CN1964237B - 一种高速物理下行共享信道的信干比估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高速物理下行共享信道的信干比估计方法，接收端根据解扩后得到的接收符号序列，在一个子帧内估算接收符号的平均功率；然后判决得到接收符号的判决符号；并由此计算判决符号与每个接收符号的误差向量；然后在一个子帧内计算出所有判决符号与接收符号的误差向量，并据此计算干扰和噪声功率；最后计算一个子帧的接收端符号级信噪比。本发明方法信噪比的估计直接在高速物理下行共享信道上进行，避免了分组调度时由于Node B调整测量功率偏差MPO而造成接收端计算高速物理下行共享信道时出现较大的信噪比误差的问题。

Description

一种高速物理下行共享信道的信干比估计方法

技术领域

本发明涉及高速下行分组接入系统(High Speed Downlink PacketAccess，以下简称HSDPA)中高速物理下行共享信道(High Speed PhysicalDownlink Shared Channel，简称HS-PDSCH)信干比(Signal to InterferenceRatio，简称SIR)的估计方法。

背景技术

HSDPA所采用的调制方式有正交相移键控(Quadrature Phase ShiftKeying，以下简称QPSK)和十六进制正交幅度调制(16 Quadrature AmplitudeModulation，以下简称16QAM)两种。NodeB可根据当前UE上报的无线信道质量指示(Channel Quality Indicator，简称CQI)和网络资源的使用情况来自适应地选择最佳的下行链路调制和编码方式，从而尽可能地增大终端用户的数据吞吐量。当HS-PDSCH物理信道采用QPSK调制时，其解调及SIR的估计都是比较简单的，但当HS-PDSCH采用16QAM调制时，接收端符号级SIR的估计就比较复杂了。

美国专利说明书“Method for determining power offset of HS-PDSCH in anasynchronous CDMA mobile communication system and signaling methodtherefor”(专利申请号：20040001472)给出了一种根据公共导频信道(Common Pilot Channel，简称CPICH)的SIR以及HS-PDSCH与CPICH之间的测量功率偏差(Measurement Power Offset，简称MPO)来估计符号级SIR的方法。但由于用户终端(User Equipment，简称UE)侧的MPO是由无线网络控制器(Radio Network Controller，简称RNC)信令给出，其调整速率比较慢，而Node B侧决定HS-PDSCH发射功率的MPO虽然也由RNC信令给出，但在分组调度时Node B若根据链路信道质量以及码资源和功率资源对MPO作出调整，将使得UE估算的HS-PDSCH上的SIR的准确性大大降低。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种16QAM调制时高速物理下行共享信道的信干比估计方法，不需要公共导频信道信干比及测量功率偏差的信息，信干比估计直接在高速物理下行共享信道上进行。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种高速物理下行共享信道的信干比估计方法，应用于采用十六进制正交幅度调制的高速下行分组接入系统，包括以下步骤：

(a)接收端根据解扩后得到的接收符号序列r_k，在一个子帧内估算接收符号的平均功率

(b)接收端判决得到接收符号的判决符号

(c)接收端计算每个接收符号与乘以符号平均幅度后的判决符号的误差向量：

(d)接收端依次计算出一个子帧内所有判决符号与接收符号的误差向量，并据此计算干扰和噪声功率：e_k ^*是e_k的共轭；

(e)接收端根据所述平均功率

和所述干扰和噪声功率I计算出一个子帧的接收端符号级信噪比：

其中，N为一个子帧内的符号数目，k∈{1，2，…，N}。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：所述步骤(b)中，接收端是将接收符号除以所述符号平均幅度，再与对应于参考星座图中判决线的界限值比较，判决出接收符号所处的大象限和子象限，再通过硬判决得到接收符号的判决符号

进一步地，上述方法还可具有以下特点：所述步骤(b)中，接收端是将对应于参考星座图中判决线的界限值乘以所述符号平均幅度，再与接收符号比较，判决出接收符号所处的大象限和子象限，再通过硬判决得到接收符号的判决符号

进一步地，上述方法还可具有以下特点：所述参考星座图是十六进制正交幅度调制时高速物理下行共享信道的参考星座图。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：所述步骤(d)中，还对得到的干扰和噪声功率进行一阶线性滤波处理。

进一步地，上述方法还可具有以下特点：当发射端采用多码发射时，所述步骤(e)之后还包括以下步骤：在每个码道上分别计算出相应的信噪比，再将这些信噪比进行累加得到一个子帧的接收端总符号级信噪比。

由上可知，本发明方法不需要公共导频信道信干比及测量功率偏差的信息，信干比估计直接在高速物理下行共享信道上进行，从而避免了分组调度时由于Node B调整MPO而造成接收端计算高速物理下行共享信道时出现较大的SIR误差的问题。

附图说明

图1是16QAM调制时HS-PDSCH的星座图；

图2是16QAM调制时HS-PDSCH星座象限及判决线；

图3是判决符号与接收符号的误差向量示意图。

图4是本发明实施例16QAM调制时HS-PDSCH接收端符号级SIR估计算法流程图。

具体实施方式

本发明的实施例中，对于SIR的估计，不需要提供CPICH符号级SIR和HS-PDSCH与CPICH之间的测量功率偏差MPO，而是直接在HS-PDSCH信道上估计16QAM调制时的符号级SIR(SIR都是符号级的，即使码片级的，也要转换成符号级的)，即，直接计算解扩后符号的功率以及干扰和噪声功率。

表1示出了HSDPA中16QAM的基带调制映射关系。采用16QAM调制时，首先，四个连续二进制符号i₁q₁i₂q₂串并分离为I支路的i₁i₂和Q支路的q₁q₂，然后，按照表1的映射规则进行映射。应该注意的是按照表1映射出的参考星座图的平均星座功率正好等于1。

表1

i<sub>1</sub>q<sub>1</sub>i<sub>2</sub>q<sub>2</sub>	I支路	Q支路
			0000	0.3162	0.3162
0001	0.3162	0.9487
			0010	0.9487	0.3162
0011	0.9487	0.9487
			0100	0.3162	-0.3162
0101	0.3162	-0.9487
			0110	0.9487	-0.3162
0111	0.9487	-0.9487
			1000	-0.3162	0.3162
1001	-0.3162	0.9487
			1010	-0.9487	0.3162
1011	-0.9487	0.9487
			1100	-0.3162	-0.3162
1101	-0.3162	-0.9487
			1110	-0.9487	-0.3162
1111	-0.9487	-0.9487

如图1所示，为与表1对应的16QAM调制时HS-PDSCH的参考星座图。16QAM调制时的星座符号的相位和幅度都可能不同，这就导致接收端的解调和符号级SIR的估计比较复杂。

图2所示为16QAM调制时HS-PDSCH星座象限及判决线。输入到16QAM调制器的二进制比特序列i₁q₁i₂q₂在映射为一个星座符号时，i₁q₁决定了该符号所在的大象限，而i₂q₂则决定了该符号所在的子象限。例如，当i₁q₁＝00时，映射后的符号应该位于图2所示的Q1大象限内，因为在该象限内有四个符号，选择哪个符号进行映射则应取决于i₂q₂。例如，当i₂q₂＝00时，该符号处于q1子象限。子象限的i₂q₂的判决差错概率大于大象限的i₁q₁的判决差错概率。

图2同时示出了硬判决的大象限和子象限的判决线，即通过硬判决的方法判决接收的符号落在哪个大象限和子象限，即可得到判决符号具体地，首先根据I和Q为正或为负，判断接收的符号处于哪个大象限，然后再根据0.9487和0.3162之间的界限值(对应于判决线，保存在发送端和接收端)判断接收符号处于哪个子象限，然后根据表1的调制映射关系即可得到接收符号的判决。

如图3所示，为判决符号与接收符号的误差向量计算的示意图。将硬判决后得到的符号

乘以一个子帧内接收符号的平均幅度

得到然后计算与接收符号r_k的误差向量e_k，即

下面结合图4，描述本发明实施例所述的16QAM调制时接收端HS-PDSCH信干比估计方法的具体实现步骤：

步骤401，接收端(如UE)首先根据解扩后得到的接收符号序列r_k在一个子帧内估算接收符号的平均功率，即

其中，接收符号的平均功率是根据在一个子帧内接收到的符号的平均幅度计算的。r_k ^*是接收到的复值符号r_k的共扼，则就是接收符号r_k的幅度，即N为一个子帧内的符号数目，对于HS-PDSCH信道的子帧结构，一个子帧内的符号数目为480个，则N＝480。

步骤402，接收端根据接收符号的同相分量(实部)和正交分量(虚部)和图2所示判决线，判决出该符号在星座图上所处的大象限；

步骤403，接收端利用步骤401得到的接收符号平均功率和步骤402得到的符号所处的大象限，并根据图2给出的子象限的判决线，判决出接收符号所在的子象限，并最终通过硬判决得到接收符号的判决符号

参考星座图是发射功率(或接收功率)为1时的各星座符号的参考。实际系统发射功率和接收功率一般不为1。因此在将接收符号与参考星座做比较时，需要将参考星座的界限值乘以接收符号平均幅度，再用于判断接收符号所在的子象限。或者，也可以将接收符号除以计算出的接收符号平均功率，再利用参考星座的界限值进行比较。

步骤404，接收端计算每个接收符号与乘以符号平均幅度后的判决符号的误差向量：

步骤405，接收端依次计算出在一个子帧内所有接收符号与判决符号的误差向量，并据此计算干扰和噪声功率：

由于e_k ^*是判决符号与接收符号的误差向量的共轭，即复值误差信号的共轭，则e_ke_k ^*为复值误差信号的功率，与步骤401相同，此处的N＝480。实际应用中，也可对根据上述公式得到的干扰和噪声功率进行一阶线性滤波处理。

步骤406，接收端计算得到HS-PDSCH信道一个子帧的接收端符号级 $\mathrm{SIR}:{\mathrm{SIR}}_1=\frac{\hat{P}}{I};$

步骤407，当发射端采用多码发射时，在每个码道上分别计算出相应的SIR，并将这些计算出的SIR进行累加即可得到HS-PDSCH信道一个子帧的接收端总符号级SIR。

当每个码道的SIR相同，则其中nP为多码发射的码道数目，SIR₁为根据步骤401到406计算出的每个码道的信噪比。

本发明实施例所述的16QAM调制时HS-PDSCH符号级SIR的估计方法，不需要CPICH符号级SIR和MPO的信息，即SIR的估计直接在HS-PDSCH上进行，从而避免了分组调度时由于Node B调整MPO而造成UE计算HS-PDSCH时出现较大的SIR误差的问题。

应该指出的是，通过理论分析和仿真验证可以发现，当SIR比较低时，利用本发明实施例所述方法计算SIR可能出现SIR过高估计的问题。但是随着SIR的升高，SIR估计值与理想SIR的误差将越来越小，当SIR比较高时(如SIR＞＝12dB时，对应CQI上报的16QAM调制的工作点)，利用本发明实施例所述方法估计出的SIR将非常逼近理想SIR。

Claims (6)

1.一种高速物理下行共享信道的信干比估计方法，应用于采用十六进制正交幅度调制的高速下行分组接入系统，包括以下步骤：

(a)接收端根据解扩后得到的接收符号序列r_k，在一个子帧内估算接收符号的平均功率

(b)接收端判决得到接收符号的判决符号

(c)接收端计算每个接收符号与乘以符号平均幅度后的判决符号的误差向量：

(d)接收端依次计算出一个子帧内所有判决符号与接收符号的误差向量，并据此计算干扰和噪声功率：

e_k ^*是e_k的共轭；

(e)接收端根据所述平均功率

和所述干扰和噪声功率I计算出一个子帧的接收端符号级信噪比：

其中，N为一个子帧内的符号数目，k∈{1，2，…，N}。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(b)中，接收端是将接收符号除以所述符号平均幅度，再与对应于参考星座图中判决线的界限值比较，判决出接收符号所处的大象限和子象限，再通过硬判决得到接收符号的判决符号

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(b)中，接收端是将对应于参考星座图中判决线的界限值乘以所述符号平均幅度，再与接收符号比较，判决出接收符号所处的大象限和子象限，再通过硬判决得到接收符号的判决符号

4.如权利要求2或3所述的方法，其特征在于，所述参考星座图是十六进制正交幅度调制时高速物理下行共享信道的参考星座图。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(d)中，还对得到的干扰和噪声功率进行一阶线性滤波处理。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，当发射端采用多码发射时，所述步骤(e)之后还包括以下步骤：在每个码道上分别计算出相应的信噪比，再将这些信噪比进行累加得到一个子帧的接收端总符号级信噪比。

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