JP4604822B2

JP4604822B2 - 受信機および受信方法

Info

Publication number: JP4604822B2
Application number: JP2005137034A
Authority: JP
Inventors: 孝夫空元; 学大久保; 明夫横山; 正之小笹
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-05-10
Filing date: 2005-05-10
Publication date: 2011-01-05
Anticipated expiration: 2025-05-10
Also published as: JP2006319398A

Description

本発明は、通信機に使用する受信機およびその受信方法に関し、特に、低コストで、かつ、多様な周波数帯域に対応可能な受信機およびその受信方法に関する。

従来、通信機に使用する受信機については非特許文献１に開示されている。図１２は従来の受信機の構成を示すブロック図であり、従来のイメージ除去フィルタと時間離散帯域フィルタの１構成例である。図１２において、４７、４８はＲＦ周波数をＩＦ周波数に変換する周波数変換器、３は局部信号を発生する発振器、４９、５０は余分な高調波成分を除去するＬＰＦ、５１は信号の位相を９０度ずらす９０度移相器、５２は２つの信号Ｉ、Ｑを加算しイメージ信号を除去する加算器、５３はチャネル選択をする帯域フィルタである。

入力ＲＦ信号は発振器３からの直交する局部発振信号と周波数変換器４７、４８にてミキシングされ、２相信号Ｉ、Ｑ信号となる。その後、ＬＰＦ４９、５０を通過することにより周波数変換器４７、４８によって生ずる余分な高調波成分を除去する。また、２相信号の片方を９０度移相器５１に通した後、両信号を加算器５２で加算することによりイメージ信号の除去を行う。加算器５２の出力は周波数選択フィルタ５３に供給され、所望のＩＦ信号のみが選択される。

９０度移相器５１としてはコンデンサの両端電圧と抵抗の両端電圧が９０度位相の異なることを利用したＣＲ−ＲＣ回路が用いられる。しかし、９０度移相器の帯域幅が狭いため、コンデンサや抵抗の素子バラツキや９０度位相差を持つ２つの信号の振幅や位相誤差によりイメージリジェクション特性が劣化してしまう。そのため、９０度移相器の代わりとしてポリフェーズフィルタを用いられることが試みられている。

図１３に受動ポリフェーズフィルタの一例を示す。図１３において、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４は受動ポリフェーズフィルタの周波数特性を決める抵抗、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４は受動ポリフェーズフィルタの周波数特性を決める容量である。受動ポリフェーズフィルタはそれぞれＲ１１〜Ｒ１４とＣ１１〜Ｃ１４で構成されている。

図１４に受動ポリフェーズフィルタのイメージリジェクション特性の一例を示す。破線が所望信号入力時の周波数特性を表しており、これはオールパスフィルタの特性を示している。実線がイメージ信号入力時の周波数特性を表しており、これはノッチフィルタの特性を示している。所望信号とイメージ信号の特性差がイメージリジェクションである。

図１５に能動ポリフェーズフィルタの一例を示す。図１５において、Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ１ｃは能動ポリフェーズフィルタの周波数特性を決める抵抗、Ｃ１ａは能動ポリフェーズフィルタの周波数特性を決める容量、５４、５５はオペアンプである。入力Ｉ，−Ｉ，Ｑ，−Ｑの信号はそれぞれ振幅が等しく位相が０度、−１８０度、９０度、−９０度である。

図１６に能動ポリフェーズフィルタのイメージリジェクション特性の一例を示す。破線が所望信号入力時の周波数特性を表しており、これはバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）の特性を示している。実線はイメージ信号入力時の周波数特性を表しており、これはローパスフィルタの特性を示している。所望信号とイメージ信号の特性差がイメージリジェクションである。また、能動ポリフェーズフィルタは帯域外信号を除去する作用を有しており、チャネルフィルタの一部としても利用可能である。
Sharzad Tadjpour 他３名 "[A 900-MHz Dual- Conversion Low-IF GSM Receiver in 0.35-μm CMOS] ISSCC VOL.36.NO12.December.2001

従来、通信機に使用する受信機において、受信機のコスト削減と受信基板面積削減をする場合、受動部品である時間離散帯域フィルタを低コストで高性能に集積化しなければならない。また、ポリフェーズフィルタもさまざまな周波数帯域に対応できるようにしなければならないという課題もある。

例えばラジオ受信機では入力受信信号帯域が広く、また、ＡＭ信号やＦＭ信号などの異なる変調方式の信号を入力する場合もある。したがって、さまざまな周波数帯域に対して所望信号のみを増幅するために複数のチャネルフィルタが必要である。すなわち、図１７に示すように、周波数帯域によって異なる特性が要請されることになる。その結果、受信機のコストや実装面積の削減が難しくなる。

本発明は、上記事情に鑑みて成されたものであり、受信機のコスト削減と受信基板面積削減のため、受動部品である時間離散帯域フィルタを低コストで高性能に集積化することができる受信機およびその受信方法を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は、さまざまな周波数帯域に対応できるポリフェーズフィルタを備えた受信機およびその受信方法を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明は、ＲＦ信号および第１の基準信号を入力し、多相の中間周波信号を出力する周波数変換器と、中間周波信号を入力し、イメージ除去して出力する、互いに異なる第１の信号の周波数帯域および第２の信号の周波数帯域の両方に対応可能なポリフェーズフィルタと、第２の基準信号を入力し、周波数帯域に応じて分周比を変化させて出力する第１の可変分周器と、第１の可変分周器の出力信号に基づいてポリフェーズフィルタの周波数特性を調整するチューニング回路と、第１の可変分周器の出力信号に基づいて帯域幅を設定し、イメージ除去された中間周波信号の中から所望の信号を選択する、前記第１の信号の周波数帯域および前記第２の信号の周波数帯域の両方に対応可能な時間離散フィルタとを備え、前記ポリフェーズフィルタは、抵抗とＭＯＳのＯＮ抵抗からなる可変抵抗で構成される受信機であることを第１の特徴とする。

本発明の第２の特徴は、ＲＦ信号および第１の基準信号を入力し、多相の中間周波信号を出力する周波数変換器と、中間周波信号を入力し、イメージ除去して出力する、互いに異なる第１の信号の周波数帯域および第２の信号の周波数帯域の両方に対応可能なポリフェーズフィルタと、第２の基準信号を入力し、周波数帯域に応じて分周比を変化させて出力する第１の可変分周器と、第２の基準信号および第１の可変分周器の出力信号の両方に基づいてポリフェーズフィルタの周波数特性を調整するチューニング回路と、第１の可変分周器の出力信号に基づいて帯域幅を設定し、イメージ除去された中間周波信号の中から所望の信号を選択する、前記第１の信号の周波数帯域および前記第２の信号の周波数帯域の両方に対応可能な時間離散フィルタとを備え、前記ポリフェーズフィルタは、抵抗とＭＯＳのＯＮ抵抗からなる可変抵抗で構成される受信機であることである。

ここで、「第１の基準信号」および「第２の基準信号」は同一の信号であっても異なる信号であっても構わない。これら基準信号は、例えば、発振器から出力される信号である。イメージ除去する「第１のフィルタ」は、例えば、受動または能動ポリフェーズフィルタで構成され、「第２のフィルタ」は、例えば、時間離散帯域フィルタで構成される。

本発明の特徴によれば、受信機のコスト削減と受信基板面積削減のため、受動部品である時間離散帯域フィルタを低コストで高性能に集積化することができ、ポリフェーズフィルタも様々な周波数帯域に対応することが可能となる。

本発明によれば、外部フィルタを使用することなくイメージリジェクションやチャネル選択が可能な受信機およびその受信方法を提供することができる。

本発明によれば、高密度、低消費電力、低コストかつ高精度のフィルタ特性を有する受信機およびその受信方法を提供することができる。

以下図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。

（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態における受信機の構成を示すブロック図である。図１において、１、２はＲＦ周波数をＩＦ周波数に変換する周波数変換器、３は発振器、４はイメージ信号を除去するポリフェーズフィルタ、５は入力周波数帯域に対応してポリフェーズフィルタ４の周波数特性を変更するチューニング回路、６は発振器３の信号周波数を入力周波数帯域により可変できる可変分周器、７はチャネル選択をする時間離散帯域フィルタである。

図１を用いて本実施形態の受信機の動作について説明する。入力ＲＦ信号は、発振器３からの直交する局部発振信号と周波数変換器１、２にてミキシングされ、位相がそれぞれ９０度ずれた同一振幅の４相信号Ｉ，−Ｉ，Ｑ，−Ｑ信号が出力される。この信号はポリフェーズフィルタ４に供給され、イメージ信号の除去が行われる。ポリフェーズフィルタ４の出力は時間離散帯域フィルタ７に供給され、所望のＩＦ信号のみが選択される。

一方、発振器３の信号は可変分周器６にも入力される。可変分周器６の分周比は周波数帯域（ＡＭ、ＦＭなど）により変わるため、出力信号の周波数は入力周波数帯域により変化する。この出力信号に基づいて時間離散帯域フィルタ７の周波数特性の選択を行う。同様に、この出力信号をチューニング回路５で使うことにより、ポリフェーズフィルタ４の周波数特性の選択を行うことができる。

時間離散帯域フィルタ７はスイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）で構成することができる。その大きな利点は、クロック周波数（可変分周器６の出力信号）を変えることによって、周波数特性を選択することができる点である。また、ＳＣＦと同様に、チューニング回路５を使うことで、クロック周波数の変化に対応して、ポリフェーズフィルタ４の周波数特性を選択することができる。

なお、本実施形態では発振器３の出力信号を周波数変換器１、２と可変分周器６の入力信号としたが、周波数変換器１、２と可変分周器６の入力信号は別々の発振器でもよい。

図２に図１のチューニング回路５の構成を示す。図２において、８は周波数を変更する分周器、９は位相を９０度ずらす可変移相器、１０は２つの信号の位相差を比較する位相比較器、１１はパルス数をカウントするアップダウンカウンタ、１２はデータを保持するラッチ回路、１３はアップダウンカウンタ１１の値から可変移相器９の位相を変化させる制御回路である。

図２を用いて図１のチューニング回路５の動作について説明する。発振器３の信号は可変分周器６に入力される。可変分周器６の分周比は周波数帯域（ＡＭ、ＦＭなど）により変わるため、出力信号の周波数は入力周波数帯域により変化する。可変分周器６からの出力信号は分周器８でポリフェーズフィルタ４のノッチ周波数f01＝1/(2πR11*C11)(１次の受動ポリフェーズフィルタの時)に等しくなるように分周される。そして、可変移相器９を通し、位相を９０度ずらされる。分周器８、可変移相器９および可変分周器６のそれぞれの出力信号を位相比較器１０に与えることにより、分周器８と可変移相器９の位相差を可変分周器６のパルス数で表すことができる。アップダウンカウンタ１１でこのパルス数をカウントし、チューニングか完了したかどうかを判定する。ラッチ回路１２ではチューニングが完了した後のアップダウンカウンタ１１でカウントしたデータを保持する。そして、このデータを制御回路１３を通し、この制御回路１３の出力に基づいて可変移相器９の位相を制御することにより、チューニングを可能にする。

ここで可変移相器９は抵抗と容量によるばらつきや周波数特性がずれている時は９０度からずれた値になるため、この位相差が９０度になるようにチューニングされる。図３に各ブロックの動作状態を示す。チューニング回路５は目標とするカウント数との比較を行い、カウント数が目標とするカウント数に近づいた時点で制御回路１３の感度を落とす機能を有する。また、目標とするカウント数になるとチューニング回路５内のラッチ回路１２と制御回路１３以外の回路をオフし、消費電力の削減を行う。

図４に図１のチューニング回路５の他の構成を示す。図４において、１４はポリフェーズフィルタ４のカットオフ周波数と同じ周波数の信号を出力するＶＣＯである。

発振器３の信号は可変分周器６に入力される。可変分周器６の分周比は周波数帯域（ＡＭ、ＦＭなど）により変わるため、出力信号の周波数は入力周波数帯域により変化する。可変分周器６からの出力信号は分周器８でポリフェーズフィルタ４のノッチ周波数f01＝1/(2πR11*C11)(１次の受動ポリフェーズフィルタの時)に等しくなるように分周される。ＶＣＯ１４はポリフェーズフィルタ４のノッチ周波数を決める抵抗と容量（この例ではR11,C11）で構成され、ノッチ周波数に等しい信号を出力する。分周器８、ＶＣＯ１４および可変分周器６のそれぞれの出力信号を位相比較器１０に与えることにより、分周器８とＶＣＯ１４の位相差を可変分周器６のパルス数で表すことができる。アップダウンカウンタ１１でこのパルス数をカウントし、チューニングか完了したかどうかを判定する。ラッチ回路１２ではチューニングが完了した後のアップダウンカウンタ１１でカウントしたデータを保持する。そして、このデータを制御回路１３に通し、この制御回路１３の出力に基づいてＶＣＯ１４を制御することにより、チューニングを可能にする。

ここでＶＣＯ１４は抵抗と容量によるばらつきや周波数特性がずれている時は周波数または位相が分周器８の出力信号とずれた値になるので、この差がなくなるようにチューニングされる。チューニング回路は目標とするカウント数との比較を行い、カウント数が目標とするカウント数に近づいた時点で制御回路１３の感度を落とす機能を有する。また目標とするカウント数になるとチューニング回路のラッチ回路１２と制御回路１３以外の回路をオフし消費電力の削減を行う。

（第２の実施形態）
図５は本発明の第２の実施形態における受信機の構成を示すブロック図である。図５において、入力ＲＦ信号は、発振器３からの直交する局部発振信号と周波数変換器１、２にてミキシングされ、位相がそれぞれ９０度ずれた同一振幅の４相信号Ｉ，−Ｉ，Ｑ，−Ｑ信号が出力される。この信号はポリフェーズフィルタ４に供給され、イメージ信号の除去が行われる。ポリフェーズフィルタ４の出力は時間離散帯域フィルタ７に供給され、所望のＩＦ信号のみが選択される。

発振器３の信号は可変分周器６にも入力される。可変分周器６の分周比は周波数帯域（ＡＭ、ＦＭなど）により変わるため、出力信号の周波数は入力周波数帯域により変化する。この出力信号に基づいて時間離散帯域フィルタ７の周波数特性を選択する。同様に、ポリフェーズフィルタ４の周波数特性の選択も、この出力信号と発振器３の出力信号を入力するチューニング回路５により行われる。

図６に図５のチューニング回路５の構成を示す。図６において、１５は入力周波数帯域に応じて発振器３の信号の周波数を可変できる可変分周器である。

発振器３の信号は可変分周器６に入力される。可変分周器６の分周比は周波数帯域（ＡＭ、ＦＭなど）により変わるため、出力信号の周波数は入力周波数帯域により変化する。この信号は分周器８でポリフェーズフィルタ４のノッチ周波数f01＝1/(2πR11*C11)(１次の受動ポリフェーズフィルタの時)に等しくなるように分周され、可変移相器９を通すことで、位相が９０度ずらされる。分周器８、可変移相器９および発振器３のそれぞれの出力信号を可変分周器１５で分周した出力信号を位相比較器１０に与えることにより、分周器８と可変移相器９の位相差を可変分周器１５のパルス数で表すことができる。アップダウンカウンタ１１でこのパルス数をカウントし、チューニングが完了したかどうかを判定する。

ラッチ回路１２ではチューニングが完了した後のアップダウンカウンタ１１でカウントしたデータを保持する。そして、このデータを制御回路１３に通し、この制御回路１３の出力に基づいて可変移相器９の位相を制御することにより、チューニングを可能にする。

ここで、可変移相器９と分周器８の信号の位相差をカウントする信号を可変分周器６からではなく発振器３から取ることにより精度を上げることができる。ただし、発振器３の信号をそのまま使用したのでは入力周波数帯域による周波数変化でアップダウンカウンタ１１のチューニング完了パルス数が変わることになる。それを避けるため、可変分周器１５を追加し、可変分周器６と可変分周器１５の分周比は入力周波数帯域に対して同じ比率で変化させるようにする。このとき可変分周器６の一番低い分周比のときに、可変分周器１５の分周比を１に設定することが重要である。チューニング回路は目標とするカウント数との比較を行い、カウント数が目標とするカウント数に近づいた時点で制御回路１３の感度を落とす機能を有する。また目標とするカウント数になるとチューニング回路のラッチ回路１２と制御回路１３以外の回路をオフし消費電力の削減を行う。

図７に可変選択フィルタの一例を示す。図７において、４２、４３、４４、４５は容量選択回路網で、必要な入力周波数帯域により、容量値は選択され、またＳＷには必要な周波数に選択されたクロックが供給される。図７では積分器、もしくは１次の基本フィルタが構成可能であり、コンデンサ網の選択と、クロックの周波数選択にて所望の選択特性を有するフィルタを構成することができる。同様に２次以上の高次のフィルタの構成も同様に可能である。４６はオペアンプであり、どのフィルタに対しても共通で使用する。このことによって電力削減とコスト削減が可能となる。

図８はポリフェーズフィルタ４（受動ポリフェーズフィルタ）の構成例である。この例では、可変抵抗１６〜１９を抵抗とＭＯＳのＯＮ抵抗で構成されている。

図９はポリフェーズフィルタ４（能動ポリフェーズフィルタ）の構成例である。この例では、可変抵抗２０〜３１を抵抗とＭＯＳのＯＮ抵抗で構成されている。

図１０は可変移相器９の構成例である。図１０において、３５は可変移相器９の位相を制御する可変抵抗である。この可変移相器９は抵抗とＭＯＳのＯＮ抵抗で構成されており、抵抗値は
抵抗値Rv=R+1/(W/L*μ*(Vdac−Vt))
で表される。ここでVdacは制御回路１３の出力電圧であり、この電圧で可変移相器９の抵抗を変化させ、チューニングを行っている。この可変移相器９の伝達関数は
H=(-s+1/(C*Rv))/(s+1/(C*Rv))
であり、位相差が９０度になる周波数は
f=1/(2*π*C*Rv)
となる。ここで可変抵抗Rv= R+1/(W/L*μ*(Vdac−Vt))を上記式に代入すると
f=1/(2*π*C* (R+1/(W/L*μ*(Vdac−Vt))))
と表される。この式より可変移相器９のチューニング範囲はVdacの電圧範囲を上記式に代入することにより求めることができる。またチューニング精度は制御回路の精度（ＤＡＣを使う場合はビット数）および可変分周器６と分周器８の出力周波数の比率の精度の悪い方に制限される。可変分周器６と分周器８により決定されるチューニング精度は
f=2*π/tan(f13/(f21*360))
より求めることができる。ここでf13は可変分周器６の周波数、f21は分周器８の周波数である。

チューニングの完了は分周器８と可変移相器９の位相差が９０度のときの可変分周器６のパルス数であり、下記式により決定する。

チューニング完了パルス数＝f13/(4*f21)
ここで使われる可変抵抗は、図６で使われている抵抗と容量は同じものである必要がある。

図１１にＶＣＯの構成例を示す。図１１において、３７、３８、３９、４０はＶＣＯの発振周波数を可変できる可変抵抗である。図１１で使われている全抵抗と全容量値はポリフェーズフィルタのノッチ周波数（受動ポリフェーズフィルタの場合）を決定する抵抗と容量と同じ値に設定されている。

本発明にかかる受信機は、外部フィルタを使用することなくイメージリジェクションやチャネル選択が可能であり、またさまざまな入力周波数帯域、信号の周波数特性に対して、高密度、低消費電力、低コストかつ高精度のフィルタ特性を有し、低コストで高性能な受信機として有用である。また、他の受信機にも応用できる。

本発明の第１の実施形態の受信機の構成を示すブロック図本発明の第１の実施形態のチューニング回路の構成を示すブロック図本発明の第１の実施形態のチューニング回路の動作を説明する図本発明の第１の実施形態のチューニング回路の他の構成を示すブロック図本発明の第２の実施形態の受信機の構成を示すブロック図本発明の第２の実施形態のチューニング回路の構成を示すブロック図本発明の可変選択フィルタの構成例を示す回路図本発明の受動ポリフェーズフィルタの構成例を示す回路図本発明の能動ポリフェーズフィルタの構成例を示す回路図本発明の可変移相器の構成例を示す回路図本発明のＶＣＯの構成例を示す回路図従来の受信機の構成を示すブロック図従来の受動ポリフェーズフィルタの構成を示すブロック図従来の受動ポリフェーズフィルタの周波数特性を示す図従来の能動ポリフェーズフィルタの構成を示す回路図従来の能動ポリフェーズフィルタの周波数特性を示す図従来のポリフェーズフィルタの受信モードによる周波数特性を示す図

符号の説明

１、２、４７、４８周波数変換器
３発振器
４ポリフェーズフィルタ
５チューニング回路
６、１５可変分周器
７、５３時間離散帯域フィルタ
８分周器
９可変移相器
１０位相比較器
１１アップダウンカウンタ
１２ラッチ回路
１３制御回路
１４ＶＣＯ（電圧制御発振器）
１６〜１９、２０〜３１可変抵抗
３２、３３、４１、４６、５４、５５オペアンプ
３４インバータ回路
３６容量
４２、４３、４４、４５コンデンサ選択網
５１９０度移相器
５２加算器

Claims

ＲＦ信号および第１の基準信号を入力し、多相の中間周波信号を出力する周波数変換器と、
該中間周波信号を入力し、イメージ除去して出力する、互いに異なる第１の信号の周波数帯域および第２の信号の周波数帯域の両方に対応可能なポリフェーズフィルタと、
第２の基準信号を入力し、周波数帯域に応じて分周比を変化させて出力する第１の可変分周器と、
該第１の可変分周器の出力信号に基づいて前記ポリフェーズフィルタの周波数特性を調整するチューニング回路と、
前記第１の可変分周器の出力信号に基づいて帯域幅を設定し、イメージ除去された中間周波信号の中から所望の信号を選択する、前記第１の信号の周波数帯域および前記第２の信号の周波数帯域の両方に対応可能な時間離散フィルタとを備え、
前記ポリフェーズフィルタは、抵抗とＭＯＳのＯＮ抵抗からなる可変抵抗で構成されることを特徴とする受信機。
ＲＦ信号および第１の基準信号を入力し、多相の中間周波信号を出力する周波数変換器と、
該中間周波信号を入力し、イメージ除去して出力する、互いに異なる第１の信号の周波数帯域および第２の信号の周波数帯域の両方に対応可能なポリフェーズフィルタと、
第２の基準信号を入力し、周波数帯域に応じて分周比を変化させて出力する第１の可変分周器と、
前記第２の基準信号および第１の可変分周器の出力信号の両方に基づいて前記ポリフェーズフィルタの周波数特性を調整するチューニング回路と、
前記第１の可変分周器の出力信号に基づいて帯域幅を設定し、イメージ除去された中間周波信号の中から所望の信号を選択する、前記第１の信号の周波数帯域および前記第２の信号の周波数帯域の両方に対応可能な時間離散フィルタとを備え、
前記ポリフェーズフィルタは、抵抗とＭＯＳのＯＮ抵抗からなる可変抵抗で構成されることを特徴とする受信機。
前記チューニング回路は、
前記第１の可変分周器に接続する分周器と、
該分周器に接続する可変移相器と、
前記第１の可変分周器の出力信号に同期して、前記分周器および可変移相器の出力信号の位相差をパルス数で表示して出力する比較器と、
該パルス数をカウントするカウンタ回路と、
該カウンタ回路のカウント数を保持するラッチ回路と、
該ラッチ回路に接続し、前記カウント数に基づき前記可変移相器の特性を制御する制御回路と
を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
前記チューニング回路は、
前記第１の可変分周器に接続する分周器と、
電圧制御発振器と、
前記第１の可変分周器の出力信号に同期して、前記分周器および電圧制御発振器の出力信号の位相差をパルス数で表示して出力する比較器と、
該パルス数をカウントするカウンタ回路と、
該カウンタ回路のカウント数を保持するラッチ回路と、
該ラッチ回路に接続し、前記カウント数に基づき前記電圧制御発振器の特性を制御する制御回路と
を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
前記チューニング回路は、
前記第１の可変分周期に接続する分周器と、
該分周器に接続する可変移相器と、
前記第２の基準信号を入力し、周波数帯域に応じて分周比を変化させて出力する第２の可変分周器と、
前記第２の可変分周器の出力信号に同期して、前記分周器および可変移相器の出力信号の位相差をパルス数で表示して出力する比較器と、
該パルス数をカウントするカウンタ回路と、
該カウンタ回路のカウント数を保持するラッチ回路と、
該ラッチ回路に接続し、前記カウント数に基づき前記可変移相器の特性を制御する制御回路と
を備えることを特徴とする請求項２に記載の受信機。
前記ポリフェーズフィルタは、受動ポリフェーズフィルタ、能動ポリフェーズフィルタまたは能動ポリフェーズフィルタおよび受動ポリフェーズフィルタの組合せのいずれかで構成されることを特徴とする請求項１または２に記載の受信機。
前記可変移相器は、抵抗、容量およびインバータ回路で構成され、該抵抗および容量のいずれか一方が位相調整用素子であることを特徴とする請求項３または５に記載の受信機。
前記制御回路は、ＤＡＣで構成されることを特徴とする請求項７に記載の受信機。
前記比較器は、３入力ＡＮＤ回路で構成されることを特徴とする請求項３、４または５に記載の受信機。
前記制御回路は、前記カウント数が目標数に近づくと、前記可変移相器の位相感度を落とすように構成されていることを特徴とする請求項３または５に記載の受信機。
前記チューニング回路は、前記カウント数が目標数に達した時、前記ラッチ回路および制
御回路以外の回路をオフすることを特徴とする請求項３または５に記載の受信機。