信回路接続端子、４，５，６，７…スイッチ切り替え制御端子、１０…アンテナ側負荷、１１…容量性リアクタンス、１２…レジスタ、１３…容量性リアクタンス（シャントキャパシタ）、２０…送信回路負荷、２１，２６…ＦＥＴ、２１ａ…ＦＥＴ２１のＯＦＦ時容量性リアクタンス、２２…１／４波長伝送線路、２２Ａ…１／４波長未満の伝送線路、２２Ｂ…１／４波長よりも大きい伝送線路、２３…誘導性リアクタンス、２４…容量性リアクタンス、２５，２７…高抵抗、２８…容量性リアクタンス、２９…誘導性リアクタンス、３０…受信回路負荷、３１，３６…ＦＥＴ、３２…１／４波長伝送線路、３２Ａ…１／４波長未満の伝送線路、３２Ｂ…１／４波長よりも大きい伝送線路、３３…誘導性リアクタンス、３４…容量性リアクタンス、３５，３７…高抵抗、３８…容量性リアクタンス、３９…誘導性リアクタンス、１００，２００，…，Ｎ００，１０００…入出力端子、１０１，２０１，…，Ｎ０１…伝送線路、１０１ａ，２０１ａ，…，Ｎ０１ａ…伝送線路（１／４波長未満）、１０２，２０２，…，Ｎ０２…直列共振回路網、１０２ａ，２０２ａ，…，Ｎ０２ａ…可変容量素子、１０２ｂ，２０２ｂ，…，Ｎ０２ｂ…誘導性リアクタンス、１０３，２０３，…，Ｎ０３…容量性回路網、１０３ａ，２０３ａ，…，Ｎ０３ａ…可変容量素子、１００１…シャントキャパシタ。

Claims (5)

1. 複数の入出力端子のひとつを選択的に別の端子に接続する高周波スイッチ回路において、前記複数の入出力端子それぞれと前記別の端子との間に、伝送線路をそれぞれ接続し、また、前記複数の入出力端子それぞれとアースとの間に、スイッチング用の可変容量素子と、該可変容量素子をスイッチオフした際にあらかじめ指定した所要周波数で該可変容量素子と直列共振する誘導性リアクタンスとを有する直列共振回路網をそれぞれ接続し、かつ、前記複数の入出力端子それぞれとアースとの間に、前記直列共振回路網と並列に、前記所要周波数で前記誘導性リアクタンスと並列共振する容量性リアクタンスを有する容量性回路網をそれぞれ接続し、さらに、前記別の端子とアースとの間に、キャパシタを接続し、前記容量性リアクタンスの容量値が前記キャパシタの容量値より大きく、かつ、前記伝送線路の線路長が前記所要周波数において４分の１波長より短いことを特徴とする高周波スイッチ回路。
2. 請求項１記載の高周波スイッチ回路において、スイッチング用の前記可変容量素子として、トランジスタ、ダイオード、または、トランジスタとダイオ−ドとの組み合わせを用いることを特徴とする高周波スイッチ回路。
3. 請求項２記載の高周波スイッチ回路において、前記容量性リアクタンスとして、前記可変容量素子として用いるトランジスタ、ダイオードと同じゲート幅を持つトランジスタ、ダイオードを用いることを特徴とする高周波スイッチ回路。
4. アンテナと送信回路、受信回路との間を高周波スイッチ回路により切り替えて、信号の送受信を行う無線機器において、前記高周波スイッチ回路として、請求項１乃至３のいずれかに記載の高周波スイッチ回路を用いることを特徴とする無線機器。
5. 複数の信号経路を選択的に切り替える信号経路切り替え器において、信号経路の選択的な切り替え手段として、請求項１乃至３のいずれかに記載の高周波スイッチ回路を用いることを特徴とする信号経路切り替え器。

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