JP2009124654A - サンプリングミキサ型受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】ＳＣＦ回路の回路規模を拡大せず、受信高周波信号の周波数に応じて自システム帯域内に存在するイメージ信号を抑圧するサンプリングミキサ型受信機を提供する。
【解決手段】受信高周波信号のサンプリング周波数をｎ分の１（ｎは正の整数）にデシメートするデシメーション処理を施すサンプリングミキサを備えたサンプリングミキサ型受信機であって、サンプリングミキサより前段に可変フィルタ部を備え、可変フィルタ部は、制御部から供給される制御電圧信号に基づいて、デシメーション処理によるイメージ信号の周波数に所望の減衰量が得られるように、減衰極の周波数を変化させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、地上デジタルテレビ放送や携帯電話などの受信機に関し、より特定的には、イメージ信号を抑圧するサンプリングミキサ型受信機に関する。

地上デジタルテレビ放送や携帯電話などでは、デジタル変調を用いて信号の送受信が行われている。このため、受信機では受信した受信高周波信号をアナログ−デジタル変換器（以降、「ＡＤＣ」と称す）でデジタル信号に変換し、そのデジタル信号を演算処理することにより復調を行っている。ＡＤＣは、動作周波数が高くなるにつれ消費電力が増加するため、受信機では周波数変換器（以降、「ミキサ」と称す）で受信高周波信号の周波数を低い周波数に変換する。このように、受信機では、ＡＤＣの動作周波数を低くし、消費電力を低減することが一般的である。また、周波数変換の方法としては、受信高周波信号の周波数と局部発振信号（以降、「Ｌｏ信号」と称す）の周波数との差の周波数である中間周波信号（以降、「ＩＦ信号」と称す）を出力する、スーパーヘテロダイン方式が広く用いられている。

図６は、従来技術におけるスーパーヘテロダイン型受信機６００のブロック構成図である。スーパーヘテロダイン型受信機６００は、アンテナ６０１、入力フィルタ６０２、低雑音高周波増幅器（以降、「ＬＮＡ」と称す）６０３、段間フィルタ６０４、ミキサ６０５、局部発振部６０６、中間周波増幅回路（以降、「ＩＦ回路」と称す）６０７、およびＡＤＣ６０８により構成される。

アンテナ６０１で受信した受信高周波信号は、入力フィルタ６０２を介してＬＮＡ６０３に入力される。入力フィルタ６０２は、ＬＮＡ６０３に悪影響を及ぼす妨害波を抑圧するために設けられており、他の通信システムの送受電波によるＬＮＡ６０３の飽和などを低減している。ＬＮＡ６０３で増幅された受信高周波信号は、段間フィルタ６０４を介してミキサ６０５に入力される。ミキサ６０５では、ミキサ６０５に入力された受信高周波信号が、局部発振部６０６からのＬｏ信号と混合され、受信高周波信号の周波数とＬｏ信号の周波数との差の周波数に変換される。ミキサ６０５によって周波数変換された受信高周波信号は、ＩＦ信号として出力され、ＩＦ回路６０７で増幅される。ＩＦ回路６０７で増幅されたＩＦ信号は、ＡＤＣ６０８でデジタル信号に変換される。

図７は、スーパーヘテロダイン型受信機６００における受信高周波信号、Ｌｏ信号、およびイメージ信号の周波数関係を示す図である。受信高周波信号７０１の周波数をＣ、およびＬｏ信号７０２の周波数をＬｏとした場合、受信高周波信号７０１の周波数ＣとＬｏ信号７０２の周波数Ｌｏとの差（Ｌｏ−Ｃ）が、ＩＦ信号の周波数となる。第１のイメージ信号７０３は、Ｌｏ信号７０２の周波数ＬｏにＩＦ信号の周波数分（Ｌｏ−Ｃ）を加えた周波数である。さらに、第２のイメージ信号７０５および第３のイメージ信号７０６は、周波数がＬｏ信号の２倍である２倍のＬｏ信号７０４に対して、それぞれ±ＩＦ信号の周波数となっている。また、図示はしていないが、Ｌｏ信号の３倍の周波数以降、Ｌｏ信号の整数倍の周波数に対して、それぞれ±ＩＦ信号の周波数がイメージ信号となることは言うまでもない。

近年では、ＩＦ信号の周波数を数百ＫＨｚ以下の低い周波数とする低ＩＦ出力方式が主流となりつつある。低ＩＦ出力方式は、受信高周波信号７０１の周波数と第１のイメージ信号７０３の周波数との差を１ＭＨｚ程度とし、受信高周波信号７０１と第１のイメージ信号７０３とがほぼ同じ電力となることを利用する。これによって、スーパーヘテロダイン型受信機６００は、ＩＦ回路６０７で増幅されたＩＦ信号をＡＤＣ６０８でデジタル信号に変換し、その後デジタル演算処理によりイメージ信号成分を除去する。また、現在運用されているほとんどの放送、または携帯電話などの通信システムでは、Ｌｏ信号の２倍以上の周波数の信号が自システム帯域内に存在することはない。従って、イメージ信号は全て自システム帯域外となるため、スーパーヘテロダイン型受信機６００は、段間フィルタ６０４を固定の帯域通過フィルタや低域通過フィルタで構成することができ、更には段間フィルタ６０４を設けず入力フィルタ６０２のみの構成にすることもできる。

近年、地上デジタルテレビ放送や携帯電話のフロントエンド回路はＬＳＩへの集積化が活発となっており、復調回路を含めた１チップのフロントエンドＬＳＩも多く開発されている。ＬＳＩへの高集積化を牽引するのは半導体プロセスの飛躍的な微細化であり、それに伴いＬＳＩ内部の動作電圧も低くなりつつある。６５ｎｍプロセスでは、ＬＳＩ内部動作電圧は約１．２Ｖとなる。上述したスーパーヘテロダイン型受信機６００では、ミキサ６０５における低歪み特性が要求されるため、比較的高い動作電圧を必要とする。このため、微細プロセスを用いたＬＳＩに回路を集積する際に、ミキサ６０５への充分な動作電圧の供給がネックとなる。このような背景の下、半導体プロセスの微細化に伴うＬＳＩ内部の動作電圧の低電圧化に対応するために、サンプリングミキサを使用した受信機が開発されている。

図８は、従来技術におけるサンプリングミキサ型受信機８００のブロック構成図である。サンプリングミキサ型受信機８００は、アンテナ８０１、入力フィルタ８０２、ＬＮＡ８０３、段間フィルタ８０４、トランスコンダクタンス増幅器（以降、「ＴＡ」と称す）８０５、サンプリングミキサ８０６、局部発振部８０７、ＩＦ回路８０８、およびＡＤＣ８０９により構成される。なお、サンプリングミキサ８０６は、サンプリング回路８０６ａとスイッチド・キャパシタ・フィルタ回路（以降、「ＳＣＦ回路」と称す）８０６ｂとにより構成される。サンプリングミキサ型受信機８００において、ＴＡ８０５およびサンプリングミキサ８０６の構成が、図６に示したスーパーヘテロダイン型受信機６００と異なる点である。

アンテナ８０１で受信した受信高周波信号は、入力フィルタ８０２を介してＬＮＡ８０３に入力される。入力フィルタ８０２は、ＬＮＡ８０３に悪影響を及ぼす妨害波を抑圧するために設けられており、他の通信システムの送受電波によるＬＮＡ８０３の飽和などを低減している。ＬＮＡ８０３で増幅された受信高周波信号は、段間フィルタ８０４を介してＴＡ８０５に入力される。ＴＡ８０５は、入力された受信高周波信号を受信高周波電流信号に変換し、サンプリングミキサ８０６へ出力する。サンプリングミキサ８０６では、サンプリングミキサ８０６に入力された受信高周波電流信号が、先ずサンプリング回路８０６ａで、局部発振部８０７からのＬｏ信号と混合され、受信高周波信号の周波数とＬｏ信号の周波数との差の周波数に変換される。サンプリング回路８０６ａによって周波数変換された受信高周波信号は、サンプリング信号として、次段のＳＣＦ回路８０６ｂに入力される。ＳＣＦ回路８０６ｂでは、サンプリング信号にデシメーション処理が施され、サンプリング信号の周波数であるサンプリング周波数がｎ分の１（ｎは正の整数）にデシメートされる。このように、サンプリングミキサ８０６によって周波数変換された受信高周波信号は、ＩＦ信号として出力され、ＩＦ回路８０８で増幅される。ＩＦ回路８０８で増幅されたＩＦ信号は、ＡＤＣ８０９でデジタル信号に変換される。

サンプリングミキサ８０６は、複数のスイッチとコンデンサとで構成されており、スイッチのオンオフ切換えによってコンデンサへの蓄電と放電とを行う。これにより、サンプリングミキサ８０６は、周波数変換およびデシメーション処理を行うため、歪み特性に非常に優れている。また、スイッチにはトランジスタが用いられるが、このトランジスタはオンオフ切換え動作に用いられるため、１．２Ｖ程度の低い電圧で充分に動作させることができる。従って、このようなスイッチを備えたサンプリングミキサ８０６は、微細プロセスを用いたＬＳＩに回路を集積する際には非常に有効である。サンプリングミキサの詳細な回路構成や動作については、例えば、特許文献１および特許文献２などで公開されている。
米国特許出願公開第２００３／００３５４９９Ａ１号明細書 米国特許出願公開第２００５／０１０４６５４Ａ１号明細書

しかしながら、サンプリングミキサ型受信機８００において、ＳＣＦ回路８０６ｂでサンプリング周波数をｎ分の１（ｎは正の整数）にデシメートするデシメーション処理を施すことにより、先に述べたスーパーヘテロダイン型受信機６００におけるイメージ信号に加えて、自システム帯域内に別のイメージ信号が存在してしまう。当該イメージ信号は、Ｌｏ信号の周波数のｎ分の１の正の整数倍の周波数の信号に対して、それぞれ±ＩＦ信号の周波数となっている。

図９は、サンプリングミキサ型受信機８００における受信高周波信号、Ｌｏ信号、およびイメージ信号の周波数関係を示す図である。受信高周波信号９０１の周波数をＣ、およびＬｏ信号９０２の周波数をＬｏとした場合、受信高周波信号９０１の周波数ＣとＬｏ信号９０２の周波数Ｌｏとの差（Ｌｏ−Ｃ）が、ＩＦ信号の周波数となる。第１のイメージ信号９０３は、Ｌｏ信号９０２の周波数ＬｏにＩＦ信号の周波数分（Ｌｏ−Ｃ）を加えた周波数である。さらに、第２のイメージ信号９０５および第３のイメージ信号９０６は、周波数がＬｏ信号の２倍である２倍のＬｏ信号９０４に対して、それぞれ±ＩＦ信号の周波数となっている。ここまで述べた各信号に関しては、図７で述べたスーパーヘテロダイン型受信機６００における受信高周波信号、Ｌｏ信号、およびイメージ信号の周波数関係と同様である。

サンプリングミキサ型受信機８００においては、さらに、Ｌｏ信号の周波数Ｌｏに周波数（ｍ×Ｌｏ／ｎ）を加えた周波数｛Ｌｏ＋ｍ×（Ｌｏ／ｎ）｝の信号に対して、±ＩＦ信号の周波数がそれぞれイメージ信号となる。ここで、ｎは正の整数、ｍは１からｎ−１までの整数である。図９において、Ｌｏ信号９０２の周波数Ｌｏに周波数（Ｌｏ／ｎ）を加えた周波数｛Ｌｏ＋（Ｌｏ／ｎ）｝の信号９０７に対して、±ＩＦ信号の周波数が第４のイメージ信号９０８および第５のイメージ信号９０９となっている。さらに、周波数｛Ｌｏ＋２×（Ｌｏ／ｎ）｝の信号９１０に対して、±ＩＦ信号の周波数が第６のイメージ信号９１１および第７のイメージ信号９１２となっており、周波数｛Ｌｏ＋３×（Ｌｏ／ｎ）｝の信号９１３に対して、±ＩＦ信号の周波数が第８のイメージ信号９１４および第９のイメージ信号９１５となっている。また、図示はしていないが、Ｌｏ信号のＡ倍の周波数Ａ×Ｌｏに対して（Ａは２以上の整数）、周波数｛Ａ×Ｌｏ＋ｍ×（Ｌｏ／ｎ）｝もイメージ信号となる。さらに、周波数｛ｍ×（Ｌｏ／ｎ）｝もイメージ信号となる。

これにより、ＵＨＦ帯デジタルテレビ放送などのように広帯域でかつ周波数分割した複数のチャンネルを使用する放送や通信システムにおいては、イメージ信号が自システム帯域内に存在してしまうことになる。サンプリング回路８０６ａが周波数変換と同時に低域通過フィルタの特性を持ち合わせることを利用して、ＳＣＦ回路８０６ｂとの接続構成を工夫することにより、｛Ｌｏ＋ｍ×（Ｌｏ／ｎ）｝の周波数に減衰極を作り、イメージ信号をサンプリングミキサ８０６で抑圧する方法が、「日経エレクトロニクス ２００６ ８−２８号 ３０頁〜３１頁の記事」で開示されている。しかしながら、この方法でイメージ信号を抑圧する場合、サンプリングミキサ８０６内で減衰極を作成するためにＳＣＦ回路の規模が大きくなり、ＬＳＩへの集積化を妨げる要因となる。

それ故に、本発明の目的は、ＳＣＦ回路の回路規模の拡大になるためサンプリングミキサ内において減衰極を作成せず、サンプリングミキサより前段で受信高周波信号の周波数に応じて自システム帯域内に存在するイメージ信号を抑圧するサンプリングミキサ型受信機を提供することである。

上記目的の達成させるために、本発明のサンプリングミキサ型受信機は、受信高周波信号のサンプリング周波数をｎ分の１（ｎは正の整数）にデシメートするデシメーション処理を施すサンプリングミキサを備えたサンプリングミキサ型受信機であって、受信高周波信号を受信するアンテナと、アンテナで受信した受信高周波信号にデシメーション処理を施す際に発生するイメージ信号を抑圧する可変フィルタ部と、可変フィルタ部を制御する制御部と、可変フィルタ部でフィルタリングされた受信高周波信号の周波数を変換し、デシメーション処理を施し、中間周波信号として出力するサンプリングミキサと、受信高周波信号の周波数を変換するための局部発振信号を、サンプリングミキサに供給する局部発振部とを備え、制御部は、受信高周波信号に対応する局部発振周波数設定情報信号に基づいて定まる制御電圧信号を可変フィルタ部に与えることによって、可変フィルタ部を制御することを特徴とする。

好ましい可変フィルタ部は、少なくとも１個以上の容量素子と少なくとも１個以上のインダクタンス素子とを備える複数の直列共振トラップ回路で構成され、制御部から供給される制御電圧信号によって、直列共振トラップ回路の減衰極の周波数を変化させることを特徴とする。

好ましい直列共振トラップ回路は、少なくとも１個以上の容量素子のうち、少なくとも１個は電圧可変容量素子であることを特徴とするか、または直列共振トラップ回路は、複数の容量素子を備え、スイッチによって複数の容量素子の接続を切換えることを特徴とする。

好ましい可変フィルタ部は、制御電圧信号に基づいて、直列共振トラップ回路の減衰極の周波数がイメージ信号の周波数になるように、電圧可変容量素子の容量を変化させることを特徴とするか、または可変フィルタ部は、制御電圧信号に基づいて、直列共振トラップ回路の減衰極の周波数がイメージ信号の周波数になるように、スイッチの接続を切換えることを特徴とする。

上述のように、本発明のサンプリングミキサ型受信機によれば、ＳＣＦ回路の回路規模の拡大になるためサンプリングミキサ内において減衰極を作成せず、サンプリングミキサより前段で受信高周波信号の周波数に応じて自システム帯域内に存在するイメージ信号を抑圧することができる。

以下、本発明の一実施形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の一実施形態に係るサンプリングミキサ型受信機１００のブロック構成図である。サンプリングミキサ型受信機１００は、アンテナ１０１、入力フィルタ１０２、ＬＮＡ１０３、可変フィルタ部１０４、ＴＡ１０５、サンプリングミキサ１０６、局部発振部１０７、ＩＦ回路１０８、ＡＤＣ１０９、および制御部１１０により構成される。なお、サンプリングミキサ１０６は、サンプリング回路１０６ａとＳＣＦ回路１０６ｂとにより構成される。

アンテナ１０１で受信した受信高周波信号は、入力フィルタ１０２を介してＬＮＡ１０３に入力される。入力フィルタ１０２は、ＬＮＡ１０３に悪影響を及ぼす妨害波を抑圧するために設けられており、他の通信システムの送受電波によるＬＮＡ１０３の飽和などを低減している。ＬＮＡ１０３で増幅された受信高周波信号は、可変フィルタ部１０４を介してＴＡ１０５に入力される。ＴＡ１０５は、入力された受信高周波信号を受信高周波電流信号に変換し、サンプリングミキサ１０６へ出力する。サンプリングミキサ１０６では、サンプリングミキサ１０６に入力された受信高周波電流信号が、先ずサンプリング回路１０６ａで、局部発振部１０７からのＬｏ信号と混合され、受信高周波信号の周波数とＬｏ信号の周波数との差の周波数に変換される。サンプリング回路１０６ａによって周波数変換された受信高周波信号は、サンプリング信号として、次段のＳＣＦ回路１０６ｂに入力される。ＳＣＦ回路１０６ｂでは、サンプリング信号にデシメーション処理が施され、サンプリング信号の周波数であるサンプリング周波数がｎ分の１（ｎは正の整数）にデシメートされる。このように、サンプリングミキサ１０６によって周波数変換された受信高周波信号は、ＩＦ信号として出力され、ＩＦ回路１０８で増幅される。ＩＦ回路１０８で増幅されたＩＦ信号は、ＡＤＣ１０９でデジタル信号に変換される。

さらに詳しく説明すると、局部発振部１０７は、通常、電圧制御発振器（ＶＣＯ）とフェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ）、またはデジタル制御発振器（ＤＣＯ）とデジタル・フェーズ・ロックド・ループ（ＤＰＬＬ）などで構成されており、Ｌｏ周波数設定情報信号に基づいて、受信高周波信号の周波数に対応したＬｏ信号をサンプリングミキサ１０６へ供給している。制御部１１０は、Ｌｏ周波数設定情報信号に基づいて、可変フィルタ部１０４を制御している。制御部１１０によって、受信高周波信号の周波数とＬｏ信号の周波数と上記ｎの値とにより周波数が定まるイメージ信号を抑圧する可変フィルタ部１０４の減衰極が設定される。

可変フィルタ部１０４は、複数の直列共振トラップ回路で構成され、直列共振トラップ回路は、少なくとも１個以上の容量素子と少なくとも１個以上のインダクタンス素子とから構成される。可変フィルタ部１０４に用いるフィルタ回路は、減衰極の周波数を変化させるために、以下に示すような回路構成によって実現される。

直列共振トラップ回路を構成する容量素子に電圧可変容量素子を用いたフィルタ回路の構成例について説明する。図２は、可変フィルタ部１０４に用いるフィルタ回路２００の回路図である。フィルタ回路２００において、入力端子２０１と出力端子２０２との間に、順に第１のインダクタ２０７と第２のインダクタ２０８と第３のインダクタ２０９とが直列接続されている。入力端子２０１と第１のインダクタ２０７との接続点Ｐ１に第４のインダクタ２１０の一方端が接続され、第４のインダクタ２１０の他方端には第１のコンデンサ２１１の一方端が接続されている。第１のコンデンサ２１１の他方端には、第１のバラクタダイオード２１２のカソードが接続され、第１のバラクタダイオード２１２のアノードは接地されている。このように、第４のインダクタ２１０と第１のコンデンサ２１１と第１のバラクタダイオード２１２とは、第１の直列共振トラップ回路を形成している。

さらに、第１の直列共振トラップ回路と同様に、第２の直列共振トラップ回路は、第５のインダクタ２１３と第２のコンデンサ２１４と第２のバラクタダイオード２１５とで構成され、第３の直列共振トラップ回路は、第６のインダクタ２１６と第３のコンデンサ２１７と第３のバラクタダイオード２１８とで構成され、第４の直列共振トラップ回路は、第７のインダクタ２１９と第４のコンデンサ２２０と第４のバラクタダイオード２２１とで構成されている。第２〜第４の直列共振トラップ回路は、それぞれ第１のインダクタ２０７と第２のインダクタ２０８との接続点Ｐ２、第２のインダクタ２０８と第３のインダクタ２０９との接続点Ｐ３、第３のインダクタ２０９と出力端子２０２との接続点Ｐ４に接続されている。このように、フィルタ回路２００は、４段の直列共振トラップ回路の並列接続を構成している。

さらに、第１の減衰極制御電圧信号入力端子２０３が、第１の抵抗器２２２を介して、第１のコンデンサ２１１と第１のバラクタダイオード２１２との接続点Ｐ５に接続されている。制御部１１０は、Ｌｏ周波数設定情報信号に基づき、受信高周波信号の周波数とＬｏ信号の周波数とサンプリングミキサ１０６のデシメーション処理とにより定まる、自システム内に存在するイメージ信号の周波数を判断する。制御部１１０は、前述の判断に基づき、当該イメージ信号の周波数と第１の直列共振トラップ回路の減衰極の周波数とが一致するように、第１の減衰極制御電圧入力端子２０３に制御電圧信号を供給する。このように、制御部１１０が第１の減衰極制御電圧入力端子２０３に印加する制御電圧信号を変化させることによって、第１の直列共振トラップ回路の減衰極の周波数を変化させることができる。

同様に、第２の減衰極制御電圧入力端子２０４が、第２の抵抗器２２３を介して、第２のコンデンサ２１４と第２のバラクタダイオード２１５との接続点Ｐ６に接続され、第３の減衰極制御電圧入力端子２０５が、第３の抵抗器２２４を介して、第３のコンデンサ２１７と第３のバラクタダイオード２１８との接続点Ｐ７に接続され、第４の減衰極制御電圧入力端子２０６が、第４の抵抗器２２５を介して、第４のコンデンサ２２０と第４のバラクタダイオード２２１との接続点Ｐ８に接続されている。制御部１１０が、Ｌｏ周波数設定情報信号に基づいて、第２の減衰極制御電圧入力端子２０４〜第４の減衰極制御電圧入力端子２０６にそれぞれ制御電圧信号を供給する。このように、制御部１１０が、第２の減衰極制御電圧入力端子２０４に印加する制御電圧信号を変化させることによって、第２の直列共振トラップ回路の減衰極の周波数を変化させることができる。また、第３の減衰極制御電圧入力端子２０５に印加する制御電圧信号を変化させることによって、第３の直列共振トラップ回路の減衰極の周波数を変化させることができる。また、第４の減衰極制御電圧入力端子２０６に印加する制御電圧信号を変化させることによって、第４の直列共振トラップ回路の減衰極の周波数を変化させることができる。

なお、図２に示したフィルタ回路２００は、４段の直列共振トラップ回路の並列接続の構成であるが、直列共振トラップ回路の段数はこれに限るものではない。また、第１の抵抗器２２２、第２の抵抗器２２３、第３の抵抗器２２４、第４の抵抗器２２５の代わりに抵抗器とコンデンサの組合せ等により構成される積分器を配置しても構わない。この場合、それぞれの減衰極制御電圧入力端子２０３、２０４、２０５、２０６に、ＰＷＭ信号を制御電圧信号として印加し、ＰＷＭ信号のパルス幅とパルス間隔とを変化させることによって、それぞれの直列共振トラップ回路の減衰極の周波数を変化させることができる。

次に、直列共振トラップ回路を構成する容量素子をスイッチによって切換え、選択的に容量値を設定できるフィルタ回路の構成例について説明する。図３は、可変フィルタ部１０４に用いるフィルタ回路３００の回路図である。フィルタ回路３００において、入力端子３０１と出力端子３０２との間に、順に第１のインダクタ３０７と第２のインダクタ３０８と第３のインダクタ３０９とが直列接続されている。入力端子３０１と第１のインダクタ３０７との接続点Ｑ１に第４のインダクタ３１０の一方端が接続され、第４のインダクタ３１０の他方端には第１のコンデンサ３１１の一方端が接続されている。第１のコンデンサ３１１の他方端には、第１のスイッチ３１２の入力端子ａが接続されている。第１のスイッチ３１２の第１の出力端子ｂには第２のコンデンサ３１３の一方端が接続され、第２の出力端子ｃには第３のコンデンサ３１４の一方端が接続され、第３の出力端子ｄには第４のコンデンサ３１５の一方端が接続されている。なお、第２のコンデンサ３１３、第３のコンデンサ３１４、および第４のコンデンサ３１５のそれぞれの他方端は接地されている。このように、第４のインダクタ３１０と第１のコンデンサ３１１と第１のスイッチ３１２と第２のコンデンサ３１３と第３のコンデンサ３１４と第４のコンデンサ３１５とは、第１の直列共振トラップ回路を形成している。

さらに、第１の直列共振トラップ回路と同様に、第２の直列共振トラップ回路は、第５のインダクタ３１６と第５のコンデンサ３１７と第２のスイッチ３１８と第６のコンデンサ３１９と第７のコンデンサ３２０と第８のコンデンサ３２１とで構成され、第３の直列共振トラップ回路は、第６のインダクタ３２２と第９のコンデンサ３２３と第３のスイッチ３２４と第１０のコンデンサ３２５と第１１のコンデンサ３２６と第１２のコンデンサ３２７とで構成され、第４の直列共振トラップ回路は、第７のインダクタ３２８と第１３のコンデンサ３２９と第４のスイッチ３３０と第１４のコンデンサ３３１と第１５のコンデンサ３３２と第１６のコンデンサ３３３とで構成されている。第２〜第４の直列共振トラップ回路は、それぞれ第１のインダクタ３０７と第２のインダクタ３０８との接続点Ｑ２、第２のインダクタ３０８と第３のインダクタ３０９との接続点Ｑ３、第３のインダクタ３０９と出力端子３０２との接続点Ｑ４に接続されている。このように、フィルタ回路３００は、４段の直列共振トラップ回路の並列接続を構成している。

さらに、第１の減衰極制御電圧入力端子３０３が、第１のスイッチ３１２の切換え制御端子（図示せず）に接続されている。制御部１１０は、Ｌｏ周波数設定情報信号に基づき、受信高周波信号の周波数とＬｏ信号の周波数とサンプリングミキサ１０６のデシメーション処理とにより定まる、自システム内に存在するイメージ信号の周波数を判断する。制御部１１０は、前述の判断に基づき、当該イメージ信号の周波数と第１の直列共振トラップ回路の減衰極の周波数とが一致するように、第１の減衰極制御電圧入力端子３０３に制御電圧信号を供給する。第１のスイッチ３１２は、第１の減衰極制御電圧入力端子３０３に印加された制御電圧信号によって、第１のスイッチ３１２の入力端子ａと第１の出力端子ｂ、第２の出力端子ｃ、または第３の出力端子ｄのいずれかとを接続させる。このように、制御部１１０が第１の減衰極制御電圧入力端子３０３に印加する制御電圧信号を変化させることによって、第１のスイッチ３１２の切換えを制御する。その結果、第１の直列共振トラップ回路の容量値が変化し、第１の直列共振トラップ回路の減衰極の周波数を変化させることができる。

同様に、第２の減衰極制御電圧入力端子３０４が、第２のスイッチ３１８の切換え制御端子（図示せず）に接続され、第３の減衰極制御電圧入力端子３０５が、第３のスイッチ３２４の切換え制御端子（図示せず）に接続され、第４の減衰極制御電圧入力端子３０６が、第４のスイッチ３３０の切換え制御端子（図示せず）に接続されている。制御部１１０が、Ｌｏ周波数設定情報信号に基づいて、第２の減衰極制御電圧入力端子３０４〜第４の減衰極制御電圧入力端子３０６にそれぞれ制御電圧信号を供給する。第２のスイッチ３１８、第３のスイッチ３２４、および第４のスイッチ３３０は、第２の減衰極制御電圧入力端子３０４〜第４の減衰極制御電圧入力端子３０６に印加された制御電圧信号によって、それぞれスイッチの入力端子ａと第１の出力端子ｂ、第２の出力端子ｃ、または第３の出力端子ｄのいずれかとを接続させる。このように、制御部１１０から第２の減衰極制御電圧入力端子３０４に供給される制御電圧信号が、第２のスイッチ３１８の切換えを制御し、第２の直列共振トラップ回路の容量値を変化させることによって、第２の直列共振トラップ回路の減衰極の周波数を変化させることができる。また、制御部１１０から第３の減衰極制御電圧入力端子３０５に供給される制御電圧信号が、第３のスイッチ３２４の切換えを制御し、第３の直列共振トラップ回路の容量値を変化させることによって、第３の直列共振トラップ回路の減衰極の周波数を変化させることができる。また、制御部１１０から第４の減衰極制御電圧入力端子３０６に供給される制御電圧信号が、第４のスイッチ３３０の切換えを制御し、第４の直列共振トラップ回路の容量値を変化させることによって、第４の直列共振トラップ回路の減衰極の周波数を変化させることができる。

なお、図３に示したフィルタ回路３００は、４段の直列共振トラップ回路の並列接続の構成であるが、直列共振トラップ回路の段数はこれに限るものではない。また、図３に示したフィルタ回路３００は、スイッチで３つのコンデンサを選択的に切換える構成であったが、１つのスイッチで切換えるコンデンサの個数はこれに限るものではない。

次に、イメージ信号の周波数、および可変フィルタ部１０４の減衰極の周波数について説明する。ＳＣＦ回路１０６ｂでサンプリング周波数をｎ分の１（ｎは正の整数）にデシメートするデシメーション処理を施した場合、その時のイメージ信号は、Ｌｏ信号の周波数の整数倍の周波数Ａ×Ｌｏに周波数（ｍ×Ｌｏ／ｎ）を加えた周波数｛Ａ×Ｌｏ＋ｍ×（Ｌｏ／ｎ）｝の信号に対して、±ＩＦ信号の周波数となる。ここで、Ａは０および正の整数、ｍは１からｎ−１までの整数である。

図４は、可変フィルタ部１０４の減衰極を示す図である。制御部１１０は、｛Ｌｏ＋（Ｌｏ／ｎ）｝、｛Ｌｏ＋（２×Ｌｏ／ｎ）｝、｛Ｌｏ＋（３×Ｌｏ／ｎ）｝、および｛Ｌｏ＋（４×Ｌｏ／ｎ）｝の周波数が減衰極となるように、Ｌｏ周波数設定情報信号に基づいて、可変フィルタ部１０４の各減衰極制御電圧入力端子に制御電圧を供給している。図４において、第１の減衰極４０６は、周波数｛Ｌｏ＋（Ｌｏ／ｎ）｝の信号４０２に対するイメージ信号を抑圧している。同様に、第２の減衰極４０７は周波数｛Ｌｏ＋（２×Ｌｏ／ｎ）｝の信号４０３に対するイメージ信号を抑圧し、第３の減衰極４０８は周波数｛Ｌｏ＋（３×Ｌｏ／ｎ）｝の信号４０４に対するイメージ信号を抑圧し、第４の減衰極４０９は周波数｛Ｌｏ＋（４×Ｌｏ／ｎ）｝の信号４０５に対するイメージ信号を抑圧している。

図５は、図４における第１の減衰極４０６の周辺部を拡大した図である。第１の減衰極４０６の周波数は、｛Ｌｏ＋（Ｌｏ／ｎ）｝であるため、周波数｛Ｌｏ＋（Ｌｏ／ｎ）｝の信号４０２に対するイメージ信号５０１および５０２は、第１の減衰極４０６によって所望の抑圧量を得ている。これは、受信高周波信号の周波数ＣとＬｏ信号の周波数Ｌｏとの周波数の差（Ｌｏ−Ｃ）が、受信高周波信号の周波数Ｃに比べて非常に小さいためである。また、第１の減衰極４０６の周波数を、必ずしも｛Ｌｏ＋（Ｌｏ／ｎ）｝と一致させる必要はない。図５において、イメージ信号５０１および５０２に関して所望の抑圧量が得られれば、破線で示すような周波数｛Ｌｏ＋（Ｌｏ／ｎ）｝と一致しない周波数の減衰極５０３としても構わない。

また、図５においては、図４に示した第１の減衰極４０６について説明したが、図４に示した第２の減衰極４０７〜第４の減衰極４０９においても、第１の減衰極４０６と同様に設定できることは言うまでもない。

以上のように、本実施形態に係るサンプリングミキサ型受信機によれば、ＳＣＦ回路の回路規模の拡大になるためサンプリングミキサ内において減衰極を作成せず、サンプリングミキサより前段に配置された可変フィルタ部において、サンプリングミキサのデシメーション処理によるイメージ信号の周波数に所望の減衰量が得られるように、可変フィルタの減衰極の周波数を制御し、受信高周波信号の周波数に応じて自システム帯域内に存在するイメージ信号を抑圧することができる。

本発明のサンプリングミキサ型受信機は、サンプリングミキサ方式特有のイメージ妨害の課題を克服できるため、サンプリングミキサ型受信機の１チップフロントエンドＬＳＩの開発を促進させ、高性能でかつ小型、軽量、低コストのフロントエンド回路等を実現することができ、電池駆動を主とする携帯型情報端末機等において有用である。

本発明の一実施形態に係るサンプリングミキサ型受信機のブロック構成図 可変フィルタ部に用いるフィルタ回路の回路図 可変フィルタ部に用いるフィルタ回路の回路図 可変フィルタ部での減衰を示す図 可変フィルタ部での減衰を示す拡大図 従来技術におけるスーパーヘテロダイン型受信機のブロック構成図 スーパーヘテロダイン型受信機における受信高周波信号、Ｌｏ信号、およびイメージ信号の周波数関係を示す図 従来技術におけるサンプリングミキサ型受信機のブロック構成図 サンプリングミキサ型受信機における受信高周波信号、Ｌｏ信号、およびイメージ信号の周波数関係を示す図

符号の説明

１００、８００ サンプリングミキサ型受信機
１０１、６０１、８０１ アンテナ
１０２、６０２、８０２ 入力フィルタ
１０３、６０３、８０３ ＬＮＡ
１０４ 可変フィルタ部
１０５、８０５ ＴＡ
１０６、８０６ サンプリングミキサ
１０６ａ、８０６ａ サンプリング回路
１０６ｂ、８０６ｂ ＳＣＦ回路
１０７、６０６、８０７ 局部発振部
１０８、６０７、８０８ ＩＦ回路
１０９、６０８、８０９ ＡＤＣ
１１０ 制御部
２００、３００ フィルタ回路
２０１、３０１ 入力端子
２０２、３０２ 出力端子
２０３〜２０６、３０３〜３０６ 減衰極制御電圧入力端子
２０７〜２１０、２１３、２１６、２１９、３０７〜３１０、３１６、３２２、３２８ インダクタ
２１１、２１４、２１７、２２０、３１１、３１３〜３１５、３１７、３１９〜３２１、３２３、３２５〜３２７、３２９、３３１〜３３３ コンデンサ
２１２、２１５、２１８、２２１ バラクタダイオード
２２２〜２２５ 抵抗器
３１２、３１８、３２４、３３０ スイッチ
４０１、７０２、９０２ Ｌｏ信号
４０２〜４０５、９０７、９１０、９１３ 周波数｛Ｌｏ＋ｍ×（Ｌｏ／ｎ）｝の信号
４０６〜４０９、５０３ 減衰極
５０１、５０２、７０３、７０５、７０６、９０３、９０５、９０６、９０８、９０９、９１１、９１２、９１４、９１５ イメージ信号
６００ スーパーヘテロダイン型受信機
６０４、８０４ 段間フィルタ
６０５ ミキサ
７０１、９０１ 受信高周波信号
７０４、９０４ ２倍のＬｏ信号
Ｐ１〜Ｐ８、Ｑ１〜Ｑ４ 接続点

Claims (6)

1. 受信高周波信号のサンプリング周波数をｎ分の１（ｎは正の整数）にデシメートするデシメーション処理を施すサンプリングミキサを備えたサンプリングミキサ型受信機であって、
   前記受信高周波信号を受信するアンテナと、
   前記アンテナで受信した受信高周波信号に前記デシメーション処理を施す際に発生するイメージ信号を抑圧する可変フィルタ部と、
   前記可変フィルタ部を制御する制御部と、
   前記可変フィルタ部でフィルタリングされた受信高周波信号の周波数を変換し、前記デシメーション処理を施し、中間周波信号として出力するサンプリングミキサと、
   前記受信高周波信号の周波数を変換するための局部発振信号を、前記サンプリングミキサに供給する局部発振部とを備え、
   前記制御部は、前記受信高周波信号に対応する局部発振周波数設定情報信号に基づいて定まる制御電圧信号を前記可変フィルタ部に与えることによって、前記可変フィルタ部を制御することを特徴とする、サンプリングミキサ型受信機。
2. 前記可変フィルタ部は、少なくとも１個以上の容量素子と少なくとも１個以上のインダクタンス素子とを備える複数の直列共振トラップ回路で構成され、
   前記制御部から供給される制御電圧信号によって、前記直列共振トラップ回路の減衰極の周波数を変化させることを特徴とする、請求項１に記載のサンプリングミキサ型受信機。
3. 前記直列共振トラップ回路は、前記少なくとも１個以上の容量素子のうち、少なくとも１個は電圧可変容量素子であることを特徴とする、請求項２に記載のサンプリングミキサ型受信機。
4. 前記直列共振トラップ回路は、複数の容量素子を備え、
   スイッチによって前記複数の容量素子の接続を切換えることを特徴とする、請求項２に記載のサンプリングミキサ型受信機。
5. 前記可変フィルタ部は、前記制御電圧信号に基づいて、前記直列共振トラップ回路の減衰極の周波数が前記イメージ信号の周波数になるように、前記電圧可変容量素子の容量を変化させることを特徴とする、請求項３に記載のサンプリングミキサ型受信機。
6. 前記可変フィルタ部は、前記制御電圧信号に基づいて、前記直列共振トラップ回路の減衰極の周波数が前記イメージ信号の周波数になるように、前記スイッチの接続を切換えることを特徴とする、請求項４に記載のサンプリングミキサ型受信機。

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