BR0015783B1 - Controle de centro de gravidade para sistemas de transmissão qam hierárquicos - Google Patents

Description

"CONTROLE DE CENTRO DE GRAVIDADE PARA SISTEMAS DE TRANSMISSÃO QAM HIERÁRQUICOS" CAMPO DA INVENÇÃO A presente invenção refere-se a sistemas de transmissão de modulação pela amplitude da quadratura hierárquicos .

HISTÓRICO DA INVENÇÃO

Sistemas de transmissão de modulação pela amplitude da quadratura (QAM) hierárquicos são bem conhecidos. Por exemplo, a Patente U.S. 5.966.412, emitida em 12 de Outubro de 1999 para Ramaswamy, divulga um sistema de modulação que pode permanecer compatível retrógrado com receptores mais antigos codificados com deslocamento de fase da quadratura (QPSK), enquanto simultaneamente adicionalmente permitindo fluxos de dados adicionais, para conseguir que taxas de dados mais elevadas ou dados de precisão mais elevados, sejam receptíveis por receptores mais avançados. A Fig. 1 é um diagrama em bloco ilustrando um sistema de transmissão de QAM hierárquico como divulgado nessa patente. A Fig. 1 divulga um transmissor de dados 100 acoplado em um receptor de dados 300 através de um canal de transmissão 200.

Na Fig. 1, um primeiro terminal de entrada DADOS 1 é acoplado na fonte (não mostrada) de um primeiro sinal de dados, e um segundo terminal de entrada DADOS 2 é acoplado em uma fonte (não mostrada) de um segundo sinal de dados. Os primeiro e segundo sinais de dados podem representar dados separados e independentes, ou podem representar sinais de dados relacionados, tal como sinais transportando porções respectivas do mesmo sinal de dados (para aumentar a taxa de rendimento do sistema de transmissão) ou uma porção de dados elementar e uma porção de dados suplementar do mesmo sinal de dados (para transmitir sinais intensificados enquanto mantendo compatibilidade retrógrada com receptores mais antigos existentes, como descrito em mais detalhes abaixo). O primeiro terminal de entrada DADOS 1 é acoplado em um terminal de entrada de um primeiro codificador de detec-ção/correção de erro 102. Um terminal de saída do primeiro codificador 102 é acoplado em um terminal de entrada de um modulador QPSK de nível 1 104. Um terminal de saída do modu-lador QPSK de nível 1 104 é acoplado em um primeiro terminal de entrada de um combinador de sinal 106. 0 segundo terminal de entrada DADOS 2 é acoplado em um terminal de entrada de um segundo codificador de de-tecção/correção de erro 108. Um terminal de saída do segundo codificador 108 é acoplado em um terminal de entrada de um modulador QPSK de nível 2 110. O modulador QPSK de nível 2 110 é acoplado em um terminal de entrada de um amplificador de ganho variável 111, tendo um ganho de G. Um terminal de saída do amplificador de ganho variável 111 é acoplado em um segundo terminal de entrada do combinador de sinal 106. O terminal de saída do combinador de sinal 106 produz um sinal modulado combinado e é acoplado no canal de transmissão 200. Na modalidade ilustrada, esse canal é um sistema de transmissão de sinal de televisão por satélite direto, e o canal de transmissão inclui uma estação de transmissão de terra no transmissor 100 (representada por uma antena de transmissão em tracejado), um satélite de comunicações (não mostrado), para receber os dados da estação de terra e retransmitir esses dados para uma pluralidade de estações receptoras de terra, uma das quais 300 é ilustrada na Fig. 1, que recebe e processa o sinal de dados retransmitido, como ilustrado por uma antena receptora em tracejado. A saída do canal de transmissão 200 é acoplada em um terminal de entrada de um demodulador QPSK de nível 1 302. Um terminal de saída do demodulador de nível 1 302 é acoplada em terminais de entrada respectivos de um primeiro decodificador de detecção/correção de erro 304 e um circuito de retardo 306. Um terminal de saída do primeiro decodificador 304 é acoplado em um terminal de saída DADOS 1', e em um terminal de entrada de um re-codificador 308. Um terminal de saída do re-codificador 308 é acoplado em um terminal de entrada do subtraendo de um subtrator 310. Um terminal de saída do circuito de retardo 3 06 é acoplado em um terminal de entrada do minuendo do subtrator 310. Um terminal de saída de diferença do subtrator 310 é acoplado em um terminal de entrada de um segundo decodificador de detecção/correção de erro 312. Um terminal de saída do segundo decodificador 312 é acoplado em um segundo terminal de saída de dados DADOS 2' .

Em operação, o primeiro codificador 102 codifica o primeiro sinal de dados DADOS 1 para proporcionar capacidades de detecção/correção de erro em uma maneira conhecida. Qualquer um dos códigos conhecidos de detecção/correção de erro pode ser implementado pelos pares de codifica- dor/decodificador 102/304, 108/312, e esses códigos podem ser concatenados, como descrito na patente acima mencionada. 0 primeiro codificador 102 produz um fluxo de bits codificados representando o primeiro sinal de dados codificados DADOS 1. O modulador de nível 1 104 processa conjuntos sucessivos de dois bits de dados codificados, cada conjunto chamado um símbolo, para gerar um sinal QPSK que situa-se em um dos quatro quadrantes em uma maneira conhecida. Similarmente, o segundo codificador 108 codifica o segundo sinal de dados DADOS 2 para proporcionar capacidades de detec-ção/correção de erros em uma maneira conhecida. O modulador de nível 2 110 processa conjuntos de dois bits de dados codificados para também gerar um sinal QPSK que situa-se em um dos quatro quadrantes. Alguém perito na técnica entenderá que sinais de dados adicionais (DADOS 3, etc.) podem ser respectivamente codificados com detecção/correção de erro por codificadores adicionais e moduladores QPSK adicionais, (nível 3, etc.) podem ser responsivos a conjuntos adicionais respectivos de dois bits de dados codificados para gerar sinais QPSK adicionais. 0 sinal QPSK do modulador de nível 1 104 é atribuído com um peso de 1; o sinal QPSK do modulador de nível 2 110 é atribuído com um peso ou ganho de 0,5 pelo amplificador de ganho variável 111; o terceiro um peso de 0,25 e assim por diante. Todos os sinais QPSK ponderados são então combinados em um único sinal modulado pelo combinador de sinal 106 e transmitidos através de um canal de transmissão 200. O modulador QPSK de nível 1 faz com que o sinal combinado situe-se dentro de um de quatro quadrantes em resposta ao conjunto de dois bits de dados codificados do primeiro codificador 102. Cada quadrante, por sua vez, pode ser imaginado como dividido em quatro sub-quadrantes. 0 modulador QPSK nível 2 110 faz com que o sinal combinado situe-se dentro de um dos sub-quadrantes dentro do quadrante selecionado pelo modulador QPSK de nível 1 104, em resposta ao conjunto de dois bits de dados de entrada do segundo codificador 108. Esse sub-quadrante pode adicionalmente ser imaginado como dividido em quatro sub-sub-quadrantes, e o sinal combinado induzido a situar-se dentro de um desses sub-sub-quadrantes em resposta ao conjunto de dois bits de dados de entrada de um terceiro codificador (não mostrado) e assim por diante.

Um receptor mais antigo (ilustrado na Fig. 1 por uma linha tracejada 300') inclui somente um demodulador QPSK de nível 1 302, que pode detectar onde situa-se o sinal recebido no plano I-Q. A partir dessa informação, o decodifi-cador de detecção/correção de erro 3 04 pode determinar os dois bits codificados correspondentes no primeiro fluxo de dados recebido. O decodificador de detecção/correção de erro 304 pode adicionalmente corrigir quaisquer erros introduzidos pelo canal de transmissão para gerar um sinal de dados recebidos DADOS 1' representando o primeiro sinal de dados original DADOS 1. Assim, um tal receptor pode apropriadamente receber, decodificar e processar um primeiro sinal de dados DADOS 1 na presença de sinais de dados adicionalmente modulados DADOS 2, (DADOS 3), etc. Os sinais incluídos pelos moduladores QPSK de nível 2 (e nível 3, etc.) aparentam simplesmente como interferência para um tal receptor.

Um receptor mais avançado 300, por outro lado, pode detectar em qual quadrante o sinal modulado recebido se situa, e, assim, pode receber, decodificar e processar conjuntos sucessivos de dois bits de dados representando o primeiro sinal de dados DADOS 1. O re-codificador 308 no receptor avançado então regenera um sinal ideal que se situa no meio do quadrante indicado, que é subtraído do sinal modulado recebido. Essa operação translada o centro do quadrante do sinal transmitido para a origem. O que permanece é um sinal modulado em QPSK, ponderado por 0,5, representando o segundo sinal de dados DADOS 2. Esse sinal é então decodificado pelo segundo decodificador 312 para determinar em qual sub-quadrante o sinal situa-se, indicando o conjunto de dois bits correspondendo a esse sinal. Conjuntos sucessivos de dois bits de dados recebidos representando o segundo sinal de dados DADOS 2 são, acima, recebidos, decodificados e processados e assim por diante. Um tal sistema de transmissão opera pela modulação de uma portadora na quadratura com o que é observado como uma constelação de símbolos permissí-veis, e é uma forma de modulação pela amplitude da quadratura (QAM). Um tal sistema é chamado um sistema de transmissão QAM hierárquico porque ele pode ser usado para transmitir outros níveis de sinais de dados, ou outros níveis de detalhes em um único sinal, enquanto mantendo a compatibilidade retrógrada com receptores mais antigos. A Fig. 2a é um diagrama ilustrando uma constelação no plano I-Q de símbolos permissíveis para um sistema de transmissão 16QAM hierárquico, como ilustrado na patente acima mencionada. Na Fig. 2a, um primeiro conjunto de dois bits determina em qual quadrante o símbolo gerado se situa. Se os primeiros dois bits são "00", então o símbolo situa-se dentro do quadrante direito superior, e o modulador de nível 1 104 produz os sinais I-Q tal que I = 1 e Q = 1; se os primeiros dois bits são "01", então o símbolo situa-se dentro do quadrante esquerdo superior e o modulador nível 1 104 produz os sinais I-Q tal que I = -1 e Q = 1; se os primeiros dois bits são "10", então o símbolo situa-se dentro do quadrante direito inferior e o modulador de nível 1 104 produz sinais I-Q tal que I = 1 e Q = -1; e se os primeiros dois bits são "11", então o símbolo situa-se dentro do quadrante esquerdo inferior e o modulador de nível 1 104 produz os sinais I-Q tal que I = -1 e Q = -1. Isso é indicado na Fig. 2a pelo par de bit apropriado no meio do quadrante associado.

Como descrito acima, cada quadrante pode, por si próprio, ser considerado como sendo dividido em quatro sub-quadrantes, como ilustrado no quadrante direito superior na Fig. 2a. O segundo conjunto de dois bits determina em qual sub-quadrante o símbolo se situa. O mesmo mapeamento é usado para determinar o sub-quadrante como foi descrito acima para determinar o quadrante. Isto é, se os segundos dois bits são "00", então o símbolo situa-se dentro do sub-quadrante direito superior e o modulador de nível 2 gera um sinal I-Q tal que I = 1 e Q = 1; se os segundos dois bits são "01", então o símbolo situa-se dentro do sub-quadrante esquerdo superior e o modulador de nível 2 gera um sinal I-Q tal que I = -1 e Q = 1; se os segundos dois bits são "10" então o símbolo situa-se dentro do sub-quadrante direito inferior e o modulador de nível 2 gera um sinal I-Q tal que I = 1 e Q = -1; e se os segundos dois bits são "11", então o símbolo situa-se dentro do sub-quadrante esquerdo inferior e o modulador de nível 2 gera um sinal I-Q tal que I=-leQ=-l. O amplificador de ganho variável 111 (da Fig. 1) pondera o sinal do modulador do nível 2 110 por um peso de 0,5, então os pontos nos sub-quadrantes situam em ±0,5 ao redor do ponto central do quadrante. Cada uma dessas localizações é mostrada como um círculo cheio na Fig. 2a, com um número binário de quatro bits ilustrando a combinação dos primeiro e segundo conjuntos de dois bits, com os primeiros dois bits sendo o par direito dos bits e os segundos dois bits sendo o par esquerdo. A Publicação de Patente Européia 0 594 505 Al, publicada em 27 de Abril de 1994, ilustra um sistema QAM hierárquico similar. Nessa publicação, um transmissor de QAM hierárquico é ilustrado na Fig. 4b e gera uma constelação de 64 QAM como ilustrado na Fig. 3d. Um receptor correspondente é ilustrado na Fig. 5c. Esse receptor inclui uma entrada para receber o sinal QAM hierárquico transmitido. O receptor detecta o quadrante no qual o símbolo recebido se situa, e assim os bits de nível 1, usando um decodificador de Viterbi 8 (col. 15, linhas 44-58). Um símbolo ideal correspondendo aos bits de nível 1 detectados é regenerado no meio do qua- drante detectado por um multiplexador 90 recebendo nas suas entradas valores correspondendo às localizações no plano I-Q do centro ideal do quadrante detectado (col. 16, linhas 8-12) . Porque as localizações dos pontos na constelação são conhecidas antecipadamente, uma média ponderada, ou centro de gravidade, dos pontos da constelação é pré calculada. Essa localização do símbolo ideal é subtraída do símbolo recebido para transladar o centro pré calculado do quadrante para a origem do plano I-Q pelo subtrator 91 (col. 16, linhas 8-12) . A Publicação de Patente Européia 0 366 159, publicada em 2 de Maio de 1990, ilustra um receptor de QAM não hierárquico no qual várias características do canal de comunicações são detectadas e monitoradas. Por exemplo, a flutuação e a flutuação de fase da freqüência do símbolo e a flutuação de fase da amplitude são todas analisadas e ficam disponíveis para análise. Embora os circuitos de processamento do sinal sejam ilustrados para compensar a flutuação e flutuação de fase da freqüência, somente uma auto-faixa de ganho analógico comum é divulgada para controle de amplitude (página 4, linhas 39-40). É sabido que o desempenho da taxa de erro de bits dos fluxos de dados respectivos através dos diferentes níveis de um sistema QAM hierárquico tal como descrito acima é diferente. Em geral, a taxa de erro de bits do fluxo de dados de nível 1 é melhor do que a taxa de erro de bits dos fluxos de dados de nível 2 (e mais altos). Entretanto, o desempenho geral do sistema de transmissão QAM hierárquico é otimizado quando a taxa de erro de bits dos fluxos de dados respectivos através dos diferentes níveis é a mesma. É desejável, portanto, otimizar não somente a taxa de erro de bits geral do sistema de transmissão, mas também mais estreitamente igualar as taxas de erro de bits respectivas dos diferentes níveis no sistema de transmissão.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

Os inventores verificaram que quando decodificando um sinal recebido, é imperativo que o ganho seja controlado apropriadamente de modo que os valores dos pontos recebidos na constelação estejam na faixa apropriada para serem detectados precisamente. Entretanto, devido a não linearidade inerente em um sistema de transmissão de televisão por satélite direto, e para a prática de intencionalmente distorcer a localização dos pontos de dados na constelação para melhorar o desempenho, o método padrão de comparação da constelação recebida com uma constelação ideal, e ajuste do ganho para maximizar a correspondência entre os dois não resultará na operação perfeita.

De acordo com os princípios da presente invenção, um receptor de QAM inclui uma entrada para receber um sinal QAM hierárquico. O sinal QAM hierárquico representa pontos de dados sucessivos no plano I-Q, cada ponto de dados estando em um dos quatro quadrantes. Um decodificador de nível 1 detecta o quadrante no plano I-Q de um ponto de dados recebido. O conjunto de circuitos, acoplado na entrada de sinal QAM hierárquico, translada o ponto de dados recebido no plano I-Q tal que um ponto central do quadrante detectado é transladado para a proximidade da origem do plano I-Q. Um decodificador de nível 2 detecta o quadrante do ponto de dados transladado. Esse sistema é caracterizado por conjunto de circuitos, acoplado na entrada do sinal QAM hierárquico, para calcular a localização no plano I-Q do centro de gravidade dos pontos de dados recebidos sucessivos em um quadrante. Além disso, o conjunto de circuitos de translação adicionalmente compreende conjunto de circuitos para transladar o ponto de dados recebido no plano I-Q tal que a localização do centro de gravidade calculado é transladada para a origem do plano I-Q.

Um tal sistema pode adaptar-se à constelação recebida, a despeito de qualquer distorção introduzida nos pontos de dados da constelação pelas não linearidades no canal de transmissão, ou intencionalmente introduzidas na constelação transmitida.

BREVE DESCRICÃO DO DESENHO A Fig. 1 é um diagrama em bloco de um sistema de transmissão de acordo com os princípios da presente invenção, A Fig. 2 é um diagrama ilustrando uma constelação de símbolos permissíveis para um sistema de transmissão 16QAM hierárquico, As Figs. 3a e c são diagramas em bloco mais detalhados de porções respectivas do sistema de transmissão ilustrado na Fig. 1 e adicionalmente incluindo um mapeador de código de Gray e a Fig. 3b é uma tabela contendo dados controlando a operação do mapeador de código de Gray, A Fig. 4 é um diagrama em bloco mais detalhado de uma porção do sistema de transmissão ilustrado na Fig. 1 ilustrando a operação de códigos de detecção/correção de erros diferentes para níveis diferentes, A Fig. 5 é um diagrama de uma constelação recebida e a Fig. 6 é um diagrama de um quadrante de uma constelação recebida distorcida pelo canal de transmissão, A Fig. 7 é um diagrama em bloco do conjunto de circuitos para determinar o centro de gravidade de um quadrante de uma constelação recebida dos pontos de dados e A Fig. 8 é um diagrama de uma constelação ilustrando o uso dos fatores de agrupamento para variar o desempenho da taxa de bits relativa dos sinais de nível diferente em um sinal QAM hierárquico.

DESCRICÃO DETALHADA

As Figs. 3a e c são diagramas em bloco mais detalhados de porções respectivas do sistema de transmissão ilustrado na Fig. 1 e adicionalmente incluindo um mapeador de código de Gray, e a Fig. 3b é uma tabela ilustrando a operação do mapeador de código de Gray ilustrado nas Figs. 3a e c. Com referência primeiro à Fig. 2b, é ilustrada uma constelação na qual pontos adjacentes em todas as localizações representam valores de dados que diferem somente em uma posição de bit. Para produzir essa constelação, o mapeamento do conjunto dos dois bits no sinal de dados de nível 2 codificado para localizações em um sub-quadrante depende de qual quadrante que esse sub-quadrante se situa. 0 quadrante direito superior (00) na Fig. 2b é idêntico a esse na Fig. 2a.

No quadrante esquerdo superior, entretanto, as colunas esquerda e direita são trocadas. No quadrante direito inferior, as fileiras superior e inferior são trocadas, e no quadrante esquerdo inferior, as colunas esquerda e direita e as fileiras superior e inferior são trocadas. Isso pode ser executado por uma operação simples de mapeamento no transmissor 100 antes da modulação do segundo sinal de dados codificado DADOS 2 e então uma simples operação de desmapea-mento no receptor 3 00 depois que o segundo sinal de dados codificado recebido é demodulado.

Na Fig. 3a, uma porção do transmissor 100 é ilustrada. Um símbolo de nível 1 (dois bits do primeiro codificador 102 da Fig. 1) é acoplado em terminais de entrada respectivos do modulador de nível 1 104 e um mapeador de código de Gray 112. Um sinal em fase (I) do modulador de nível 1 104 é acoplado em um primeiro terminal de entrada de um primeiro somador 106(1) e um sinal de quadratura (Q) do modulador de nível 1 104 é acoplado em um primeiro terminal de entrada de um segundo somador 106(Q). A combinação do primeiro somador 106(1) e do segundo somador 106(Q) forma o combina-dor de sinal 106 da Fig. 1. Um símbolo de nível 2 (dois bits do segundo codificador 108) é acoplado em um terminal de entrada do modulador de nível 2 110. Um terminal de saída I do modulador de nível 2 110 é acoplado em um terminal de entrada I do mapeador de código de Gray 112 e um terminal de saída Q do modulador de nível 2 110 é acoplado em um terminal de entrada Q do mapeador de código de Gray 112. Um terminal de saída I do mapeador de Gray 112 é acoplado em um segundo terminal de entrada do primeiro somador 106(1) e um terminal de saída Q do mapeador de Gray 112 é acoplado em um segundo terminal de entrada do segundo somador 106(Q). O amplificador de ganho variável 111, condicionado para ter um fator de atenuação de 0,5 e acoplado entre o mapeador de código de Gray 112 e o combinador de sinal 106, não é mostrado para simplificar a figura.

Em operação, o símbolo de nível 1, representado pelo conjunto de dois bits de dados codificados, é recebido do codificador de nível 1 102 (da Fig. 1) . O símbolo de nível 1 é modulado em QPSK pelo modulador de nível 1 104 para gerar um conjunto de sinais de componente I e Q representando o quadrante do sinal modulado em uma maneira conhecida. Por exemplo, se o símbolo é 0, isto é, os dois bits são 00, então o quadrante direito superior é indicado (I = 1, Q = 1) ; se o símbolo é 1, isto ê, os dois bits são 01, então o quadrante esquerdo superior ê indicado (I = -1, Q = 1); se o símbolo é 2, isto é, os dois bits são 10, então o quadrante direito inferior é indicado (1=1, Q=-l);eseo símbolo é 3, isto é, os dois bits são 11, então o quadrante esquerdo inferior é indicado (I = -1, Q = -1). Em uma maneira similar, o símbolo de nível 2 é modulado em QPSK pelo modulador de nível 2 110 para gerar um conjunto de sinais de componente I e Q representando o sub-quadrante do sinal modulado em uma maneira conhecida. O modulador de nível 2 gera o sinal modulado exatamente da mesma maneira que o modulador de nível 1 104, isto é, se os dois bits são 00 (0), então o sub-quadrante direito superior é indicado (1 = 1, Q = 1) ; se os dois bits são 01 (1), então o sub-quadrante esquerdo superior é indicado (I = -1, Q = 1) ; se os dois bits são 10 (2) então o sub-quadrante direito inferior é indicado (I = -1, Q = 1); e se os dois bits são 11 (3) então o sub-quadrante esquerdo inferior é indicado (I = -1, Q = -1). Esse sinal modulado é então ponderado por 0,5 (não mostrado). A constelação resultante da combinação desses dois sinais modulados seria como ilustrado na Fig. 2a. O mapeador de código de Gray 112 opera nos sinais I e Q do modulador de nível 2 110 para produzir a constelação ilustrada na Fig. 2b. A Fig. 3b ilustra o mapeamento aplicado pelo mapeador de código de Gray 112. Se o símbolo de nível 1 é 0, indicando o quadrante direito superior, então os sub-quadrantes são inalterados, isto é, os sinais de saída I e Q do modulador de nível 2 são deixados inalterados. Assim, o sinal de saída I, Iout do mapeador de código de Gray 112 é o mesmo que o sinal de entrada I Iin (Iout = Iin) e o sinal de saída Q, Qout do mapeador de código de Gray 112 é o mesmo que o sinal de entrada Q (Qout = Qin). Se, entretanto o sinal de nível 1 é 1, indicando o quadrante esquerdo superior, então, com referência à Fig. 2, as colunas são trocadas. Isto é, os valores I positivos tornam-se negativos e vice-versa. Assim, quando o símbolo de nível 1 é 1, o sinal de saída I é o negativo do sinal de entrada I (Iout = - Iin) , enquanto o sinal de saída Q permanece o mesmo que o sinal de entrada Q (Qout = Qin) . Se o símbolo de nível 1 é 2, indicando o quadrante direito inferior, então, as fileiras são trocadas. Isto é, valores Q positivos tornam-se negativos e vice- versa. Assim, quando o símbolo de nível 1 é 2, o sinal de saída I é o mesmo que o sinal de entrada I (Iout = Iin), enquanto o sinal de saída Q é o negativo do sinal de entrada Q (Qout = -Qin) . Se o sinal de nível 1 é 3, indicando o qua-drante esquerdo inferior, então, ambas as colunas e as fileiras são trocadas. Isto é, os valores I positivos tornam-se negativos e os valores Q positivos tornam-se negativos e vice-versa. Assim, quando o símbolo de nível 1 é 3, o sinal de saída I é o negativo do sinal de entrada I (Iout = -Iin), e o sinal de saída Q é o negativo do sinal de entrada. O ma-peador de código de Gray 112 proporciona essa função. Os valores I e Q resultantes do mapeador de código de Gray 112 são ponderados com um peso de 0,5 como descrito acima (não mostrado por simplicidade) e combinados pelo combinador de sinal 106 com os valores I e Q representando o símbolo de nível 1. A constelação resultante é essa ilustrada na Fig. 2b.

Um tal mapeamento é reversível no receptor 300 usando um mapeador de código de Gray similar. A Fig. 3c ilustra uma porção de um receptor 300 incluindo um tal mapeador de código de Gray 314. Na Fig. 3c, o terminal de saída do re-codificador 308 é acoplado em um terminal de entrada do mapeador de código de Gray 314. Um sinal I do subtrator 310 (da Fig. 1) é acoplado em um terminal de entrada I do mapeador de código de Gray 314 e um sinal Q do subtrator 310 é acoplado em um terminal de entrada Q do mapeador de Gray 314. Um terminal de saída I do mapeador de código de Gray 314 é acoplado em um terminal de entrada I do segundo deco- dificador 312 e um terminal de saída Q do mapeador de código de Gray 314 é acoplado em um terminal de entrada Q do segundo decodificador 312.

Em operação, o re-codificador 308 gera um sinal que é uma representação ideal do símbolo de nível 1 recebido. Isto é, se o sinal de nível 1 recebido é determinado como situando-se em algum lugar no quadrante direito superior, então o re-codificador 308 produz um sinal tendo o valor 0; se em algum lugar no quadrante esquerdo superior um valor 1, se em algum lugar no quadrante direito inferior um valor 2 e se em algum lugar no quadrante esquerdo inferior um valor 3. Esse símbolo é fornecido para um mapeador de código de Gray 314. Sinais I e Q respectivos do subtrator 310 são processados pelo mapeador de código de Gray 314 na maneira descrita acima e ilustrada na Fig. 3b. Uma pessoa perita na técnica verificará que o mapeador de código de Gray 314 no receptor 300 opera de maneira idêntica ao mapeador de código de Gray 112 na Fig. 3a, e executará a função inversa executada no transmissor 100. 0 uso de mapeadores de código de Gray 112 e 312 no transmissor 100 e receptor 3 00 permite o uso de uma constelação como ilustrado na Fig. 2b, na maneira descrita acima com relação à Fig. 3a. Um sistema de transmissão usando a função de mapeamento de código de Gray descrita acima, para produzir uma constelação na qual pontos da constelação adjacentes diferem por não mais do que um único bits aumentará a taxa de erro de bits do sistema. Simulações mostraram que usando a codificação de Gray como descrito acima cortará o número de erros de bits de nível 2 pela metade. Isso proporciona uma margem extra na razão de sinal para ruído (SNR) de aproximadamente % dB. Essa melhora, embora modesta, junto com outras melhoras, proporcionará desempenho aperfeiçoado do sistema de transmissão como um todo. A Fig. 4 é um diagrama em bloco mais detalhado de uma porção do sistema de transmissão ilustrado na Fig. 1 ilustrando a operação de códigos diferentes de detec-ção/correção de erro para níveis diferentes. Como descrito acima, níveis diferentes de modulação QPSK sofrem de níveis diferentes de degradação devido à compressão da distância entre os pontos da constelação nos níveis mais altos da modulação pelos amplificadores de alta potência não lineares utilizados na difusão por satélite. Mais especificamente, os erros de bits inerentemente ocorrem mais frequentemente em níveis mais altos da modulação hierárquica do que em níveis inferiores. Para mais estreitamente igualar as taxas de erro de bits dos sinais de nível 1 e nível 2, os códigos de de-tecção/correção de erro tendo características de desempenho diferentes são usados nos fluxos de dados respectivos. Mais especificamente, codificação mais poderosa de detec-ção/correção de erro será usada em fluxos de dados de nível mais alto enquanto codificação menos poderosa de detec-ção/correção de erro será usada em fluxos de dados de nível inferior. Isso otimizará o desempenho geral e a capacidade de transmissão de informação do sistema de transmissão.

Na Fig. 4, esses elementos que são os mesmos que esses ilustrados na Fig. 1 são indicados com o mesmo número de referência e não são descritos em detalhes abaixo. Na Fig. 4, o primeiro codificador de detecção/correção de erro 102 no transmissor 100 é dividido em uma conexão serial de um conector externo 102(0) e um codificador interno 102(1). Similarmente, o segundo codificador de detecção/correção de erro 108 é dividido em uma conexão serial de um codificador externo 108(0) e um codificador interno 108(1). Em uma maneira correspondente, o primeiro decodificador de detecção/correção de erro 3 04 no receptor 300 é dividido em uma conexão serial de um decodificador interno 304(1) e um deco-dificador externo 304(0). Similarmente, o segundo decodifi-cador de detecção/correção de erro 312 é dividido em uma conexão serial de um decodificador interno 312(1) e um codificador interno 312(0). Como divulgado na patente mencionada acima, os pares de codificador/decodificador externos implementam uma técnica de codificação em bloco, tal como códigos de Hamming, códigos de Hadamard, códigos Cíclicos e códigos de Reed-Solomon(RS) , enquanto os pares de codificador/decodif icador internos implementam um código de convolu-ção.

Na Fig. 4, a codificação usada para o fluxo de dados de nível 2 é mais poderosa do que a codificação usada para o fluxo de dados de nível 1. Mais especificamente, o código de convolução usado no par de codificador/decodif icador interno no fluxo de dados de nível 2 é mais poderoso do que o código de convolução usado no par de codificador/decodificador interno no fluxo de dados de nível 1. Por exemplo, em uma modalidade preferida, o primeiro par de codificador/decodificador interno, processando o fluxo de dados de nível 1, implementa um código de convolução com uma taxa de 1/2, comprimento de limite de 7 reduzido para uma taxa de 1/2 0 segundo par de codif icador/decodif icador in-i terno, processando o nível o fluxo de dados de nível 2, implementa um código de convolução com uma taxa de 1/2 sem redução. A codificação do fluxo de dados de nível 2 é mais poderosa do que essa do fluxo de dados de nível 1. Isso mais estreitamente iguala o desempenho da taxa de erro de bits i dos fluxos de dados de nível 1 e nível 2, e otimiza o desempenho do sistema de transmissão como um todo.

Como descrito acima, e ilustrado na Fig. 1, o de-modulador de nível 1 302 e o decodificador 304 cooperam para detectar o sinal DADOS 1 da constelação recebida. Depois, um i sinal ideal reconstruído, do re-codificador 308, representando esse sinal DADOS 1 detectado é então subtraído da constelação recebida, e idealmente resulta na translação da constelação recebida para formar uma outra constelação dos sub-quadrantes dentro do quadrante detectado. Entretanto, i essa operação de translação é muito sensitiva a qualquer má combinação entre o "ponto central" real do quadrante quando recebido e o ponto central ideal (deslocado por ±1 da origem da constelação de nível 1) assumido pelo re-codificador 308. Qualquer má combinação no tamanho entre a constelação rece-I bida e a constelação ideal resulta no ponto central real do quadrante recebido sendo deslocado do ponto central assumido, e quando a constelação recebida é transladada pelo re-codif icador 308 e subtrator 310, resulta no ponto central real do sub-quadrante deslocado sendo deslocado da origem assumida pelo segundo decodificador 312. Assim, o ganho do canal recebido deve ser precisamente adaptado para, de modo a colocar o ponto central do sub-quadrante na localização apropriada (origem) para ser precisamente decodificado pelo segundo decodificador 312.

Em sistemas de transmissão conhecidos, o ganho do sistema é determinado pela comparação da constelação recebida dos pontos de dados com uma constelação ideal conhecida dos pontos de dados. Existem vários problemas associados com a manutenção precisa do ganho nessa maneira, entretanto. Primeiro, em alguns sistemas de transmissão, as localizações dos pontos da constelação podem ser deliberadamente distorcidas de suas localizações ideais. A constelação resultante não tem os pontos eqüi-espaçados ilustrados na Fig. 2. Segundo, o canal de transmissão não é constante, e pode ser ruidoso com quantidades variadas de não linearidade. Para determinar a localização do ponto central dos quadrantes, e assim o ganho do sistema, em tais sistemas, o centro de gra-' vidade de todos os pontos de dados nos quadrantes é determinado. A Fig. 7 é um diagrama em bloco do conjunto de circuitos para determinar o centro de gravidade de um qua-drante de uma constelação recebida dos pontos de dados. Na Fig. 7, um rotor 321 recebe valores I e Q representando os componentes I e Q de pontos de dados recebidos sucessivos do demodulador de nível 1 302 (da Fig. 1). Um terminal de saída I do rotor 321 é acoplado em um terminal de entrada de um filtro passa-baixa I (LPF) 320. Um terminal de saída Q do rotor 321 é acoplado em um terminal de entrada de um LPF Q 322. Os terminais de saída respectivos dos LPFs I e Q, 320 e 322, são acoplados em terminais de entrada correspondentes de um circuito de cálculo de magnitude 324. Um terminal de saída do circuito de cálculo de magnitude 324 é acoplado no re-codificador 308.

Em operação, o rotor 321 gira todos os valores recebidos de qualquer que seja o quadrante que eles foram recebidos para o quadrante direito superior em uma maneira conhecida. A Fig. 5 é um diagrama de uma constelação recebida e mostra as localizações de uma pluralidade de pontos de dados modulados recebidos sucessivos. Os pontos de dados recebidos formam dispersões nas proximidades respectivas das localizações assumidas dos pontos da constelação recebidos em todos os quatro quadrantes. A Fig. 6 é um diagrama do quadrante direito superior de uma constelação recebida, de cuja todos os pontos de dados foram girados para esse quadrante pelo rotor 321. 0 quadrante ilustrado na Fig. 6 representa uma constelação que foi distorcida pela pré distorção deliberada dos pontos da constelação transmitida e/ou pela operação do canal de transmissão 200. 0 componente I dos pontos de dados girados do rotor 321 é filtrado em passa-baixa no LPF 32 0 com uma média móvel deslizante de n pontos. Na modalidade ilustrada, a média móvel deslizante é calculada usando os 500 pontos de dados precedentes. 0 componente Q dos pontos de dados girados do rotor 321 é similarmente filtrado em passa-baixa com uma média móvel deslizante. Um perito na técnica entenderá que os filtros de passa-baixa 320,322 podem também ser construídos usando filtros digitais IIR respectivos. A operação de filtragem em passa-baixa produz os componentes I e Q respectivos do centro de gravidade dos pontos de dados recebidos no quadrante. A estimativa da magnitude do centro de gravidade é calculada no circuito de cálculo de magnitude 324. Por exemplo, se n[n] é o componente I em fase filtrado, e rq[n] é o componente Q da quadratura filtrado, então a magnitudedo centro de gravidade é calculada como * A magnitude do centro de gravidade M deve idealmente ser = 1,4. A magnitude do sinal reconstruído ideal do re-codificador 308 é ajustada em resposta à magnitude do centro de gravidade M calculado. Ajustando-se apropriadamente a magnitude do sinal ideal reconstruído do re-codif icador 308, os centros dos quadrantes recebidos respectivos serão apropriadamente transladados para a origem pelo subtrator 310, e permitirão a decodificação precisa dos sinais de dados de nível 2 e superiores. 0 circuito ilustrado na Fig. 7 operará independentemente do método de transmissão, quer linear ou não linear. Ele também opera apropriadamente na presença de uma constelação de transmissão pré distorcida, ou com fatores de agrupamento não padrões (descritos em mais detalhes abaixo). Foi verificado que o circuito funciona bem na prática sem degradação mensurável quando usado no sistema de transmissão 16QAM hierárquico através de um canal linear quando comparado com conhecimento exato das localizações dos centros dos quadrantes. 0 circuito também opera bem na presença de ruído e em particular na presença da distorção do canal causada pelos canais não lineares, tal como encontrado em sistemas de transmissão de sinal de televisão por satélite direto. Um tal circuito melhora o desempenho dos fluxos de dados de nível mais alto, e assim, melhora o desempenho geral do sistema de transmissão.

Com referência novamente à Fig. 1, em sistemas de transmissão QAM hierárquicos conhecidos, a constelação gerada pelo modulador de nível 2 110 é combinada no combinador de sinal 106 com a constelação gerada pelo modulador de nível 1 104 depois de ser ponderada no amplificador de ganho variável 111 por um fator de 0,5. 0 fator de ponderação de 0,5 é chamado fator de agrupamento e pode ser variado para mudar o desempenho relativo dos fluxos de dados de nível 1 e nível 2, como descrito em mais detalhes abaixo. Com referência à Fig. 2a, a constelação resultante consiste de pontos da constelação eqüi-espaçados. Como descrito acima, uma tal disposição resulta em um sistema de transmissão no qual o desempenho do fluxo de dados do nível 1, em termos da taxa de erro de bits, é melhor do que esse do fluxo de dados de nível 2. Variando o fator de agrupamento, o desempenho relativo dos fluxos de dados de nível 1 e nível 2 pode ser uma combinação mais estrita.

Com referência à Fig. 8a, o ganho do amplificador de ganho variável (111 da Fig.l) é condicionado para ser 0,3. Os pontos da constelação resultante são espaçados somente por 0,3 do ponto central do quadrante. Alguém perito na técnica verificará que na constelação ilustrada na Fig. 8a, os pontos da constelação em um quadrante estão mais distantes dos pontos da constelação em outros quadrantes do que na constelação ilustrada na Fig. 2a. Inversamente, os pontos da constelação dentro de um quadrante estão mais próximos do que esses ilustrados na Fig. 2a. Um tal sistema permite a determinação mais precisa de qual quadrante o sinal de dados de nível 1 está à custa da determinação menos precisa do ponto da constelação do sinal de dados de nível 2 dentro do quadrante, assim, aumentando o desempenho do fluxo de dados de nível 1 e diminuindo o desempenho do fluxo de dados de nível 2, quando comparado com o sistema da Fig. 2a.

Com referência à Fig. 8b, o ganho do amplificador de ganho variável (111 da Fig. 1) é condicionado para ser 0,7. Os pontos da constelação resultante são espaçados por 0,7 do ponto central do quadrante. Alguém perito na técnica verificará que na constelação ilustrada na Fig. 8b, os pontos da constelação em um quadrante estão mais perto dos pontos da constelação em outros quadrantes do que na constelação ilustrada na Fig. 2a. Inversamente, os pontos da constelação em um quadrante estão mais separados do que esses ilustrados na Fig. 2a. Um tal sistema permite a determinação mais precisa do ponto da constelação do sinal de dados de nível 2 dentro do quadrante à custa da determinação menos precisa de qual quadrante o sinal de dados de nível 1 está, assim, aumentando o desempenho do fluxo de dados de nível 2 e diminuindo o desempenho do fluxo de dados de nível 1, quando comparado com o sistema da Fig. 2a.

Pelo ajuste apropriado do ganho do amplificador de ganho variável 111 (da Fig. 1), o agrupamento dos pontos da constelação com cada grupo pode ser colocado perfeitamente para mais estritamente igualar o desempenho dos fluxos de 5 dados do nível 1 e nível 2. Foi determinado que para um sistema de transmissão de 16QAM transmitido através de um canal de televisão por satélite direto não linear, um fator de agrupamento de aproximadamente 0,6 a aproximadamente 0,7 mais estreitamente igualará o desempenho da taxa de erro de ) bits dos fluxos de dados de nível 1 e nível 2. Isso aumentará o desempenho geral do sistema de transmissão como um todo.

Claims (9)

1. Receptor de QAM, compreendendo: uma entrada para receber um sinal QAM hierárquico, representando pontos de dados sucessivos no plano I-Q, cada ponto de dados estando em um de quatro quadrantes, um decodificador de nível 1 (304), responsivo a um ponto de dados recebido, para detectar o quadrante no plano I-Q de um ponto de dados recebido, conjunto de circuitos (306,308,310), acoplado na entrada do sinal QAM hierárquico para transladar o ponto de dados recebido no plano I-Q tal que um ponto central do quadrante detectado é transladado para a proximidade da origem do plano I-Q, um decodificador de nivel 2 (312), responsivo ao ponto de dados transladado para detectar o quadrante do ponto de dados transladado, CARACTERIZADO por: conjunto de circuitos (320,322,324), acoplado na entrada do sinal QAM hierárquico, para calcular a localização no plano I-Q do centro de gravidade de pontos de dados recebidos sucessivos em um quadrante; e o conjunto de circuitos de translação (306,308,310) adicionalmente compreendendo conjunto de circuitos para transladar o ponto de dados recebido no plano ΙΟ tal que a localização do centro de gravidade calculada é transladada para a origem do plano I-Q.

2. Receptor, de acordo com a reivindicação 1, no qual: a entrada do sinal QAM hierárquico é adaptado para produzir sinais representando componentes I e Q respectivos dos pontos de dados sucessivos no plano I-Q e, CARACTERIZADO por: o conjunto de circuitos de cálculo (320,322,324) compreender: um primeiro filtro de baixa passagem (320), responsivo ao componente I, para calcular o componente I do centro de gravidade dos pontos de dados recebidos sucessivos no quadrante do plano I-Q, um segundo filtro de baixa passagem (322), responsivo ao componente Q, para calcular o componente Q do centro de gravidade dos pontos de dados recebidos sucessivos no quadrante do plano I-Q e um circuito de cálculo de magnitude (324), acoplado nos primeiro (322) e segundo (324) filtros de baixa passagem, para calcular a magnitude do centro de gravidade do quadrante do plano I-Q, e o conjunto de circuitos de translação (320,322,324) é adaptado para transladar o ponto de dados recebido por uma distância igual à magnitude calculada.

3. Receptor, de acordo com a reivindicação 2, CARACTERIZADO pelo fato de que os primeiro (320) e segundo (322) filtros de baixa passagem serem filtros IIR.

4. Receptor, de acordo com a reivindicação 2, CARACTERIZADO pelo fato de que os primeiro (320) e segundo (322) filtros de baixa passagem compreenderem conjunto de circuitos para calcular uma média móvel deslizante.

5. Receptor, de acordo com a reivindicação 4, CARACTERIZADO pelo fato de que o circuito de cálculo de magnitude (324) ser adaptado para calcular a magnitude , onde ri[n] representa a média móvel deslizante do componente I sobre n pontos e rq[n] representa a média móvel deslizante do componente Q sobre n pontos.

6. Receptor, de acordo com a reivindicação 4, CARACTERIZADO pelo fato de que a média móvel deslizante é calculada sobre 500 pontos.

7. Receptor, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que adicionalmente compreende um rotor (321), acoplado entre a entrada do sinal QAM hierárquico e o conjunto de circuitos de cálculo (320,322,324), para girar o quadrante de cada um dos pontos de dados recebidos sucessivos para um único quadrante predeterminado, e o conjunto de circuitos de cálculo (320,322,324) sendo adaptado para calcular a localização do centro de gravidade dos pontos de dados recebidos girados sucessivos no quadrante predeterminado no plano I-Q.

8. Receptor, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que a entrada do sinal QAM hierárquico compreende uma antena receptora de satélite, adaptada para receber um sinal de satélite transportando o sinal QAM hierárquico.

9. Método de processamento de sinal para uso em um receptor de QAM, compreendendo as etapas de: receber um sinal QAM hierárquico representando pontos de dados sucessivos no plano I-Q, cada ponto estando em um de quatro quadrantes, detectar, em um primeiro nível, o quadrante no plano I-Q de um ponto de dados recebido, transladar o ponto de dados recebido tal que um ponto central do quadrante contendo o ponto de dados recebido no plano I-Q é transladado para a proximidade da origem do plano I-Q e detectar, em um segundo nível, o quadrante do ponto de dados transladado, CARACTERIZADO pelas etapas de: calcular a localização no plano I-Q do centro de gravidade dos pontos de dados recebidos sucessivos em um quadrante; e transladar, em resposta a etapa de cálculo, o ponto de dados recebido no plano I-Q tal que o centro de gravidade calculado do quadrante detectado é transladado para a origem do plano I-Q.