JP4635469B2 - マイクロ波電源装置 - Google Patents
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Description
この薄膜形成・加工技術におけるドライプロセスとしては、物理的蒸着と化学的蒸着があり、それぞれの特徴を生かした用途に利用されている。これらのうち、化学的蒸着は、膜の付きまわり性や密着強度に優れ、粉末やファイバー・ウィスカーなども製造できることから、低温で良質な薄膜形成が可能なプラズマCVD(Chemical vapor deposition)を中心にその利用が広がっている。
そして、近年では、プラスチックへの酸素透過防止コーティング,ガラスへの高機能コーティング,その他鋼材やペットボトル等へのコーティング,シリカやアルミナの粉末の製造などにも幅広く利用されている。
なお、化学的蒸着には、プラズマCVDの他にも、化学反応の励起方法として、熱CVDや光CVDがある。
マイクロ波電源装置とは、マイクロ波発生部(例えば、マグネトロンなど)にマイクロ波を放出させるために電力を供給する電源装置をいう。このマイクロ波電源装置の従来の一般的な回路構成を図21(鉄トランス方式)、図22(インバータ方式)に示す。
これにより、マイクロ波発生部140は、その印加電圧の平均値に応じた出力強度のマイクロ波を放出する(例えば、特許文献1参照、第一の従来技術。)。
これによっても、マイクロ波発生部270は、その印加電圧に応じた出力強度のマイクロ波を放出する。
例えば、図22に示すように、インバータ回路240に設けられたスイッチング素子241が、スイッチング制御部(図示せず)によりON・OFF制御(ON状態とOFF状態との各時間の比率を調整する制御)されることで、マイクロ波発生部270に印加される電圧(パルス波)のON時間(パルス幅)を調整して、マイクロ波出力を変化させるものがある(例えば、特許文献3、4参照、第三の従来技術。)。
これに対し、第三の従来技術は、マイクロ波発生部の印加電圧のON時間を調整することでマイクロ波の出力を変化させられるものの、この調整の対象が印加電圧のON時間のみであったため、この第三の従来技術をCVD用マイクロ波電源装置に単に応用しただけでは、望ましい薄膜特性が得られないという問題があった。
そして、このような工程でプラズマ蒸着を行った場合、プロセスチャンバー内においては、まず充填された処理用ガスのプラズマが低出力のマイクロ波によって点火され、次いで低出力状態において、有機成分を多く含んだ薄膜層が基体上(薄膜を蒸着させる対象物上)に形成され、続いて、高出力状態において、有機成分の少ない硬質な薄膜質が形成される。
こうして形成された積層薄膜は、有機成分を多く含んだ薄膜初期層により、基体と硬質な薄膜層との密着性が向上する。
ところが、基体上の薄膜形成は、酸素や水分の透過防止を意図して行われるため、密着性だけでなく、バリヤー性(気体遮断性)が優れていることも薄膜の品質として求められる。
この点、第三の従来技術を用いてマイクロ波出力を調整した場合は、密着性又はバリヤー性のうち一方のみを良好とすることはできるものの、双方ともに良好とすることはできないという問題があった。
なお、同図(1),(2)の「ON時間」は、初期段階(又は高出力段階)におけるマイクロ波発生部への印加電圧のON時間を示す。また、各特性(バリヤー性,密着性)の値はそれぞれ小さいほど良好とされる。
また、同図中、「低出力時間」とは、低出力状態にある時間を、「立ち上げ時間」とは、立ち上げ段階の時間を、「高出力時間」とは、高出力状態にある時間をそれぞれいう。
一方、低出力時のON時間を短くし、低出力時のピーク出力を低くすると、高出力時のマイクロ波のピーク出力が小さくなることから、密着性は良くなるものの、バリヤー性は悪くなっていた(同図(2))。
このため、CVD技術において、マイクロ波発生部に印加される電圧のON時間とピーク電圧との双方を調整可能にして、バリヤー性と密着性との双方ともに良好な薄膜を形成可能とする新たな技術の提供が望まれていた。
そうすると、上述のように、薄膜性能としては、バリヤー性の向上は可能となるものの、密着性が悪くなっていた。
このため、プラズマの発光性を向上しつつ、薄膜の密着性を良好にし得る技術の提供が期待されていた。
このことからも、マイクロ波発生部への印加電圧のON時間とピーク電圧を独立して調整が可能な技術の提供が求められていた。
初期段階においては、図24(3)に示すように、ON時間が短く、かつ、ピーク出力が高い方が、薄膜のバリヤー性と密着性との双方をともに向上できる。特に、密着性の向上が顕著である。
これに対し、高出力段階においては、図25に示すように、ON時間が長く、かつピーク出力が高い方が、バリヤー性(酸素バリヤー性:値が小さい方が良好)を向上できる。
このため、良好な薄膜特性が得られるように、初期段階での印加電圧の調整と異なる調整を高出力段階で行える技術の提供が望まれていた。
例えば、初期段階においては、電圧設定値を高くしてON時間を短くすることで、図24(3)に示すような良好な特性を得ることができ、一方、高出力段階においては、電圧設定値を高くしてON時間を長くすることで、図25に示すような良好な酸素バリヤー性を得ることができる。
したがって、プラズマCVDによる薄膜形成において、従来のマイクロ波電源装置では成し得なかったバリヤー性と密着性との双方の性能向上が可能となる。
なお、高出力段階においては、電圧設定値をあまり高くしすぎると、薄膜処理の対象(例えば、プラスチックや樹脂等)の耐熱性が低い場合には、その処理対象自体が変形するおそれがあるため、ON時間を長くしながらも、その電圧設定値を若干低くくすることが好ましい。
しかも、その初期段階において、マイクロ波の出力強度を高めつつON時間を短くでき、かつ、高出力段階の高出力時間を短縮できるため(図24(4))、プラズマCVDによる薄膜形成全体に要する時間の短縮が可能となる。
マイクロ波電源装置をこのような構成とすると、インバータ方式を採用したマイクロ波電源装置においても、電圧値調整回路で設定されたピーク出力とON時間調整回路で設定されたON時間との双方にもとづく印加電圧の調整が可能となる。
このため、この調整された印加電圧にもとづいて、マイクロ波発生部から発生されるマイクロ波の制御が可能となり、したがって、バリヤー性と密着性との双方に優れた薄膜の形成が可能となる。
このため、マイクロ波発生部は、それら電圧設定値とON時間が調整された印加電圧にもとづいてマイクロ波を発生する。したがって、プラズマCVDによる薄膜形成においては、マイクロ波電源装置でそれら電圧設定値やON時間を調整することにより、マイクロ波を所望の波形に形成して、バリヤー性や密着性の良好な薄膜をコーティングできる。
このため、印加電圧は、それら調整されたピーク出力とON時間との双方を反映した波形に形成される。
したがって、本発明のマイクロ波電源装置をプラズマCVDに用いた場合には、従来用いられていたマイクロ波電源装置でON時間のみ調整されていたことに比べて、より品質の高い薄膜を形成することができる。
しかも、その初期段階において、マイクロ波の出力強度を高めつつON時間を短くでき、かつ、高出力段階の高出力時間を短縮できるため(図24(4))、プラズマCVDによる薄膜形成全体に要する時間の短縮が可能となる。
マイクロ波電源装置をこのような構成とすれば、電圧値調整回路に、操作が簡単なトランスやスライダックが用いられるため、印加電圧のピーク出力を容易かつ迅速に調整できる。
マイクロ波電源装置をこのような構成とすれば、鉄トランス方式を採用したマイクロ波電源装置において、設定されたピーク出力にもとづいてトリガの発生タイミングが定められ、このトリガにより印加電圧の位相制御が行われるため、ピーク出力を適切な値に調整することにより、印加電圧のON時間をも連動して適切に調整できる。
したがって、供給電力の過剰による薄膜の変形を防止しつつ、その薄膜の各性能(バリヤー性や密着性)の向上を図ることができる。
マイクロ波電源装置をこのような構成とすると、電圧値調整回路でピーク出力(最大電圧値)の調整された印加電圧が、フィードバック部によってON時間調整部へ送られ、このON時間調整部でそのフィードバック電圧にもとづき印加電圧のON時間が設定されるため、そのフィードバックされる電圧のピーク出力を電圧値調整部で調整することにより、この調整されたピーク出力に応じたON時間をON時間調整部に設定させることができる。
そして、印加電圧制御回路において、それら調整されたピーク出力とON時間とにもとづいて印加電圧の波形が形成されることから、それらピーク出力とON時間とが反映されたマイクロ波出力を、マイクロ波発生部に発生させることができる。
したがって、本発明のマイクロ波電源装置は、マイクロ波発生部に印加される電圧について、そのON時間だけでなく、ピーク出力をも調整可能となることから、従来のマイクロ波電源装置に比べて、より良好なバリヤー性・密着性を有した薄膜を形成することができる。
マイクロ波電源装置をこのような構成とすれば、印加電圧の電圧値を出力設定器によっても設定することができる。そして、ON時間調整部が、その出力設定器で設定された電圧値に応じて印加電圧のON時間を自動的に定め、トリガ発生部が、その定められたON時間に応じてトリガを発生し、印加電圧制御回路が、そのトリガの発生タイミングにしたがって印加電圧を位相制御することができる。
このため、出力設定器で印加電圧の電圧値を可変することで、この電圧値にもとづいて印加電圧の波形を形成することができる。
マイクロ波電源装置をこのような構成とすると、ダイオードブリッジが、フィードバック部からのフィードバック電圧や出力設定器からの電圧値にもとづいてON時間を定め、コンデンサが、トリガ発生部に一定値を示す電圧を与えるため、そのトリガ発生部は、その出力側に、ダイオードブリッジで定められたON時間に応じて位相(発生タイミング)が決められ、かつ電圧値が一定な電圧(トリガ)を出力することができる。これにより、印加電圧制御回路は、調整されたピーク出力にもとづいて発生タイミングがはかられたトリガにしたがって印加電圧を位相制御できる。
したがって、ピーク出力とON時間との双方が調整された印加電圧によりマイクロ波発生部からマイクロ波が出力されることから、バリヤー性や密着性の良好な薄膜を形成可能とすることができる。
マイクロ波電源装置をこのような構成とすれば、交流正弦波形の正負双方の波形に対して位相制御を行うことができる。このため、トライアックを用いた印加電圧制御回路を交流電源と変圧回路との間(あるいは、交流電源と整流回路との間)に設けたとしても、その位相制御された印加電圧をマイクロ波発生部に与えて、所望のマイクロ波を発生させることができる。
マイクロ波電源装置をこのような構成とすれば、電源電圧が変動しても、マイクロ波発生部に印加される電圧を安定化させることができ、チャンバ内で安定したプラズマを発生させることができる。しかも、スイッチングレギュレータは、応答速度が速く、リップル分が小さいため、常に一定で安定したプラズマを発生させることができる。
マイクロ波電源装置をこのような構成とすれば、マイクロ波発生部のヒータの加熱状態が安定し、電子の安定放出可能な予熱状態とすることができる。これにより、チャンバ内で安定したプラズマを発生させることができる。
したがって、初期段階では、例えば、電圧設定値を高くしつつON時間を短くし、高出力段階では、電圧設定値を高くしつつON時間を長くすることで、良好な特性(バリヤー性や密着性)を有する薄膜の形成が可能となる。
さらに、初期段階におけるON時間の短縮化にともない、高出力段階における高出力時間の短縮化も図れるため、プラズマCVDによる薄膜形成全体に要する時間の短縮が可能となる。
しかも、交流電圧を所望の電圧に安定化させるスイッチングレギュレータや、マイクロ波発生部のヒータ電圧を安定化させる安定化回路を備えることにより、電源電圧が変動しても、チャンバ内で安定したプラズマを発生させることができる。
[第一実施形態]
まず、本発明の第一の実施形態にかかるマイクロ波電源装置の全体構成について、図1を参照して説明する。
同図は、本実施形態のマイクロ波電源装置の回路構成を示すブロック図である。
交流電源11は、200[V](又は100[V])の商用電源である。なお、同じ電圧の蓄電池を用いることもできる。この場合、平滑回路が不要である。
また、外部信号により任意の電圧値に調整が可能である。例えば、低出力時には電圧を高く設定、高出力時には低く設定するように切り替えるのである。
印加電圧制御回路13は、電圧値調整回路12で定められた印加電圧の最大電圧値(ピーク電圧)と、ON時間調整回路19で定められたON時間(電圧印加時間)とにもとづいて、マイクロ波発生部17への印加電圧の波形を形成する。
整流回路15は、変圧回路14で昇圧された高電圧を全波整流する。
駆動回路16は、整流回路15からの高電圧整流電圧をマイクロ波発生部17に印加して、このマイクロ波発生部17を駆動する。なお、本実施形態においては、マイクロ波発生部17に印加される電圧を、印加電圧という。
フィードバック回路18は、整流回路15から受け取った電圧をON時間調整回路19へ送る。つまり、フィードバック回路18は、マイクロ波発生部17に印加される電圧と対応する電圧をON時間調整回路19へ送る。
ON時間調整回路19は、マイクロ波発生部17に印加される印加電圧のON時間を定めるために、フィードバック回路18からの電圧にもとづいて、印加電圧制御回路13へ所定の信号(例えば、所定のタイミングがはかられたトリガ等)を送る(あるいは、印加電圧制御回路13を動作制御する)。
したがって、マイクロ波発生部から放出されるマイクロ波の出力強度を変化させることができ、バリヤー性と密着性との双方ともに優れた薄膜の形成が可能となる。
ただし、それら交流電源11からマイクロ波発生部17までの構成各部の配置順は、マイクロ波発生部17からマイクロ波を発生させることが可能であり、かつ、マイクロ波発生部17の印加電圧を調整することをも可能な構成とすることが必要である。
同図は、鉄トランス方式によりマイクロ波発生部(マグネトロン)に電圧を印加してマイクロ波を発生させる回路に、電圧値調整回路,フィードバック回路,ON時間調整回路,印加電圧制御回路等を設けたマイクロ波電源装置の回路構成を示す電気回路図である。
このため、電圧値設定部12−1は、印加電圧の最大電圧値(ピーク電圧)を調整する機能と、その調整された最大電圧値となるように印加電圧を形成する機能とを有している。
電圧値設定部12−1は、電圧値調整回路12で調整される電源電圧の最大電圧値(ピーク電圧)を設定する。
高圧整流器15−1は、高圧トランス14−1で昇圧された電圧を、全波整流して、マグネトロン17−1のアノードへ印加する。このように高圧整流器15−1から出力された電圧が、マグネトロン17−1に印加されて、このマグネトロン17−1が駆動することから、高圧整流器15−1は、駆動回路17としての機能を有している。
このマグネトロン17−1の内部では、次のような現象が起こっている。
印加電圧が所定の電圧値(カットオフ電圧)に満たないときは、高抵抗でマイクロ波を発生しないが、カットオフ電圧以上のときは、低抵抗となり、カソードから照射された電子がアノードに到達し、他の回路(例えば、高圧回路や二次巻線など)とともに閉ループを形成して、アノード−カソード間にマグネトロン電流(アノード電流)を流す。このとき、マグネトロン17−1内に発生する電力は、ある変換効率をもってマイクロ波に変換されて放射される。
なお、フィードバック部18−1は、図2においては、高圧整流器15−1から電圧を受け取っているが、高圧整流器15−1に限るものではなく、例えば、マグネトロン17−1のアノード付近から電圧を受け取るようにしてもよい。
出力設定器19−11は、例えば、可変電圧源や可変コンデンサなどの電圧供給源を有しており、これら電圧供給源から出力される電圧の値を可変することで、マグネトロン17−1の印加電圧のON時間(ひいては、マグネトロン17−1に与えられる電力)を調整する。
増幅器19−12は、フィードバック部18−1から送られてきた一定値を示す電圧や、出力設定器19−11で設定された電圧値を増幅してツーロン回路19−13へ与える。
ダイオードブリッジ19−14は、四つのダイオード(D1,D2,D3,D4)によってブリッジを構成している。これら四つのダイオードは、P1(D1のカソードとD2のカソードとの接続点),P2(D2のアノードとD3のカソードとの接続点),P3(D3のアノードとD4のアノードとの接続点),P4(D4のカソードとD1のアノードとの接続点)でそれぞれ接続されている。
なお、本実施形態においては、ダイオードブリッジ19−14とコンデンサ19−16とを総称して「ON時間調整部」という。
パルストランス(トリガ発生部)19−17は、トリガを発生して、SCR位相制御部13−1へ与える。
ダイオードブリッジ19−14とコンデンサ19−16とはトランス19−15に対して直列に接続されており、この直列接続されたダイオードブリッジ19−14とコンデンサ19−16との両端にトランス19−15の二次側電圧
そうすると、ダイオードブリッジ19−14にはベクトルVRが、コンデンサ19−16にはベクトルVCがそれぞれ発生するが、これらは図4に示すように、位相が90°ずれる(ベクトルVRがベクトルVCよりも90°遅れる)とともに、それらを合成するとベクトルVSとなる(ベクトルVR+ベクトルVC=ベクトルVS)。
このことから、パルストランス19−17に発生する電圧
そして、パルストランス19−17に発生するベクトルVNは、このベクトルVNの終点が点PRCに位置する。
このとき、このパルストランス19−17から発生するトリガのタイミングは、ベクトルVNの位相に従う。このため、ツーロン回路19−13は、出力設定器19−11で設定された電圧値や、フィードバック部18−1からの電圧値にもとづいて、トリガの発生タイミングを定めることができる。
なお、図2においては、二つのサイリスタを用いているが、この二つのサイリスタに代えてトライアックを用いることもできる。
同図に示すように、交流電源11の電源電圧が、200[V]の最大電圧(ピーク電圧)を示す交流正弦波電圧であるものとする。
この電圧値調整回路12における電圧の調整は、コーティング途中、低出力時と高出力時とでそれぞれ異なった調整が可能である。例えば、低出力時では205[V]に設定・調整し、高出力時では165[V]に設定・調整することができる。
しかも、薄膜形成工程において、低出力時と高出力時とで異なった電圧値の調整(印加電圧の最大電圧値(ピーク電圧)の調整)が可能となることから、マグネトロン17−1から発生するマイクロ波の出力についても、それら低出力時と高出力時とでそれぞれ異なった変化をさせることができる。
ただし、ここでは、電圧の調整は行わず、電圧値調整回路12の二次側電圧は、200[V]の最大電圧値を示すものとする。
この位相制御された交流電圧が、高圧トランス14−1で昇圧され、高圧整流器15−1で全波整流されると、図8に示すように、位相制御された全波整流波形となる。
この位相制御された全波整流波形に形成された電圧(印加電圧)が、マグネトロン17−1のアノードに印加される。そして、ヒータトランス16−1でカソードが加熱されることで、マグネトロン17−1からマイクロ波が放出される。
そして、これらフィードバック部18−1からの電圧と、出力設定器19−11からの電圧が、増幅器19−12で増幅され、ツーロン回路19−13のダイオードブリッジ19−14に印加される。
ここで、例えば、ダイオードブリッジ19−14のベクトルVRの絶対値がコンデンサ19−16のベクトルVCの絶対値よりも大きくなったとすると(図9(a))、トリガ形成回路19−1で発生するトリガは、パルストランス19−17のベクトルVNの位相に応じて(ベクトルVNが、ベクトルVSの垂直二等分線のうちベクトルVSの中点を起点とする上半分(図示せず)よりも進んでいるために)、電源電圧の示す正弦波形のピークを少し過ぎた時点で発生する(同図(b)参照)。
そして、昇圧,整流された印加電圧が、図9(b)に示すような波形に形成され、マグネトロン17−1へ与えられて、マイクロ波の出力が開始される。
なお、上記の説明においては、出力設定器19−11の設定を一定に保っていたが、この出力設定器19−11を調整することにより、同じ最大電圧におけるON時間の調整、ひいてはマグネトロン17−1に与えられる印加電圧の電力を調整できる。
この変化によりベクトルVRの絶対値がコンデンサ19−16のベクトルVCの絶対値よりも小さくなったとすると(図10(a))、トリガ形成回路19−1で発生するトリガは、パルストランス19−17のベクトルVNの位相に応じて(ベクトルVNが、ベクトルVSの垂直二等分線のうちベクトルVSの中点を起点とする上半分(図示せず)よりも遅れているために)、電源電圧の示す正弦波形のピークの少し手前の時点で発生する(同図(b)参照)。
そして、昇圧,整流された印加電圧が、図10(b)に示すような波形に形成され、マグネトロン17−1へ与えられて、マイクロ波の出力が開始される。
すなわち、電圧値設定部12−1で電源電圧が200[V]に設定されても、また、180[V]に設定されても、マグネトロン17−1に与えられる電力は一定である。
すなわち、低出力時には、出力設定を低くして、さらに、電圧値設定部12−1で電源電圧を高くすることにより、ON時間がより短く、かつピーク出力の高いパルス印加電圧が得られる。また、高出力時には、出力設定を高くして、さらに電圧値設定部12−1で電源電圧を低くすることにより、ON時間が長く、かつピーク出力の高いパルス印加電圧が得られる。
そして、このように調整された、マグネトロン17−1から放出されるマイクロ波出力により、図21(3)で示したように、バリヤー性と密着性との双方ともに良好となる薄膜を形成することができる。
したがって、本実施形態のマイクロ波電源装置は、薄膜蒸着の対象物(基体)の性質に応じてマイクロ波の出力強度を調整でき、かつ、バリヤー性と密着性との双方に優れた薄膜を形成可能とする。
次に、本発明のマイクロ波電源装置の第二の実施形態について、図11を参照して説明する。
同図は、本実施形態のマイクロ波電源装置の構成を示すブロック図である。
本実施形態は、第一実施形態と比較して、マイクロ波電源装置の印加電圧の変換方式が相違する。すなわち、第一実施形態では、印加電圧の変換方式が鉄トランス方式であるのに対し、本実施形態では、その変換方式がインバータ方式である点で相違する。他の構成要素は第一実施形態と同様である。
したがって、図11において、図1と同様の構成部分については同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
なお、本実施形態においては、インバータ回路部21とインバータ駆動回路部25とを合わせて「印加電圧制御回路VC」という。
平滑回路20は、コンデンサや抵抗、チョークコイルなどで構成されており、整流回路15で整流された電圧のリプル分を取り除く。
インバータ回路部21は、スイッチング素子21−1を有しており、平滑回路20からの電圧を、インバータ駆動回路部25からの印加電圧調整波にしたがって、断続制御した高周波電圧(通常、インバータ周波数は、20kHz以上)を発生させる。
同図に示すように、インバータ回路部21で生成される波形のうち、高周波電圧が発生している時間を「ON時間」といい、また、高周波電圧が発生していない時間を「OFF時間」という。
そして、ON時間で発生している高周波電圧が各パルスとして断続的に発生している。
なお、インバータ回路部21で発生する断続制御された高周波電圧のON時間の長さ,OFF時間の長さ,ON時間における高周波電圧の周波数は、インバータ駆動回路25によって制御される。
なお、この変圧回路14の二次側には、例えば高圧巻線や陰極加熱用巻線などを設けることができる(高圧巻線や陰極加熱用巻線については、図示せず)。
これらのうち、高圧コンデンサは、インバータ回路部21のスイッチング素子21−1のOFF時間に変圧回路14の二次側高圧巻線に現れる逆方向高電圧によって充電される。
この高圧コンデンサに充電された電圧は、スイッチング素子21−1のON時間に変圧回路14の二次側高圧巻線に現れる高電圧に直列に付加されて、マイクロ波発生部(例えば、マグネトロン等)17の陽極に印加される。
ON時間調整回路24は、印加電圧のON時間を外部から入力する。つまり、ON時間調整回路24は、その外部入力したON時間を、その印加電圧のON時間として定める。
したがって、印加電圧のピーク電圧やON時間を適切な値に設定することで、CVD蒸着の際、基体に形成される薄膜のバリヤー性と密着性との双方が良性となるようなマイクロ波をマイクロ波発生部に出力させることができる。
同図に示すように、本実施形態のマイクロ波電源装置1は、三相交流電源11−1と、三相整流器15−2と、平滑回路20と、ハーフブリッジインバータ21−1と、トランス14−2と、倍電圧整流平滑回路22と、マグネトロン17−1と、出力可変入力23−1と、パルス幅可変入力24−1と、設定可変制御回路25−1と、ゲート駆動回路25−2とを有している。
なお、図13においては、電源に三相交流電源11−1を使用しているが、三相交流電源に限るものではなく、例えば、二相交流電源であってもよい。
なお、本実施形態においては、トランジスタ21−11を二つ(トランジスタ21−11a及びトランジスタ21−11b)を備えている。
倍電圧整流平滑回路22は、高圧コンデンサ22−1と高圧ダイオード22−2とを有しており、インバータ回路21のスイッチング素子のOFF時間にトランス14−2の二次側高圧巻線に現れる逆方向高電圧により高圧コンデンサ22−1を充電する。そして、この高圧コンデンサ22−1に充電された電圧を、スイッチング素子のON時間に二次側高圧巻線に現れる高電圧に直列に付加して、マグネトロン17−1のアノードに印加する。
パルス幅可変入力24−1は、マグネトロン17−1に印加される電圧のパルス幅(ON時間)を調整するために設けられた可変器(例えば、可変抵抗器、外部制御信号など)であって、そのパルス幅の調整値を示す信号(発振時間コントロール信号)を設定可変制御回路25−1へ送る。
具体的には、設定可変制御回路25−1は、図14に示すように、ノコギリ波発生器25−11と、比較器E25−12と、過電流検出25−13と、発振停止回路25−14と、発振許可信号入力25−15と、ヒータ用タイマ25−16とを有している。
比較器E25−12は、ノコギリ波発生器25−11から入力したのこぎり波を、パルス幅可変入力24−1から入力したパルス幅調整値(発振時間コントロール信号)にもとづいてPWM(Pulse Width Modulation:パルス幅変調)を行い、この波形(発振停止信号)を発振停止回路25−14へ送る。
過電流検出25−13は、マグネトロン17−1に印加される電圧(印加電圧)を倍電圧整流平滑回路22から受け取り、この受け取った印加電圧が過電流か否かを判断し、この判断の結果(過電流検出信号)を発振停止回路25−14へ送る。
また、発振停止回路25−14は、比較器E25−12からの発振停止信号が“0”を示すときは、出力コントロール信号を強制的に0[V]にする。
なお、発振停止信号25−17には、比較器E25−12から入力したPWMの行われたのこぎり波の他、過電流検出25−13から入力した過電流検出信号,発振許可信号入力25−15から入力した発振許可信号,ヒータ用タイマ25−16から入力した信号などが含まれる。
なお、本実施形態においては、設定可変制御回路25−1とゲート駆動回路25−2とを総称して「インバータ駆動回路部25」という。
第一比較器A25−22aは、三角波発生器25−21で発生した三角波と所定の閾値(比較電圧A)とを比較し(比較A)、その三角波が閾値以下の値を示しているときに、方形波(波形B)を発生する(図15(b))。
第一比較器B25−22bは、三角波発生器25−21で発生した三角波と閾値(比較電圧Aよりも低い値に設定された比較電圧B)とを比較し(比較B)、その三角波が閾値以上の値を示しているときに、方形波(波形C)を発生する(図15(c))。
ノコギリ波整形器B25−23bは、第一比較器B25−22bで発生した方形波に、ノコギリ波を整形して出力する(波形E、図15(e))。
第二比較器B25−24bは、ノコギリ波整形器B25−23bでノコギリ波が整形された方形波(波形E)と、発振停止回路25−14から入力した出力コントロール信号の示す電圧値(出力コントロール電圧)とを比較し、その波形Eがその出力コントロール電圧以下の値を示すときに、方形波(波形G)を発生する(図15(g))。
IGBTドライバB25−25bは、第二比較器B25−24bからの方形波(波形G)にしたがって、ハーフブリッジインバータ21−1のトランジスタ(IGBT)21−11bを駆動する。
これらトランジスタ(IGBT)21−11a及びトランジスタ(IGBT)21−11bが駆動してインバータトランス14−2に与えられる電圧は、図15(h)のようになる。
つまり、IGBTドライバA25−25aを動作させる波形FとIGBTドライバB25−25bを動作させる波形Gとは、それぞれ波形の形成時が異なり、かつ、波形Fと波形Gとの間に「隙間S」がある。このことから、ハーフブリッジインバータ20−1のIGBT21−11aとIGBT21−11bとは、それぞれ同時にONすることはない。
これに対し、出力コントロール信号が発振停止回路25−14から第二比較器A25−24a及び第二比較器B25−24bへ送られない場合(設定可変制御回路25−1の比較器E25−12から発振停止回路25−14へ送られる発振停止信号25−17が“0”を示す場合)は、第二比較器A25−24aからIGBTドライバA25−25aへの波形Fと、第二比較器B25−24bからIGBTドライバB25−25bへの波形Gとがともに0[V]となるため、IGBT20−11からは波形が出力されず、これにより、マグネトロン17−1からマイクロ波は発生しない。
これらのうち、パルス幅可変入力24−1で入力されたパルス幅設定値によって印加電圧のON時間を調整するときの印加電圧の波形の形成は、図16,図17に示すように行われる。
一方、パルス幅可変入力24−1においてON時間が長く設定されたときは、図17に示すように、OFF時間が短く、ON時間が長くなる。両者において、出力可変入力を変化させると、電圧の高さが変化する。
次に、本発明のマイクロ波電源装置の第三の実施形態について、図18を参照して説明する。
同図は、本実施形態のマイクロ波電源装置の構成を示すブロック図である。
本実施形態は、第一実施形態と比較して、スイッチングレギュレータやヒータ電圧安定化回路を新たに備えた点が相違する。他の構成要素は第一実施形態と同様である。
したがって、図18において、図1等と同様の構成部分については同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
ここで、スイッチングレギュレータ31は、デジタルスイッチをオン/オフしてパルス幅を変調することにより、安定した出力電圧が得られるように制御する回路である。このようなスイッチングレギュレータ31を用いることにより、電源電圧として供給された交流電圧を所望の電圧に安定化させて整流回路15等へ送ることができる。
マイクロ波電源装置は、例えば、薄膜蒸着用のチャンバへマイクロ波を供給するためのマグネトロンの駆動源として用いられる。
しかしながら、このようなマイクロ波電源装置にマイクロ波出力を安定化するための手段が備えられていない場合、電源電圧が変動すると、これに応じてマイクロ波出力も大きく変動してしまう。このため、チャンバ内では安定したプラズマが得られなくなる。
しかも、電圧の安定化に時間がかかるようでは、蒸着膜の性能が悪くなってしまう。
そこで、マイクロ波電源装置に備えられる交流電圧安定化手段には、優れた安定性、応答性が求められる。
ところが、シリーズレギュレータは、不必要とされた電圧を熱として放出するため損失が大きい。また、位相制御は、応答性が悪く、しかも、リップルが発生するという欠点がある。さらに、フィードバックは、出力を検出してフィードバックするため応答が悪く、出力の立ち上がり特性が損なわれるため、蒸着膜の性能が悪くなる。
これらに比べて、スイッチングレギュレータは、応答速度が速く、かつ、損失が小さい。また、出力電圧の安定性に優れ、リップル分が小さい。しかも、消費電力が少なく、効率の良い電圧変換が行えるという利点を有している。
そこで、本実施形態においては、交流電圧安定化手段としてスイッチングレギュレータを採用する。これにより、マイクロ波電源装置の電源電圧が変動しても、チャンバ内で安定したプラズマを発生させることができる。
また、スイッチングレギュレータ31を備えることにより、電源電圧変動では±5[%]、直流電圧変動では±0.2[%]、出力変動では±2.5[%]など、優れた安定性に起因する各値を得ることができる。
例えば、図19にもとづけば202[V]などと設定することができる。
11 交流電源
12 電圧値調整回路
12−1 電圧値設定部
13 印加電圧制御回路
13−1 SCR位相制御部
14 変圧回路
15 整流回路
16 駆動回路
17 マイクロ波発生部
18 フィードバック部
19 ON時間調整回路
19−11 出力設定器
19−12 増幅器
19−13 ツーロン回路
19−14 ダイオードブリッジ
19−15 トランス
19−16 コンデンサ
19−17 パルストランス
20 平滑回路
21 インバータ回路部
21−1 ハーフブリッジインバータ
22 倍高圧整流平滑回路
23 電圧値調整回路
23−1 出力可変入力
24 ON時間調整回路
24−1 パルス幅可変入力
25 インバータ駆動回路部
25−1 設定可変制御回路
25−2 ゲート駆動回路
31 スイッチングレギュレータ
32 基準電圧設定部
40 ヒータ電圧安定化回路
Claims (5)
- 直流電圧を断続的な高周波電圧に変換するスイッチング素子を有したインバータと、このインバータからの前記高周波電圧を昇圧するトランスと、昇圧された前記高周波電圧をマグネトロンに印加する倍電圧整流平滑回路とを備えたマイクロ波電源装置であって、
前記マグネトロンに印加される前記高周波電圧を印加電圧とし、この印加電圧のピーク電圧を調整するための出力可変入力用の可変器と、
前記インバータで前記高周波電圧が発生している時間をON時間、前記高周波電圧が発生していない時間をOFF時間としたときに、前記印加電圧のON時間を調整するためのパルス幅可変入力用の可変器と、
前記ピーク電圧の調整値を示す出力コントロール信号を、前記出力可変入力用の可変器から受け取り、この出力コントロール信号の示す電圧値にもとづいて形成した波形にしたがって、前記インバータの前記スイッチング素子を駆動するインバータ駆動回路部とを備え、
このインバータ駆動回路部は、設定可変制御回路とゲート駆動回路を備え、
前記設定可変制御回路は、
所定のサイクルタイムで、のこぎり波を発生するノコギリ波発生器と、
前記ON時間の調整値を示す発振時間コントロール信号を前記パルス幅可変入力用の可変器から受け取るとともに、前記のこぎり波を、前記発振時間コントロール信号にもとづいてパルス幅変調を行い、この波形を発振停止信号として出力する比較器と、
前記発振停止信号を入力するとともに、この発振停止信号が0を示すときに前記出力コントロール信号を0にし、前記出力コントロール信号を前記ゲート駆動回路へ送る発振停止回路とを備え、
前記ゲート駆動回路は、
前記発振停止回路から前記出力コントロール信号が送られてきたときに、前記インバータを駆動し、
前記出力コントロール信号が0とされて前記発振停止回路から送られてこないときに、前記インバータの駆動を行わず、
これら前記インバータを駆動して前記高周波電圧を発生させる前記ON時間と、前記インバータが駆動せず前記高周波電圧が発生しない前記OFF時間とを、交互に前記印加電圧の波形に形成するように、前記インバータを制御して、前記マグネトロンに断続的なマイクロ波を発生させる
ことを特徴とするマイクロ波電源装置。 - 前記設定可変制御回路が、
前記マグネトロンに印加される電圧を前記倍電圧整流平滑回路から受け取り、この印加電圧が過電流か否かを判断し、判断の結果である過電流検出信号を前記発振停止回路へ送る過電流検出部を備え、
前記発振停止回路は、前記過電流検出信号が過電流を示すときは、前記出力コントロール信号を0にする
ことを特徴とする請求項1記載のマイクロ波電源装置。 - 前記ゲート駆動回路が、
三角波を発生する三角波発生器と、
前記三角波が所定の閾値以下の値を示しているときに、方形波を発生する第一比較器Aと、
前記所定の閾値よりも低い値に設定された比較電圧と前記三角波とを比較し、前記三角波が前記比較電圧以上の値を示しているときに、方形波を発生する第一比較器Bと、
前記第一比較器Aからの方形波に、ノコギリ波を整形して出力するノコギリ波整形器Aと、
前記第一比較器Bからの方形波に、ノコギリ波を整形して出力するノコギリ波整形器Bと、
前記ノコギリ波整形器Aで前記ノコギリ波が整形された方形波と、前記発振停止回路から入力した出力コントロール信号の示す電圧値とを比較し、当該方形波が前記電圧値以下の値を示すときに、方形波である波形Fを発生する第二比較器Aと、
前記ノコギリ波整形器Bで前記ノコギリ波が整形された方形波と、前記発振停止回路から入力した出力コントロール信号の示す電圧値とを比較し、当該方形波が前記電圧値以下の値を示すときに、方形波である波形Gを発生する第二比較器Bと、
前記波形Fにしたがって、前記インバータのスイッチング素子を駆動するIGBTドライバAと、
前記波形Gにしたがって、前記インバータのスイッチング素子を駆動するIGBTドライバBとを備えた
ことを特徴とする請求項1又は2記載のマイクロ波電源装置。 - 電源電圧として印加された交流電圧を所定の電圧に安定させるスイッチングレギュレータと、
このスイッチングレギュレータからの交流電圧を整流する整流回路とを備えた
ことを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載のマイクロ波電源装置。 - 前記マグネトロンのヒータ電圧を安定化させるヒータ電圧安定化回路を備えた
ことを特徴とする請求項1〜4のいずれかに記載のマイクロ波電源装置。
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