JP4597994B2 - 衛星ベースの通信システムにおける反復符号化 - Google Patents

Description

本発明は、概して通信システムに関し、特に衛星ベースの通信システムに関する。

Ｒａｍａｓｗａｍａｙの１９９９年１０月１２日に発行された米国特許第５，９６６，４１２号に記載のように、新しいサービスを提供する成長経路を提供する一方で、既存のレガシー受信機をサポートし続ける方法として、階層変調が衛星システムで使用され得る。換言すると、階層変調ベースの衛星システムにより、既存のユーザが新しい衛星受信機を購入する必要なく、更なる特徴又はサービスがシステムに追加されることが可能になる。階層変調ベースの通信システムでは、少なくとも２つの信号（例えば、上位レイヤ（ＵＬ：ｕｐｐｅｒ ｌａｙｅｒ）信号及び下位レイヤ（ＬＬ：ｌｏｗｅｒ ｌａｙｅｒ）信号）が伝送用の同期変調衛星信号を生成するために共に追加される。下位互換性を提供する衛星ベースの通信システムに関して、ＬＬ信号は更なるサービスを提供し、ＵＬ信号はレガシーサービスを提供する。すなわち、事実上、ＵＬ信号は以前に伝送されていた信号と同じである。従って、衛星伝送信号は、レガシーサービスのユーザに影響を及ぼすことなく、発展し続けることができる。従って、レガシー受信機を既に有するユーザは、更なるサービスを提供するＬＬ信号を回復することができる受信機又はボックスにアップグレードすることを決定するような時まで、レガシー受信機を使用し続けることができる。

同様に、レイヤ変調ベースの通信システムもまた、下位互換性のある手法を提供するために使用され得る。レイヤ変調ベースの通信システムでは、少なくとも２つの信号（同様に、例えば、ＵＬ信号（レガシーサービス）及びＬＬ信号（更なるサービス））が同じ担体に（場合によっては相互に非同期的に）変調される。ＵＬ信号とＬＬ信号との伝送は２つのトランスポンダを介して別々に生じ、レイヤ変調受信機のフロントエンドは、転送されるデータの回復前にそれらを結合する。

階層ベースの変調（ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ ｂａｓｅｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）であれ、レイヤベースの変調（ｌａｙｅｒｅｄ ｂａｓｅｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）であれ、雑音の存在する受信機の性能は、多レベル伝送機構で更に改善され得ることに気付いた。実際に、本発明の原理によれば、送信機は、多レベル変調機構の少なくとも１つの信号の少なくとも一部を反復し、反復符号化信号を提供する反復コーダと、反復符号化信号を含む多レベル伝送信号を提供する変調器とを有する。

本発明の実施例では、衛星通信システムは、送信機と衛星トランスポンダと受信機とを有する。送信機は、衛星トランスポンダにアップリンクの多レベル変調信号（階層変調（ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）又はレイヤ変調（ｌａｙｅｒｅｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ））を送信し、衛星トランスポンダは、１つ以上の受信機に対してダウンリンクで多レベル変調信号を放送する。送信機は、多レベル変調信号のうち少なくとも１つのレベル（例えば下位レベル）を反復符号化する反復コーダを有する。補完的に、受信機は、受信した多レベル変調信号のうち少なくとも１つの反復符号化レベルをデコードするときに使用される反復デコーダを有する。

本発明の他の実施例では、受信機は統合受信機であり、受信した多レベル信号を復調する複数の復調モードのうちいずれか１つで動作し、複数の復調モードのうち少なくとも２つは階層復調モード及びレイヤ復調モードである。統合受信機は、受信した多レベル変調信号のうち少なくとも１つの反復符号化レベルをデコードするときに使用される反復デコーダを有する。

本発明の概念以外に、図示の要素は周知であり、詳細に説明しない。また、衛星ベースのシステムに精通していることを仮定しており、ここで詳細に説明しない。例えば、本発明の概念以外に、衛星トランスポンダ、ダウンリンク信号、シンボルコンステレーション、無線周波数（ｒｆ）フロントエンド、又は、低雑音・ブロック・ダウンコンバータや、トランスポートビットストリームを生成するフォーマット及びエンコード方法（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔ Ｇｒｏｕｐ（ＭＰＥＧ）−２ Ｓｙｓｔｅｍ Ｓｔａｎｄａｒｄ（ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−１））や、対数尤度比、ソフト入力ソフト出力（ＳＩＳＯ：ｓｏｆｔ−ｉｎｐｕｔ−ｓｏｆｔ−ｏｕｔｐｕｔ）デコーダ、ビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）デコーダのようなデコード方法のような受信機セクションは周知であり、ここで説明しない。更に、本発明の概念は従来のプログラミング技術を使用して実装されてもよく、従ってここでは説明しない。最後に、図面の同じ参照数字は類似の要素を表す。

本発明の原理による例示的な通信システム５０を図１に示す。通信システム５０は、送信機５と、衛星チャネル２５と、受信機３０と、テレビ（ＴＶ）３５とを有する。以下に更に詳細に説明するが、次のものは通信システム５０の簡単な概要である。送信機５は、信号４−１〜４−Ｋで表される複数のデータストリームを受信し、本発明の原理に従って、多レベル変調信号６のうち少なくとも１つのレベルが反復符号化するように（以下に更に説明する）、衛星伝送チャネル２５に多レベル変調信号６を提供する。例示的に、これらのデータストリームは、衛星ＴＶシステムの制御信号、コンテンツ（例えばビデオ）等を表し、相互に独立してもよく、相互に関係してもよく、その組み合わせでもよい。多レベル変調信号６は、Ｋレイヤ（Ｋ≧２）を有する階層変調ベースの信号又はレイヤ変調ベースの信号を表す。“レイヤ”と“レベル”という用語は、ここでは同義的に使用される点に留意すべきである。衛星チャネル２５は、送信アンテナ１０と、衛星１５と、受信アンテナ２０とを有する。送信アンテナ１０（地上送信局を表す）は、アップリンク信号１１としての多レベル変調信号６を衛星１５に提供する。図２を簡単に参照すると、信号について衛星１５を通じた伝送パスの例示的なブロック図が示されている。衛星１５は、入力フィルタ１５５と、進行波管増幅器（ＴＷＴＡ：ｔｒａｖｅｌｉｎｇ ｗａｖｅ ｔｕｂｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１６５と、出力フィルタ１７５とを有する。アップリンク信号１１は、入力フィルタ１５５でまずフィルタリングされ、ＴＷＴＡ１６５による再送信のために増幅される。ＴＷＴＡ１６５からの出力信号は、出力フィルタ１７５によりフィルタリングされ、ダウンリンク信号１６（一般的にはアップリンク信号と異なる周波数である）を提供する。従って、衛星１５は、放送エリアに対して、ダウンリンク信号１６を介して受信したアップリンク信号の再送信を提供する。この放送エリアは、一般的に所定の地理的領域（例えば米国本土の一部）をカバーする。図１に戻り、ダウンリンク信号１６は受信アンテナ２０により受信され、受信アンテナ２０は、受信信号２９を受信機３０に提供し、受信機３０は、本発明の原理に従って受信信号２９を復調及びデコードし、信号３１を介して、例えば視聴用にＴＶ３５へのコンテンツを提供する。ここで説明しないが、送信機５は、チャネルの非線形性を補うために、送信前に信号を更に予め変形してもよい点に留意すべきである。

前述のように、この説明に関して、多レベル変調信号６は、階層変調ベースの信号又はレイヤ変調ベースの信号を表す。前者の場合について、本発明の原理による送信機５の例示的なブロック図を図３に示す。後者の場合について、本発明の原理による送信機５の例示的なブロック図を図７に示す。この説明の残りの部分では、例示的に２つのデータストリームが存在することを仮定する（すなわちＫ＝２）。本発明はＫ＝２に限定されず、実際に信号４−１のような特定のデータストリームが他のデータストリームの集合（図示せず）を既に表してもよい点に留意すべきである。

前述のように、雑音の存在する受信機の性能は、多レベル伝送機構で更に改善され得ることに気付いた。特に、本発明の原理によれば、送信機は、多レベル変調機構のうち少なくとも１つの信号の少なくとも一部を反復し、反復符号化信号を提供する反復コーダと、反復符号化信号を含む多レベル伝送信号を提供する変調器とを有する。少なくとも１つのレベル（例えば下位レイヤ）で反復符号化機構を実行することは、そのレイヤでの信号対雑音比（ＳＮＲ：ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）のデータレートを事実上トレードオフする点に留意すべきである。換言すると、下位レイヤの有効データレートが減少するが、反復符号化の使用により、受信機が小さいＳＮＲ環境で下位レイヤからデータを回復することが可能になる。このように、以下に詳細に説明するように、送信機５は、多レベル信号のうち少なくとも１つの信号レベルの少なくとも一部を反復符号化し、その反復符号化部分を含む多レベル信号を送信する。

まず図３を参照すると、送信機５で使用される例示的な階層変調送信機が示されている。階層変調とは、高次の変調アルファベットを作るように下位レイヤ信号が上位レイヤ信号に同期して埋め込まれた同期変調システムとして単に記述される。

図３では、階層変調送信機は、ＵＬエンコーダ１０５と、ＵＬ変調器１１５と、ＬＬエンコーダ１１０と、反復コーダ１７０と、ＬＬ変調器１２０と、乗算器（又は増幅器）１２５及び３０と、結合器（又は加算器）１３５と、アップコンバータ１４０とを有する。上位レイヤ（ＵＬ）パスは、ＵＬエンコーダ１０５と、ＵＬ変調器１１５と、増幅器１２５とで表される。下位レイヤ（ＬＬ）パスは、ＬＬエンコーダ１１０と、反復コーダ１７０と、ＬＬ変調器１２０と、増幅器１３０とで表される。ここで使用される“ＵＬ信号”という用語は、ＵＬパスの何らかの信号を示し、文脈から明らかである。例えば、図３に関して、それは信号４−１のうち１つ以上１０６及び１１６である。同様に、“ＬＬ信号”という用語は、ＬＬパスの何らかの信号を示す。同様に、図３に関して、それは信号４−２のうち１つ以上１１１、１７１及び１２１である。更に、それぞれのエンコーダは、既知のエラー検出／訂正コード（例えば、回旋又はトレリスコード；１／２、２／３、４／５又は６／７のレートの回旋コードが内部コードとして使用され、リードソロモンコードが外部コードとして使用される連結前進型誤り訂正（ＦＥＣ：ｆｏｒｗａｒｄ ｅｒｒｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）機構；ＬＤＰＣコード（ｌｏｗ ｄｅｎｓｉｔｙ ｐａｒｉｔｙ ｃｈｅｃｋ ｃｏｄｅ）等））を実装する。例えば、一般的にＵＬエンコーダ１０５は回旋コード又は短ブロックコードを使用するが、ＬＬエンコーダ１１０はターボコード又はＬＤＰＣコードを使用する。この説明の目的で、ＬＬエンコーダ１１０はＬＤＰＣコードを使用することを仮定する。更に、回旋インタリーバ（図示せず）もまた使用され得る。

図３からわかるように、信号４−２はＬＬエンコーダ１１０に適用され、符号化信号１１１を提供する。同様に、信号４−１はＵＬエンコーダ１０５に適用され、変調器１１５への符号化信号１０６を提供する。符号化信号１０６は、シンボル間隔Ｔ毎にＮビットを表し、符合化信号１１１は、ＪＴシンボル間隔毎にＭビットを表す。ここで、ＮはＭに等しくてもよく、等しくなくてもよく、Ｊ＞１である。反復コーダ１７０は、Ｊシンボル間隔毎にＭビットのデータを受信し、シンボル間隔毎にＭビットのデータを変調器１２０に提供することにより、符号化信号１１１を更に反復符号化する。換言すると、反復コーダ１７０は、Ｊシンボル間隔に渡ってＭビットのデータを反復又は複製する。これに関して、Ｊシンボル間隔に渡るＭビットのグループ又は関連のＪシンボルのグループは、シンボルグループ又は反復シンボルを定める。Ｊ＝２について、これが図４に示されている。ＬＬエンコーダ１１０は、２Ｔ時間間隔４１において反復コーダ１７０にＭ１ビットを提供する。反復コーダ１７０は、時間間隔４２において変調器１２０（シンボルレート１／Ｔで動作する）にＭ１ビットを提供し、時間間隔４３においても同様である。変調器１１５及び１２０は、それに適用されるそれぞれの信号を変調し、それぞれ変調信号１１６及び１２１を提供する。２つの変調器１１５及び１２０が存在するため、変調はＵＬパスとＬＬパスとで異なり得る点に留意すべきである。同様に、この説明の目的で、ＵＬ符号化データビットの数は２であり（すなわちＮ＝２）、ＵＬ変調器１１５は信号空間の４つの四半分のうちの１つにある変調信号１１６を生成することを仮定する。すなわち、ＵＬ変調器１１５は、２つの符号化データビットを４つの信号ポイントのうち１つにマッピングする。同様に、ＬＬ符号化データビットの数もまた２であると仮定され（すなわちＭ＝２）、ＬＬ変調器１２０もまた、信号空間の４つの四半分のうち１つにある変調信号１２１を生成する。ＵＬとＬＬとの双方で使用される例示的なシンボルコンステレーション８９を図５に示す。この例では、ＬＬの各反復シンボル４４は、反復コーダ１７０からのＪの同一のＭビットグループから、シンボルコンステレーション８９からのシンボルにマッピングされる。信号空間８９は単に例示的なものであり、他のサイズ及び形状のシンボルコンステレーションが使用され得ることに留意すべきである。簡単に図６を参照すると、送信機５に階層変調を実装する他の例示的な実施例が示されている。階層変調器１８０が結合信号空間に下位レイヤ及び上位レイヤのビットのマッピングを実行するということを除いて、図６は図３と同様である。例えば、上位レイヤはＱＰＳＫ（四相位相シフトキーイング）信号空間でもよく、下位レイヤはＢＰＳＫ（二相位相シフトキーイング）信号空間でもよく、２つの結合が不均一の８−ＰＳＫ信号空間を生じてもよい。

図３に戻り、ＵＬ変調器１１５及びＬＬ変調器１２０からの出力信号は、それぞれ増幅器１２５及び１３０を介して、所定のＵＬ利得及び所定のＬＬ利得により振幅で更に調整される。下位及び上位レイヤの信号の利得は、信号空間におけるポイントの最終的な配置を決定する点に留意すべきである。例えば、ＵＬ利得が単一（すなわち１）に設定されてもよく、ＬＬ利得が．５に設定されてもよい。ＵＬ信号及びＬＬ信号は、結合器又は加算器１３５を介して結合され、結合信号１３６を提供する。このように、図３の変調器（例えば結合器１３５と共に増幅器１２５及び１３０）は、ＵＬ信号が信号空間の４つの四半分のうち１つを特定し、ＬＬ信号が信号空間７９で図７に図示される信号空間の特定の四半分の複数の下位四半分のうち１つを特定するように、効率的に更に再構成して信号空間を分割する。

実際に、結果の信号空間７９（ここでは結合信号空間７９とも呼ばれる）は、１６のシンボルを有し、それぞれのシンボルは、信号空間の特定の信号ポイントに配置され、特定の４ビットに関連する。例えば、シンボル８３は４ビットシーケンス“０１ ０１”に関連する。下位の２ビット部分８１はＵＬに関連し、信号空間７９の四半分を特定する。上位の２ビット部分８２はＬＬに関連し、２ビット部分８１により特定された四半分の下位四半分を特定する。ＵＬ信号が四半分を特定するため、事実上ＬＬ信号はＵＬ信号の雑音のように見える点に留意すべきである。図３に戻り、結合信号１３６はアップコンバータ１４０に適用され、アップコンバータ１４０は、適切な伝送周波数で多レベル変調信号６を提供する。

この例から、ＬＬ信号に関連する上位２ビット部分のみがシンボルグループのＪシンボル間隔で繰り返されるため、伝送シーケンスの各シンボルは実際に次のシンボルと異なってもよいことが、図７からわかる。従って、図４の時間間隔４２及び４３のＭ１ビットを表す信号空間７９からの２つの結果のシンボル（図示せず）はまた、反復シンボル４４を有する。

図８を参照すると、図１の送信機５で使用される本発明の原理によるレイヤ変調器の例示的なブロック図が示されている。ここで、送信機５は、２つの異なる送信パスを有する。上位レイヤパスは、ＵＬエンコーダ１０５と、ＵＬ変調器１１５と、アップコンバータ２４０とを有する。下位レイヤパスは、ＬＬエンコーダ１１０と、反復コーダ１７０と、ＬＬ変調器１２０と、アップコンバータ２４５とを有する。信号４−１はＵＬエンコーダ１０５によりエンコードされ、シンボル間隔Ｔ毎にＮビットを表す符号化信号１０６を提供する。信号４−２はＬＬエンコーダ１１０によりエンコードされ、Ｊシンボル間隔毎にＭビットを表す符号化信号１１１を提供する。同様に、それぞれのエンコーダは、既知の誤り検出／訂正コードを実装し、ＭはＮと等しくてもよく、等しくなくてもよい。ＵＬ符号化信号１０６はＵＬ変調器１１５により変調され、ＵＬ変調信号１１６を提供する。そのＵＬ変調信号は適切な周波数帯にアップコンバートされ、ＵＬ信号６−１を提供する。しかし、ＬＬ符号化信号１１１は、まず、前述のようにＪシンボル間隔でＭビットを繰り返す反復コーダ１７０に適用される。結果の反復符号化信号１７１はＬＬ変調器１２０に適用され、ＬＬ変調信号１２１を提供する。そのＬＬ変調信号はアップコンバータ２４５によりアップコンバートされ、ＬＬ信号６−２を提供する。送信機５は２つの信号を送信する（すなわち、多レベル変調信号６はＵＬ信号６−１と反復符号化ＬＬ信号６−２とを有する）ことが、図８からわかる。一般的に、ＬＬ信号６−２はＵＬ信号６−１より小さい出力レベルで伝送される。これは、事実上ＬＬパスのＳＮＲを低減する。しかし、本発明の特徴によれば、ＬＬパスでの反復符号化の使用は、ＬＬパスでの減少したデータレートを犠牲にして、小さいＳＮＲについて図１の受信機３０の性能を改善する。

従って、次に図９を参照すると、レイヤ変調ベースのシステムについて、アップリンク信号１１は２つのアップリンク信号（ＵＰアップリンク信号１１−１及びＬＬアップリンク信号１１−２）を表し、ダウンリンク信号１６は２つのダウンリンク信号（ＬＬダウンリンク信号１６−２及びＵＬダウンリンク信号１６−１）を表す。この例では、図１の衛星１５は２つの異なるトランスポンダ（一方はＵＬ信号用、他方はＬＬ信号用）を備えた単一の衛星でもよく、２つの異なる衛星でもよい。１つの衛星であれ、２つであれ、図９に示すように、実際に２つの衛星伝送パスが存在する。ＵＬ衛星パスは、ＵＬ入力フィルタ２５５と、ＵＬ ＴＷＴＡ２６５と、ＵＬダウンリンク信号１６−１を提供するＵＬ出力フィルタ２７５とを有する。ＬＬ衛星パスは、ＬＬ入力フィルタ２６０と、ＬＬ ＴＷＴＡ２７０と、ＬＬダウンリンク信号１６−２を提供するＬＬ出力フィルタ２８０とを有する。図９の各要素は、図２に示して前述した各要素と同じように機能する。

前述のように、受信アンテナ２０によるダウンリンク信号１６の受信の後に、受信機３０は受信信号２９を復調及びデコードし、例えば視聴用にＴＶ３５にコンテンツを提供する。本発明の原理による受信機３０の例示的な部分が図１０に図示されている。受信機３０は、フロントエンドフィルタ３０５と、アナログ・デジタル変換器３１０と、統合復調器／デコーダ３２０とを有する。本発明に従って、後者は反復デコーダを有する。フロントエンドフィルタ３０５は、受信信号２９をダウンコンバート及びフィルタリングし、ほぼベースバンド信号をＡ／Ｄ３１０に提供する。そのＡ／Ｄ３１０は、ダウンコンバート信号をサンプルし、信号をデジタルドメインに変換し、統合復調器／デコーダ３２０にサンプルのシーケンス３１１（多レベル信号３１１とも呼ばれる）を提供する。後者は複数の復調モードを有し、復調モードのうち少なくとも２つは階層復調モードとレイヤ復調モードとを表す。特定の復調モードの選択は、例示的に事前に設定される復調モード信号３８９により提供される。復調モード信号３８９は、複数の方法（例えばジャンパ設定、例えばＴＶセット３５で視聴可能でもよく、例えばリモコン（図示せず）を介して設定可能でもよい受信機３０の構成情報（図示せず）、又は帯域外若しくは帯域内シグナリングチャネルで伝送されるデータ）のうちいずれで設定されてもよい。階層復調モードに設定されると、統合復調器／デコーダ３２０は多レベル信号３１１の階層復調を実行し、Ｋレイヤで多レベル信号３１１により運ばれるデータを表す複数の出力信号３２１−１〜３２１−Ｋを提供する。これらの出力信号のうち１つ以上からのデータは、信号３１を介してＴＶセット３５に提供される。（この点に関して、受信機３０は、ＴＶセット３５への適用の前にデータを更に処理してもよく、及び／又はＴＶセット３５にデータを直接提供してもよい。）以下の例では、レベルの数は２であるが（すなわちＫ＝２）、本発明の概念はそれに限定されない。例えば、階層復調モードでは、統合復調器／デコーダ３２０は、ＵＬ信号３２１−１とＬＬ信号３２１−２とを提供する。理想的には、前者は上位レイヤで送信されるもの（すなわち図３の信号４−１）を表し、理想的には、後者は下位レイヤで送信されるもの（すなわち図３の信号４０−２）を表す。同様に、レイヤ復調モードに設定されると、統合復調器／デコーダ３２０は、多レベル信号３１１のレイヤ復調を実行し、ＵＬ信号３２１−１とＬＬ信号３２１−２とを提供する。理想的には、そのＵＬ信号３２１−１及びＬＬ信号３２１−２は、図８の信号４−１及び４−２を表す。

次に図１１を参照すると、統合復調器／デコーダ３２０の例示的なアーキテクチャが示されている。統合復調器／デコーダ３２０は、ＵＬ復調器３３０と、遅延／等化要素３４５と、ＵＬデコーダ３３５と、ＵＬ再変調器／再エンコーダ３５０と、結合器３７５と、ＬＬ復調器３９０と、ＨＬマルチプレクサ（ＨＬ ｍｕｘ）３９５（ここではＨ−Ｌセレクタ３９５とも呼ばれる）と、メトリックグループ要素５９５と、ＬＬデコーダ３４０とを有する。多レベル信号３１１はＵＬ復調器３３０に適用され、ＵＬ復調器３３０はこの信号を復調し、それからＵＬキャリア信号３３２と、再サンプル多レベル信号３１６と、復調ＵＬ信号ポイントストリーム３３３で表す復調ＵＬ信号とを提供する。次に図１２を参照すると、ＵＬ復調器３３０の例示的なブロック図が示されている。ＵＬ復調器３３０は、デジタル再サンプル器４１５と、照合フィルタ４２０と、ディローテータ４２５と、タイミング回復要素４３５と、キャリア回復要素４４０とを有する。多レベル信号３１１はデジタル再サンプル器４１５に適用され、そのデジタル再サンプル器４１５は、タイミング回復回路４３５により提供されるＵＬタイミング信号４３６を使用して多レベル信号３１１を再サンプルし、再サンプルされた多レベル信号３１６を提供する。再サンプルされた多レベル信号３１６は照合フィルタ４２０に適用され、また、遅延／等化要素３４５（以下に説明する）に提供される。照合フィルタ４２０は、ＵＬキャリア周波数について再サンプルされた多レベル信号３１６をフィルタリングする帯域通過フィルタであり、フィルタリングされた信号をディローテータと前述のタイミング回復要素４３５との双方に提供する。そのタイミング回復回路４３５はそれからＵＬタイミング信号４３６を生成する。ディローテータ４２５は、フィルタリングされた信号からのキャリアをディローテートし（すなわち除去し）、復調ＵＬ信号ポイントストリーム３３３を提供する。キャリア回復要素４４０は、ＵＬキャリア信号３３２を回復するために、復調ＵＬ信号ポイントストリーム３３３を使用する。そのＵＬキャリア信号３３２は、ディローテータ４２５及びＵＬ再変調器／再エンコーダ３５０に適用される（以下に説明する）。

図１１に戻り、ＵＬデコーダ３３５は、送信機５の対応のＵＬエンコーダ１０５に対して補完的に動作し、復調ＵＬ信号ポイントストリーム３３３をデコードし、ＵＬ信号３２１−１を提供する。前述のように、ＵＬ信号３２１−１は、例えば図３及び８の信号４−１で表すような、上位レイヤで運ばれるデータを表す。ＵＬデコーダ３２１−１は、実際にＬＬ信号をＵＬ信号の雑音として扱うことにより、ＵＬで運ばれるデータを回復する。換言すると、ＵＬデコーダ３３５は、ＵＬ信号３３３が図５の信号空間８９から選択されたシンボルを表すように動作する。

ＵＬ信号３２１−１はまた、再変調器／再エンコーダ３５０に適用され、その再変調器／再エンコーダ３５０は、ＵＬキャリア信号３３２に応じて、ＵＬ変調信号をローカルで再構成する。特に、再変調器／再エンコーダ３５０は、ＵＬ信号３２１−１を再エンコード及び再変調し、結合器３７５の負の入力端子にＵＬ変調信号３５１を提供する。図１３を簡単に参照すると、例示的な再変調器／再エンコーダ３５０のブロック図が示されている。再変調器／再エンコーダ３５０は、回転位相遅延要素４４５と、エンコーダ４７０と、再回転器４６５と、パルス整形要素４６０とを有する。エンコーダ４７０は、ＵＬ信号３２１−１を再エンコードしてシンボルに再マッピングし、再回転器４６５に符号化信号４７１を提供する。再回転器４６５は、上位レイヤのキャリア回復要素４４０により決定されるように、ローカル生成されたＵＬキャリア周波数の遅延バージョンにより符号化信号４７１を再回転する。再回転器４６５からの出力信号は、パルス整形要素４６０に適用され、パルス整形要素４６０は、再構成された信号を更に整形し、ＵＬ変調信号３５１を提供する。

図１１に戻り、結合器３７５は、再サンプルされた多レベル信号３１６の遅延及び等化バージョン（信号３４６）からＵＬ変調信号３５１を減算し、まさに受信したＬＬ変調信号を表す信号（すなわち、遅延／等化要素３４５の等化器のタップ（図示せず）を更新するためにも使用されるＬＬ変調信号３７６）を提供する。結合器３７５への２つの入力信号は同じサンプリングレートであり、そのサンプリングレートは、一般的に上位レイヤのシンボルレートの整数の倍数である。遅延／等化要素３４５の例示的なブロック図を図１４に示す。遅延／等化要素３４５は、信号遅延要素４５０と等化器４５５とを有する。信号遅延要素４５０は、ＵＬ復調器３３０とデコーダ３３５と再変調器／再エンコーダ３５０とを通じた信号処理パスでの遅延を補い、等化器４５５は、チューナの信号パスでの傾きのような直線歪みを除去しようとし、それにより、結合器３７５が実際に再サンプルされた多レベル信号３１６からできるだけＵＬ信号のほとんどをキャンセルし、純粋なＬＬ変調信号３７６を提供する。換言すると、等化は、ＬＬ信号を復調及びデコードする前にＵＬ信号を最適に除去するように、再サンプルされた多レベル信号３１６のＵＬ成分を、ローカルで再構成されたＵＬ変調信号３５１に最適にマッチするように実行される。

再び図１１に戻ると、ＬＬ変調信号３７６はＬＬ復調器３９０に適用され、そのＬＬ復調器３９０は、復調ＬＬ信号ポイントストリーム３９１で表される復調ＬＬ信号をそれから回復する。ＬＬ復調器３９０の例示的なブロック図を図１５に示す。ＬＬ復調器３９０は、デジタル再サンプル器５１５と、照合フィルタ５２０と、タイミング回復回路５３５と、ディローテータ５２５と、キャリア回復要素５４０とを有する。ＬＬ変調信号３７６はデジタル再サンプル器５１５に適用され、そのデジタル再サンプル器５１５はＬＬタイミング信号５３６を使用してＬＬ変調信号３７６を再サンプルし、ＬＬ信号を初期ＬＬ処理レートにさせる。初期ＬＬ処理レートは、一般的に下位レイヤのシンボルレートの整数の倍数である。デジタル再サンプル器５１５は、タイミング回復要素５３５と共に動作する。再サンプルされたＬＬ変調信号５１６は照合フィルタ５２０に適用される。照合フィルタは、ディローテータ５２５と前述のタイミング回復回路５３５との双方にフィルタリングされた信号を提供するために、ＬＬキャリア周波数について再サンプルされたＬＬ変調信号５１６をフィルタリングして整形する帯域通過フィルタである。タイミング回復要素５３５は、それからＬＬタイミング信号５３６を生成する。ディローテータ５２５は、フィルタリングされた信号をディローテートし、復調ＬＬ信号ポイントストリーム３９１を提供する。その復調ＬＬ信号ポイントストリーム３９１もまた、キャリア回復要素５４０に適用される。後者は、回復ＬＬキャリア信号をディローテータ５２５に提供するために、復調ＬＬ信号ポイントストリーム３９１を使用する。

再び図１１に戻り、Ｈ−Ｌ ｍｕｘ３９５は、復調ＵＬ信号ポイントストリーム３３３と、復調ＬＬ信号ポイントストリーム３９１とを受信する。Ｈ−Ｌ ｍｕｘ３９５は、復調モード信号３８９の関数としてメトリックグループ要素５９５に対する処理及びその後の適用のために、ＵＬ信号ポイントストリーム３３３又はＬＬ信号ポイントストリーム３９１を選択する。復調モード信号３８９がレイヤ復調を示す場合、Ｈ−Ｌ ｍｕｘ３９５は、処理用にＬＬ信号ポイントストリーム３９１を選択する。しかし、復調選択信号３８９が階層復調を示す場合、Ｈ−Ｌ ｍｕｘ３９５は、処理用にＵＬ信号ポイントストリームを選択する。

次に図１６に注目すると、図１６は、Ｈ−Ｌ ｍｕｘ３９５の例示的なブロック図を示している。後者は、マルチプレクサ（ｍｕｘ）５６５と、対数尤度比（ＬＬＲ：ｌｏｇ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｒａｔｉｏ）参照テーブル（ＬＵＴ：ｌｏｏｋ−ｕｐ ｔａｂｌｅ）５７０とを有する。Ｈ−Ｌ ｍｕｘ３９５への入力信号は、（ＵＬ又はＬＬからの）受信信号ポイント値であり、Ｈ−Ｌ ｍｕｘ３９５の出力信号は、特定のビットが受信された確率を表すソフト値である。特に、Ｍｕｘ５６５は、前述のように、復調モード信号３８９の関数としてＵＬ信号ポイントストリーム３３３又はＬＬ信号ポイントストリーム３９１を選択し、選択された信号を受信信号５６６として提供する。従って、受信信号５６６は、受信信号ポイントのストリームであり、それぞれの受信信号ポイントは、信号空間において同期（Ｉ_ＲＥＣ）成分（５７２）と直交（Ｑ_ＲＥＣ）成分（５７１）とを有する。受信信号ポイントｚについて、これが図１７に更に示されている。ただし、
ｚ＝Ｉ_ｒｅｃ＋ｊＱ_ｒｅｃ （１）
である。

各受信信号ポイントのＩ_ＲＥＣ及びＱ_ＲＥＣ成分は、ＬＬＲ ＬＵＴ５７０に適用される。後者は、図１８に示すように、予め計算されたＬＬＲ値のＬＵＴ５９９を格納する。特に、ＬＵＴ５９９の各行は、特定のＩ成分値（Ｉ行の値）に関連し、ＬＵＴ５９９の各列は、特定のＱ成分値（Ｑ列の値）に関連する。ＬＵＴ５９９はＬ行とＪ列とを有する。ＬＬＲ ＬＵＴ５７０は、受信信号５６６の受信信号ポイントのＩ_ＲＥＣ及びＱ_ＲＥＣ成分値を量子化し、入力アドレスを作る。その入力アドレスは、それぞれの予め計算されたＬＬＲをそれから選択するために、ＬＵＴ５９９へのインデックスとして使用される。シンボル間隔Ｔ毎に、選択されたＬＬＲは信号３９６を介して提供される。例えば、信号５６６のＩ_ＲＥＣ成分値が第１行に量子化され、信号５６６のＱ_ＲＥＣ成分値が第１列に量子化された場合、ＬＬＲ５９８は、図１１のメトリックグループ要素５９５に対して、図１６の信号３９６を介して選択及び提供される。

本発明の概念以外に、当該技術分野において既知のように、所定のビット−シンボルのマッピングＭ（ｂ_ｉ）について（ただしＭは対象のシンボルであり、ｂ_ｉ＝０，１，．．．Ｂ−１はマッピングされるビットであり、Ｂは各シンボルのビット数である（例えばＢはＱＰＳＫでは２ビットでもよく、８−ＰＳＫでは３ビットでもよい））、Ｂビット値の第ｉビットの対数尤度比の関数は次になる。

ＬＬＲ（ｉ，ｚ）＝ｌｏｇ［（ｐｒｏｂ（ｂ_ｉ＝１｜ｚ））／（ｐｒｏｂ（ｂ_ｉ＝０｜ｚ））］ （２）
ここでｂ_ｉは第ｉビットであり、ｚは信号空間における受信信号ポイントである。“ｐｒｏｂ（ｂｉ＝１｜ｚ）”という表記は、信号ポイントｚが受信された場合に第ｉビットが“１”である確率を表す。同様に、“ｐｒｏｂ（ｂｉ＝０｜ｚ）”という表記は、信号ポイントｚが受信された場合に第ｉビットが“０”である確率を表す。

２次元信号空間では、式（２）の確率は、次の確率密度関数（ＰＤＦ：ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ ｄｅｎｓｉｔｙ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を有する加法性ガウス白色雑音（ＡＷＧＮ：ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｗｈｉｔｅ ｎｏｉｓｅ）に基づくと仮定される。

従って、所定のビット及び受信信号ポイントのＬＬＲは次のように定められる。

所定の受信信号ポイントｚのＬＬＲは、ｚと対象のシンボルＭと雑音レベルσのｒｍｓ値との関数であることが、式（４）からわかる。ＬＬＲはまた、“ソフトメトリック”の一例である。

ＬＬＲ比の計算の図の例を図１９及び２０に示す。図１９は、例示的なＬＬシンボルコンステレーションを示している。簡潔性のため、４シンボルのＱＰＳＫ（四相位相シフトキー）コンステレーションが図示されているが、他のサイズ及び形状のシンボルコンステレーションも使用され得ることに留意すべきである（例えば、８−ＰＳＫでは３ビット、１６−ＱＡＭでは４ビット、階層１６−ＱＡＭ等）。図１９からわかるように、信号空間８９に４つのシンボルが存在し、各シンボルは特定の２ビットマッピング［ｂ１，ｂ０］に関連する。次に図２０を参照すると、受信信号ポイントｚは、信号空間８９のシンボルに関して図示されている。受信信号ポイントｚは信号空間８９の各シンボルから異なる距離ｄ_ｉにあることが、図２０からわかる。例えば、受信信号ポイントｚは２ビットマッピング“０１”に関連するシンボルからｄ_４にある。従って、ＬＬＲ（ｂ０）は次のようになる。

ｌｎ［（確率ｂ０が１）／（確率ｂ０が０）；又は （５Ａ）
ｌｎ［（確率（シンボル０１又は１１））／（確率（シンボル００又は１０））］；又は （５Ｂ）
ｌｎ［｛ｅｘｐ（−ｄ_４ ^２／（２σ^２））＋ｅｘｐ（−ｄ_３ ^２／（２σ^２））｝／｛ｅｘｐ（−ｄ_２ ^２／（２σ^２））＋ｅｘｐ（−ｄ_１ ^２／（２σ^２））｝］ （５Ｃ）
また、ＬＬＲ（ｂ１）は次になる。

ｌｎ［（確率ｂ１が１）／（確率ｂ１が０）；又は （６Ａ）
ｌｎ［（確率（シンボル１０又は１１））／（確率（シンボル００又は０１））］；又は （６Ｂ）
ｌｎ［｛ｅｘｐ（−ｄ_１ ^２／（２σ^２））＋ｅｘｐ（−ｄ_３ ^２／（２σ^２））｝／｛ｅｘｐ（−ｄ_２ ^２／（２σ^２））＋ｅｘｐ（−ｄ_４ ^２／（２σ^２））｝］ （６Ｃ）
図１６を参照すると、ＬＬＲ ＬＵＴ５７０（すなわちＬＵＴ５９９）は、受信機３０の各モードに応じて、階層ＬＬＲ値５７３のセット又はレイヤＬＬＲ値５７４のセットに初期化される。例えば、レイヤＬＬＲ値は、図５、１９及び２０に示すようなＬＬシンボルコンステレーションに関して事前に計算される。また、階層ＬＬＲ値は、図７に示すもの及び同様に図２１に示すもののような結合シンボルコンステレーションに関して事前に計算される。換言すると、ＬＬの階層ＬＬＲは、ＬＬ信号空間（例えば図５の信号空間８９）に関してではなく、結合信号空間（例えば図７の信号空間７９）に関して決定される。受信信号ポイントｚ毎に、信号空間７９の各シンボルと受信信号ポイントｚとの間の距離は、ＬＬＲを計算するときに決定されて使用される。簡潔性のため、これらの距離ｄ_ｉのうちいくつかのみが図２１に示されている。階層ＬＬＲ値５７３及びレイヤＬＬＲ値５７４は、如何なる方法で作られてもよい。例えば、受信機３０は、２つの端点（送信機５及び受信機３０）との間の通信の開始又は再初期化中に、送信機５により提供される例えばトレーニング信号を使用することにより、計算を実行してもよい。当該技術分野において既知のように、トレーニング信号は所定の信号（例えば受信機に事前に知られている所定のシンボルシーケンス）である。端点がその間でデータを通信する前にシグナリングを交換する所定の“ハンドシェイキング”シーケンスが更に定められてもよい。代替として、計算はリモートで（例えば送信機５の位置で）実行され、帯域内又は帯域外シグナリングチャネルを介して受信機３０に送信されてもよい（これはダイヤルアップ設備（有線及び／又は無線）を介してもよい（図示せず））。又は、ＬＬＲ値は、予想の信号条件に基づいて計算され、製造時に受信機に格納されてもよい。

図１１に戻り、本発明の原理によれば、メトリックグループ要素５９５は、信号３９６を介してＬＬＲのシーケンス（ソフト入力データ）を受信し、それから反復デコード信号５９６を提供する。以下に説明するように、及び図２２に示すように、例示的に、メトリックグループ要素５９５は、シンボルで反復シンボルを整列し、反復シンボル毎にＬＬＲ出力値を提供する機能を実行する。例示目的で、メトリックグループ要素５９５がＪ＝２の場合について示されているが、Ｊは１より大きい如何なる数でもよい。メトリックグループ要素５９５は、位相平均器６３０及び６３５と、絶対値要素６４０及び６４５と、低域通過フィルタ６５０及び６５５と、比較器６６０と、マルチプレクサ６７０とを有する。

メトリックグループ要素５９５により実行される第１の機能は、反復シンボル期間に対するＬＬの受信信号ポイントシーケンスの整列である。前述のように、各送信ＬＬ反復シンボルはＪシンボル（ただしＪ＞１）を有する。この点について、メトリックグループ要素５９５はＬＬＲのシーケンス（信号３９６で示す）を処理し、同じ反復シンボル期間に関連してこれらをグループ化する。この整列又はグループ化は如何なる方法で実行されてもよい。ここで、位相１平均器６３０は入力としてＬＬＲ値３９６を受け取り、信号６３１として各反復シンボル（ＬＬＲ０＋ＬＬＲ１），（ＬＬＲ２＋ＬＬＲ３）．．．で平均した出力ＬＬＲ値を提供する。位相２平均器６３５は入力としてＬＬＲ値３９６を受け取り、信号６３６として他の配列（ＬＬＲ１＋ＬＬＲ２），（ＬＬＲ３＋ＬＬＲ４）．．．での各反復シンボルで平均した出力ＬＬＲ値を提供する。信号６３１は絶対値要素６４０により更に処理され、絶対値信号６４１を提供する。その絶対値信号６４１は低域通過フィルタ（ＬＰＦ：ｌｏｗ−ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）６５０により更に処理され、フィルタリングされた信号６５１を提供する。信号６３６は絶対値要素６４５により更に処理され、絶対値信号６４６を提供する。その絶対値信号６４６は低域通過フィルタ６５５により更に処理され、フィルタリングされた信号６５６を提供する。比較器６６０は低域フィルタリングされた信号６５１及び６５６を受信し、選択信号６６１を作る。その選択信号６６１は、信号６５１が信号６５６より大きい場合に１であり、位相１がより良い整列であることを示す。そうでない場合には選択信号６５１は０であり、位相２がより良い整列であることを示す。選択信号６６１はマルチプレクサ（ＭＵＸ）６７０に適用され、マルチプレクサ６７０は、決定されたより良い整列に従って平均反復シンボルＬＬＲ値を渡す。すなわち、それは選択信号６６１が１である場合には位相１に対応する信号６３１を選択し、又は選択信号６６１が０である場合には信号６３６を選択し、ＬＬＲ出力５９６を提供する。このように、メトリックグループ要素５９５は、結合メトリックとして最善の位相に関連する加算されたＬＬＲを渡し、反復デコード信号５９６としてＬＬデコーダ３４０に反復シンボル周期毎にこの平均ＬＬＲを提供する。このように、グループメトリック要素５９５は、実際にＬＬ信号から重複データを除去する。

ＬＬデコーダ３４０は、信号５９６を介して平均ＬＬＲのシーケンス（ソフト入力データ）を受信し、それからＬＬ信号３２１−２を提供する。ＬＬデコーダ３４０はＬＬエンコーダ１１０のものに対して補完的に動作する。ＬＬＲデコーダ３４０はまた、ソフト入力ソフト出力デコーダでもよく、ソフト入力値を提供し、そのソフト入力値が更に処理され（図示せず）、ＬＬ信号３２１−２を作ってもよい点に留意すべきである。

レイヤ復調モードでは、受信機３０は、ＵＬ復調器３３０及びデコーダ３３５を介してＵＬ信号を最初に回復することにより、受信信号を順次復調することが、図１１からわかる。回復したＵＬ信号は、受信信号から減算するために再エンコード及び再変調され、ＬＬ復調器３９０による復調のためにＬＬ信号を明らかにする。結果の復調ＬＬ信号ポイントストリーム３９１は、ＬＬシンボルコンステレーションに関してソフト入力データ（例えばＬＬＲ）を生成するように処理される。対照的に、階層復調モードでは、ＵＬ信号ポイントストリーム３３３が回復され、それからＬＬ信号が直接決定される。ここでは、これは同時モードのデコードと呼ばれる。特に、ＵＬ信号ポイントストリーム３３３は、ソフト入力データ（例えばＬＬＲ）を生成し、それからＬＬデータを回復するように処理される。

Ｈ−Ｌ ｍｕｘ３９５の他の変形も可能である。例えば、２つの別々の参照テーブル（５５５及び５６０）がｍｕｘ５６５の前にあり、復調モード信号３８９に従って適切な信号（信号５５６又は５６１）を選択する例を、図２３に示す。

本発明の原理に従った他の実施例を図２４に示す。例示的に、この実施例では、統合復調器／デコーダ３２０’は、階層モードの動作のときに、受信信号を順次デコードする。階層変調ベースの信号を順次デコードするために、受信機はＵＬ信号をまずデコードし、次にＬＬ信号をデコードする。図２４からわかるように、統合復調器／デコーダ３２０’は、結合器又は加算器３８０と遅延要素３５５とＨ−Ｌ ｍｕｘ３９５’との追加を除いて、図１１の統合復調器／デコーダ３２０と類似する。遅延要素３５５は、ＵＬデコーダ３３５、エンコーダ４７０等の処理遅延を補う。例示的に、加算器３８０は、入力信号として遅延した変調ＵＬ信号ポイントストリーム３３３’と、図１３に示すようにＵＬ再変調器／再エンコーダ３５０から利用可能な信号４７１とを受信する。結合器３８０は、遅延した変調ＵＬ信号ポイントストリーム３３３’から符号化信号４７１を減算し、Ｈ−Ｌ ｍｕｘ３９５’にＬＬ信号ポイントストリーム３８１を提供する。前述のように、Ｈ−Ｌ ｍｕｘ３９５’は、選択された復調モードの関数として、適用された信号（ここではＬＬ信号ポイントストリーム３８１又は復調ＬＬ信号ポイントストリーム３９１）を選択する。

Ｈ−Ｌ ｍｕｘ３９５’のブロック図を図２５に示す。この例では、Ｈ−Ｌ ｍｕｘ３９５’は、ｍｕｘ５６５とＬＬＲ計算機５８０とを有する。ｍｕｘ５６５は、復調モード信号３８９の関数として、ＬＬ信号ポイントストリーム３８１又は復調ＬＬ信号ポイントストリーム３９１を選択し、受信信号ポイントストリーム５６６を提供する。後者はＬＬＲ計算機５８０で表されるようなソフトデータ生成器に適用され、前述のように、グループメトリック要素５９５にＬＬＲデータ３９６を提供する。

図１の受信機で使用される図２６に注目する。ステップ６０５において、受信機３０は複数の復調モードのうち１つを選択する。例示的に、少なくとも２つの復調モード（階層復調及びレイヤ復調）が存在する。前述のように、この選択は、例えばジャンパ設定、受信機３０の構成スクリーン（図示せず）又は帯域外若しくは帯域内シグナリングチャネルで伝送されるデータにより実行され得る。ステップ６１０において、受信機３０は多レベル信号を受信する。ステップ６１５において、受信機３０は、選択された復調モードの関数として実行する復調処理を決定する。復調モードが階層である場合、ステップ６２０において、受信機３０は受信した多レベル信号の階層復調を実行する。他方、復調のモードがレイヤである場合、ステップ６２５において、受信機３０は受信した多レベル信号のレイヤ復調を実行する。復調モードの選択（ステップ６０５）は、多レベル信号の受信（ステップ６１０）の後に実行されてもよい点に留意すべきである。

本発明の原理による受信機の他の実施例を図２７に示す。例示的に、この実施例では、受信機３０（図示せず）はレイヤ復調のみを実行し、受信信号を順次デコードする復調器／デコーダ７２０を有する。図２７からわかるように、復調器／デコーダ７２０は、階層復調がサポートされていないため、複数の要素を削除することを除いて、図１１の統合復調器／デコーダ３２０と類似する。

例示的に、受信信号ポイントストリーム３９１は、メトリックグループ要素５９５にＬＬＲ値３９６を提供するＬＬＲ参照テーブル５７０に適用される。整列に関して、メトリックグループ要素５９５は、Ｊの可能な整列毎に結合ＬＬＲ値を作ることにより、受信信号ポイントを再び整列し、平均で最高の絶対値を有するものとして結合ＬＬＲ値の最善のシーケンスを選択する。従って、メトリックグループ要素５９５は、ＬＬデコーダ３４０への適用のために、反復デコード信号５９６を提供する。これに関して、ＬＬデコーダ３４０はＬＬＲ値を受信する。

本発明の原理による受信機の他の実施例を図２８に示す。例示的に、この実施例では、受信機３０（図示せず）は階層復調のみを実行し、受信信号を同時にデコードする復調器／デコーダ８２０を有する。図２８からわかるように、復調器／デコーダ８２０は、レイヤ復調がサポートされていないため、複数の要素を削除することを除いて、図１１の統合復調器／デコーダ３２０と類似する。図２８からわかるように、ＵＬ信号ポイントストリーム３３３はＬＬＲ ＬＵＴ５７０に適用され、前述のように、そのＬＬＲ ＬＵＴ５７０は階層ＬＬＲ値５７３を格納している。ＬＬＲの結果のストリーム（信号３９６）は、前述のようにメトリックグループ要素５９５に適用される。

本発明の原理による受信機の他の実施例を図２９に示す。例示的に、この実施例では、受信機３０（図示せず）は階層変調のみを実行し、受信信号を順次デコードする復調器／デコーダ９２０を有する。図２９からわかるように、復調器／デコーダ９２０は、レイヤ復調がサポートされていないため、複数の要素を削除することを除いて、図２４及び２５の統合復調器／デコーダ３２０’と類似する。他の実施例に関して行われたものと類似のコメントが、これに当てはまる（例えばＬＬデコーダ３４０はＬＬＲ値を受信する）。

代替実施例では、メトリックグループ要素５９５は、シンボル値を整列及び平均して、シンボル値で動作することができ、その場合に、例えばＬＬデコーダはその後のデコードのために、まず平均シンボル値をＬＬＲ値に変換してもよい点に留意すべきである。

本発明の特徴によれば、反復コーダの使用は、更なる設計の柔軟性を備えたコードを導く機能を提供する。例えば、レート１／２コーダが図３のＬＬエンコーダ１１０により実装され得る。当該技術分野において既知のように、“レート１／２”という用語は、送信される２ビット毎に１ビットが冗長である（すなわち誤り保護／検出を提供する）ことを意味する。一般的な形式では、コーダはレートｎ／Ｒ（ｎ及びＲは１より大きく、Ｒ＞ｎである）を有すると記載することができる。更に、実際には、ＬＬエンコーダ１１０は、既存のエンコーダ設計（独自仕様又は既製）から生じてもよい。更に、反復コードを追加することにより、エンコーダ又は対応のデコーダに再設計を必要とせずに、送信機５はレートｎ／（（Ｒ）（Ｊ））のコーダを効果的に実装する。従って、コスト及び設計時間を節約する。また、ここで説明した反復コードはまた、それがなければ通常利用可能でないコードレートのクラスを得るパンクチャ技術及び他の技術と共に使用され得る。

前述のように、本発明の概念によれば、反復コードは、多レベル信号のうち少なくとも１つのレベルで使用される。実際に、本発明の概念は、小さいＳＮＲ環境においてＬＬチャネルで運ばれるデータの回復を可能にする更にロバストなＬＬチャネルを事実上作る。実際に、例えば下位レイヤでの反復コードの使用は、下位レイヤのチャネルの出力レベルを増加させることなく、受信機の性能を改善する。従って、下位レイヤの信号での反復コードに関して説明したが、本発明はそれに限定されず、多レベル変調信号のうち如何なる１つ以上のレイヤに適用され得る。また、ＴＶ３５で示すディスプレイに結合された受信機に関して説明したが、本発明の概念はそれに限定されない点に留意すべきである。例えば、受信機３０は、例えばヘッドエンドの配信システムの更なるアップストリームに配置されてもよく、その配信システムがネットワークの他のノード及び／又は受信機にコンテンツを再送信してもよい。更に、下位互換性のある通信システムを提供することに関して階層変調及びレイヤ変調について説明したが、これは本発明の概念の要件ではない。前述及び図示の特定の要素の構成要素のグループは単に例示的である点にも留意すべきである。例えば、ＵＬデコーダ３３５とＬＬデコーダ３４０との一方又は双方は、基本的に復調上位レイヤ信号と復調下位レイヤ信号とを少なくとも提供する復調器である要素３２０の外部でもよい。同様に、別々の要素として図示されているが、反復コーダ１７０の機能は図面の他の要素に実装されてもよい点にも留意すべきである。例えば図３を検討すると、反復コード機能は、ＬＬエンコーダ１１０又はＬＬ変調器１２０に含まれてもよい。同様のコメントが他の図面に当てはまる。

従って、前述のものは本発明の原理を例示するものであり、当業者は、明示的に説明しないが、本発明の原理を具現し、その要旨及び範囲内にある多数の代替構成を考案することができることがわかる。例えば、別々の機能要素に関して図示したが、これらの機能要素は１つ以上の集積回路（ＩＣ）に具現されてもよい。同様に、別々の要素として図示したが、要素の一部又は全部は、格納プログラム制御プロセッサ（例えば、図２６に示す１つ以上のステップに対応する関連ソフトウェアを実行するデジタルシグナルプロセッサ（ＤＰＳ）又はマイクロプロセッサ）に実装されてもよい。更に、別々の要素として図示したが、その要素は、その如何なる組み合わせで異なるユニットに分散されてもよい。例えば、受信機３０はＴＶ３５の一部でもよい。従って、例示的な実施例に対して多数の変更が可能であり、特許請求の範囲に記載の本発明の要旨及び範囲を逸脱することなく、他の構成が考案され得ることがわかる。

本発明の原理を具現する例示的な衛星通信システム 図１の衛星１５を通じた伝送パスの例示的なブロック図 図１の送信機５で使用される本発明の原理による例示的な階層変調の実施例 本発明の原理による反復符号化 上位レイヤ及び下位レイヤで使用される例示的なシンボルコンステレーション 図１の送信機５で使用される本発明の原理による他の例示的な階層変調の実施例 多レベル信号用の例示的な結果の信号ポイントコンステレーション 図１の送信機５で使用される本発明の原理による例示的なレイヤ変調の実施例 レイヤ変調ベースのシステムに関する衛星伝送パスの例示的なブロック図 本発明の原理による受信機の例示的なブロック図 本発明の原理による図１０の統合復調器／デコーダ３２０の例示的なブロック図 本発明の原理による統合復調器／デコーダ３２０の異なる部分の様々なブロック図 本発明の原理による統合復調器／デコーダ３２０の異なる部分の様々なブロック図 本発明の原理による統合復調器／デコーダ３２０の異なる部分の様々なブロック図 本発明の原理による統合復調器／デコーダ３２０の異なる部分の様々なブロック図 本発明の原理による統合復調器／デコーダ３２０の異なる部分の様々なブロック図 例示的な信号空間 本発明の原理による対数尤度参照テーブル 例示的なシンボルコンステレーション 例示的な対数尤度計算 例示的な対数尤度計算 図１１のメトリックグループ要素５９５の実施例 図１１のＨ−Ｌ ｍｕｘ３９５の他の変形 本発明の原理による統合復調器／デコーダの他の例示的な実施例 本発明の原理による統合復調器／デコーダの他の例示的な実施例 本発明の原理による例示的なフローチャート 本発明の原理によるレイヤ変調受信機の他の例示的な実施例 本発明の原理による同時デコードを備えた階層変調受信機の他の例示的な実施例 本発明の原理による順次デコードを備えた階層変調受信機の他の例示的な実施例

Claims (34)

1. 多レベル受信信号を復調し、Ｋの復調信号を提供し、Ｋ＞１である復調器と、
   前記Ｋの復調信号のうち少なくとも１つから重複データを除去する反復デコーダと
   を有する受信機であって、
   前記多レベル受信信号は、上位レイヤと下位レイヤとを少なくとも含むレイヤ変調信号であり、
   前記反復デコーダは、
   異なるそれぞれの整列で少なくとも１つの復調信号から導かれたソフト入力データをそれぞれ平均し、各平均の信号を提供する複数の平均要素と、
   どの平均の信号が残りの平均の信号と比較してより良い整列を表すかを決定する比較器と、
   より良い整列を表すと決定された平均の信号を提供するセレクタと
   を更に有する受信機。
2. 請求項１に記載の受信機であって、
   前記反復デコーダは、前記下位レイヤで動作する受信機。
3. 請求項１に記載の受信機であって、
   前記反復デコーダは、反復デコード信号を提供し、
   前記受信機は、前記反復デコード信号をデコードするデコーダを更に有する受信機。
4. 請求項３に記載の受信機であって、
   前記反復デコード信号は、少なくとも１つの復調信号のＪの受信信号ポイント毎に平均対数尤度比（ＬＬＲ）を表し、Ｊ＞１である受信機。
5. 請求項３に記載の受信機であって、
   前記反復デコード信号は、少なくとも１つの復調信号のＪの各受信信号ポイントの平均を表し、Ｊ＞１である受信機。
6. 請求項１に記載の受信機であって、
   前記ソフト入力データは、前記少なくとも１つの復調信号に関連する対数尤度比の関数である受信機。
7. 多レベル受信信号を復調し、Ｋの復調信号を提供し、Ｋ＞１である復調器と、
   前記Ｋの復調信号のうち少なくとも１つから重複データを除去する反復デコーダと
   を有する受信機であって、
   前記復調器は、複数の動作モードを有し、
   前記モードのうち少なくとも２つは、階層モードとレイヤモードであり、
   前記反復デコーダは、
   異なるそれぞれの整列で少なくとも１つの復調信号から導かれたソフト入力データをそれぞれ平均し、各平均の信号を提供する複数の平均要素と、
   どの平均の信号が残りの平均の信号と比較してより良い整列を表すかを決定する比較器と、
   より良い整列を表すと決定された平均の信号を提供するセレクタと
   を更に有する受信機。
8. 請求項７に記載の受信機であって、
   前記多レベル受信信号は、上位レイヤと下位レイヤとを少なくとも含む階層変調信号である受信機。
9. 請求項８に記載の受信機であって、
   前記反復デコーダは、前記下位レイヤで動作する受信機。
10. 請求項７に記載の受信機であって、
    前記多レベル受信信号は、上位レイヤと下位レイヤとを少なくとも含むレイヤ変調信号である受信機。
11. 請求項１０に記載の受信機であって、
    前記反復デコーダは、前記下位レイヤで動作する受信機。
12. 請求項７に記載の受信機であって、
    前記反復デコーダは、反復デコード信号を提供し、
    前記受信機は、前記反復デコード信号をデコードするデコーダを更に有する受信機。
13. 請求項１２に記載の受信機であって、
    前記反復デコード信号は、少なくとも１つの復調信号のＪの受信信号ポイント毎に平均対数尤度比（ＬＬＲ）を表し、Ｊ＞１である受信機。
14. 請求項１２に記載の受信機であって、
    前記反復デコード信号は、少なくとも１つの復調信号のＪの各受信信号ポイントの平均を表し、Ｊ＞１である受信機。
15. 請求項８に記載の受信機であって、
    前記ソフト入力データは、前記少なくとも１つの復調信号に関連する対数尤度比（ＬＬＲ）の関数である受信機。
16. 多レベル受信信号を復調し、Ｋの復調信号を提供し、Ｋ＞１である復調器と、
    前記Ｋの復調信号のうち少なくとも１つから重複データを除去する反復デコーダと
    を有する受信機であって、
    前記反復デコーダは、
    異なるそれぞれの整列で少なくとも１つの復調信号から導かれたソフト入力データをそれぞれ平均し、各平均の信号を提供する複数の平均要素と、
    どの平均の信号が残りの平均の信号と比較してより良い整列を表すかを決定する比較器と、
    より良い整列を表すと決定された平均の信号を提供するセレクタと
    を更に有する受信機。
17. 請求項１６に記載の受信機であって、
    前記ソフト入力データは、前記少なくとも１つの復調信号に関連する対数尤度比（ＬＬＲ）の関数である受信機。
18. 受信機で使用される方法であって、
    多レベル受信信号を復調し、Ｋの復調信号を提供し、Ｋ＞１であり、
    前記Ｋの復調信号のうち少なくとも１つから重複データを除去することを有し、
    前記多レベル受信信号は、上位レイヤと下位レイヤとを少なくとも含むレイヤ変調信号であり、
    前記除去するステップは、
    複数の異なる整列で少なくとも１つの復調信号から導かれたソフト入力データを平均し、各整列に関連する各平均の信号を提供し、
    どの平均の信号が残りの平均の信号と比較してより良い整列を表すかを決定し、
    より良い整列を表すと決定された平均の信号を提供することを有する方法。
19. 請求項１８に記載の方法であって、
    前記反復デコーダは、前記下位レイヤで動作する方法。
20. 請求項１８に記載の方法であって、
    前記除去するステップは、反復デコード信号を提供するステップを有し、
    前記方法は、前記反復デコード信号をデコードするステップを更に有する方法。
21. 請求項２０に記載の方法であって、
    前記反復デコード信号は、少なくとも１つの復調信号のＪの受信信号ポイント毎に平均対数尤度比（ＬＬＲ）を表し、Ｊ＞１である方法。
22. 請求項２０に記載の方法であって、
    前記反復デコード信号は、少なくとも１つの復調信号のＪの各受信信号ポイントの平均を表し、Ｊ＞１である方法。
23. 請求項１８に記載の方法であって、
    前記ソフト入力データは、前記少なくとも１つの復調信号に関連する対数尤度比（ＬＬＲ）の関数である方法。
24. 受信機で使用される方法であって、
    多レベル受信信号を復調し、Ｋの復調信号を提供し、Ｋ＞１であり、
    前記Ｋの復調信号のうち少なくとも１つから重複データを除去することを有し、
    前記復調するステップは、
    少なくとも２つの復調モードのうち１つを選択するステップと、
    前記選択されたモードに従って復調を実行するステップと
    を有し、
    前記少なくとも２つの復調モードは、階層復調モードとレイヤ復調モードであり、
    前記除去するステップは、
    複数の異なる整列で少なくとも１つの復調信号から導かれたソフト入力データを平均し、各整列に関連する各平均の信号を提供し、
    どの平均の信号が残りの平均の信号と比較してより良い整列を表すかを決定し、
    より良い整列を表すと決定された平均の信号を提供することを有する方法。
25. 請求項２４に記載の方法であって、
    前記多レベル受信信号は、上位レイヤと下位レイヤとを少なくとも含む階層変調信号である方法。
26. 請求項２５に記載の方法であって、
    前記反復デコーダは、前記下位レイヤで動作する方法。
27. 請求項２４に記載の方法であって、
    前記多レベル受信信号は、上位レイヤと下位レイヤとを少なくとも含むレイヤ変調信号である方法。
28. 請求項２７に記載の方法であって、
    前記反復デコーダは、前記下位レイヤで動作する方法。
29. 請求項２４に記載の方法であって、
    前記除去するステップは、反復デコード信号を提供するステップを有し、
    前記方法は、前記反復デコード信号をデコードするステップを更に有する方法。
30. 請求項２９に記載の方法であって、
    前記反復デコード信号は、少なくとも１つの復調信号のＪの受信信号ポイント毎に平均対数尤度比（ＬＬＲ）を表し、Ｊ＞１である方法。
31. 請求項２９に記載の方法であって、
    前記反復デコード信号は、少なくとも１つの復調信号のＪの各受信信号ポイントの平均を表し、Ｊ＞１である方法。
32. 請求項２４に記載の方法であって、
    前記ソフト入力データは、前記少なくとも１つの復調信号に関連する対数尤度比（ＬＬＲ）の関数である方法。
33. 受信機で使用される方法であって、
    多レベル受信信号を復調し、Ｋの復調信号を提供し、Ｋ＞１であり、
    前記Ｋの復調信号のうち少なくとも１つから重複データを除去することを有し、
    前記除去するステップは、
    複数の異なる整列で少なくとも１つの復調信号から導かれたソフト入力データを平均し、各整列に関連する各平均の信号を提供し、
    どの平均の信号が残りの平均の信号と比較してより良い整列を表すかを決定し、
    より良い整列を表すと決定された平均の信号を提供することを有する方法。
34. 請求項３３に記載の方法であって、
    前記ソフト入力データは、前記少なくとも１つの復調信号に関連する対数尤度比（ＬＬＲ）の関数である方法。

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