KR20060022660A - 위성 기반 통신 시스템에서의 반복 코딩 - Google Patents

위성 기반 통신 시스템에서의 반복 코딩 Download PDF

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Abstract

위성 통신 시스템은, 송신기, 위성 트랜스폰더 및 수신기를 포함한다. 송신기는 업링크 멀티-레벨 변조 신호(계층 변조 또는 레이어드 변조)를 위성 트랜스폰더에 송신하며, 이 위성 트랜스폰더는 멀티-레벨 변조 신호를 하나 이상의 수신기로 다운링크 방송한다. 송신기는 멀티-레벨 변조 신호의 적어도 하나의 레벨, 예를 들면, 하위 레벨을 반복 코딩하는 반복 코더를 포함한다. 이를 보상하는 형식으로, 수신기는 수신된 멀티-레벨 변조 신호의 적어도 하나의 반복 코딩 레벨을 디코딩 시에 이용하는 반복 디코더를 포함한다.
위성 통신, 송신기, 트랜스폰더, 수신기, 업링크, 다운링크, 반복 코딩

Description

위성 기반 통신 시스템에서의 반복 코딩{REPETITION CODING IN A SATELLITE-BASED COMMUNICATIONS SYSTEM}
본 발명은 일반적으로 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 위성 기반 통신 시스템에 관한 것이다.
1999년 10월 12일 발행된 Ramaswamy의 미국 특허 제5,966,412호에 설명된 바와 같이, 계층 변조는 현존 레거시(legacy) 수신기를 계속 지원하기 위한 방법으로서 사용되지만 성장 경로에 새로운 서비스를 제공하기도 한다. 환언하면, 계층 변조 기반 위성 시스템은 현존 사용자가 새로운 위성 수신기를 구매할 필요없이 추가의 피처(features) 또는 서비스가 시스템에 부가시킬 수 있다. 계층 변조 기반 통신 시스템에서는, 적어도 두개의 신호, 예를 들면, 상위 계층(UL) 신호 및 하위 계층(LL)가 함께 부가되어 송신용의 동기식 변조 위성 신호를 생성한다. 역 호환성을 제공하는 위성 기반 통신시스템과 관련하여, LL신호는 부가의 서비스를 제공하는 반면, UL 신호는 레거시 서비스를 제공한다, 즉, UL 신호는, 사실상, 전에 송신된 동일 신호이고, 따라서, 위성 송신 신호는 레거시 수신기를 구비한 사용자에게 충격없이 계속하여 전개할 수 있다. 이와 같이, 이미 레거시 수신기를 구비한 사용자는, 그 사용자가 LL 신호를 복원하여 부가 서비스를 제공할 수 있는 수신기 또 는 박스를 업그레이드할 것을 결정할 때까지 레거시 수신기를 계속하여 사용할 수 있다.
유사한 맥락으로, 레이어드(layered) 변조 기반 통신 시스템을 또한 사용하여 역 호환성인 접근을 제공할 수 있다. 레이어드 변조 기반 시스템에서, 적어도 두개의 신호(다시 예를 들면, UL 신호(레거시 서비스) 및 LL 신호(부가 서비스))가 동일 캐리어(서로 동기됨) 상에 변조된다. UL 신호 및 LL 신호는 두개의 트랜스폰더(transponders)를 통해 분리되여 송신되고 레이어드 변조 수신기의 후단(프론트 엔드)에서 트랜스포트된 데이터의 복원 전에 그들을 결합한다.
계층 기반 변조 또는 레이어드 기반 변조 중에서 어느 것이, 노이즈 부재시 수신기 성능이 멀티-레벨 송신 스킴에서 더 향상될 수 있는지를 관찰하였다. 특히, 본 발명의 원리에 따라, 송신기는 멀티-레벨 변조 스킴 중 적어도 하나의 신호의 적어도 일부를 반복하여 반복 코딩된 신호를 제공하는 반복 코더 및 반복 코딩된 신호를 포함하는 멀티-레벨 송신 신호를 제공하는 변조기를 포함한다.
본 발명의 일 실시예에서, 위성 통신 시스템은 송신기, 위성 트랜스폰더 및 수신기를 포함한다. 송신기는 업링크 멀티-레벨 변조 신호(계층 변조 또는 레이어드 변조)를, 멀티-레벨 변조 신호를 하나 이상이 수신기로 다운링크 방송하는 위성 트랜스폰더로 송신한다. 송신기는 멀티-레벨 변조 신호의 적어도 하나의 레벨, 예를 들면, 하위 레벨에서 코딩을 반복하는 반복 코더를 포함한다. 상보적으로, 수신기는 수신된 멀티-레벨 변조 신호의 적어도 하나의 반복 코딩 레벨을 디코딩 시에 사용하기 위한 반복 디코더를 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에서, 수신기는, 수신된 멀티-레벨 신호을 복조하는 다수의 복조 모드에서 동작하는 통합 수신기이고, 여기에서 다수의 복조 모드 중 적어도 두개의 모드는 계층 복조 및 레이어드 복조 모드이다. 통합 수신기는 수신된 멀티-레벨 변조 신호의 적어도 하나의 반복 코딩 레벨에서 사용하기 위한 반복 코더를 포함한다.
도 1은 본 발명의 원리를 채용하는 예시적인 위성 통신 시스템을 도시한다.
도 2는 도 1의 위성(15)을 통한 송신 경로의 예시적 블록도를 도시한다.
도 3은 도 1의 송신기(5)에 사용하기 위한 본 발명에 따른 예시적 계층 변조 실시예를 도시한다.
도 4는 본 발명의 원리에 따른 반복 코딩을 도시한다.
도 5는 상위 계층 및 하위 계층에 사용하기 위한 예시적 심볼 컨스텔레이션(constellations)을 도시한다.
도 6은 도 1의 송신기(5)에 사용하기 위한 본 발명에 따른 또 다른 예시적 계층 변조 실시예를 도시한다.
도 7은 멀티-레벨 신호에 대한 예시적 결과 신호 포인트 컨스텔레이션을 도시한다.
도 8은 도 1의 송신기(5)에 사용하기 위한 본 발명의 원리에 따른 예시적 레이어드 변조 실시예를 도시한다.
도 9는 레이어드 변조 기반 시스템과 관련한 위성 송신 경로의 예시적 블록도를 도시한다.
도 10은 본 발명의 원리에 따른 수신기의 예시적 블록도를 도시한다.
도 11은 본 발명의 원리에 따른 도 10의 통합 복조기/디코더(320)의 예시적 블록도를 도시한다.
도 12 내지 도 16은 본 발명의 원리에 따른 통합 복조기/디코더(320)의 서로 다른 부분의 다양한 블록도를 도시한다.
도 17은 예시적 신호 스페이스를 도시한다.
도 18은 본 발명의 원리에 따른 예시적 로그-가능성(log-likelihood) 룩업 테이블을 도시한다.
도 19는 예시적 심볼 컨스텔레이션을 도시한다.
도 20 및 도 21은 로그-가능성 계산을 도시한다.
도 22는 도 11의 메트릭 그루핑 요소(595)의 실시예를 도시한다.
도 23은 도 11의 H-L mux 395의 또 다른 변형예를 도시한다.
도 24 및 도 25는 본 발명의 원리에 따른 통합 복조기/디코더의 다른 예시적 실시예를 도시한다.
도 26은 본 발명의 원리에 따른 예시적 플로우 차트를 도시한다.
도 27은 본 발명의 원리에 따른 레이어드 변조 수신기의 또 다른 예시적 실시예를 도시한다.
도 28은 본 발명의 원리에 따른 동시 디코딩하는 계층 변조 수신기의 또 다 른 예시적 실시예를 도시한다.
도 29는 본 발명의 원리에 따른 순차 디코딩하는 계층 변조 수신기의 또 다른 예시적 실시예를 도시한다.
본 발명의 개념 이외에, 도면에 도시된 구성요소들은 공지되어 있으며 더 이상 상세히 설명하지는 않는다. 또한, 위성-기반 시스템들이 갖는 친밀성이 가정되며 본 명세서에서는 더 이상 설명하지는 않는다. 예를 들면, 본 발명의 개념 이외에, 위성 트랜스폰더, 다운링크 신호, 심볼 컨스텔레이션, 무선 주파수(rf) 전단(front-end), 또는 저잡음 블록 다운컨버터(하향 컨버터) 같은 수신기 섹션, 트랜스포트 비트 스트림을 생성하는 (MPEG(Moving Picture Expert Group)-2 시스템 표준(ISO/IEC 13818-4)과 같은) 포맷팅 및 인코딩 방법 및 LLR(log-likelihood ratios; 로그-가능성 비율)과 같은 디코딩 방법, SISO(soft-input-soft-output) 디코더, 비터비 디코더는 공지되어 있으며 본 명세서에서 설명하지는 않는다. 또한, 본 발명의 개념은 본 명세서에서 설명되지는 않는 종래의 프로그래밍 기술을 사용하여 구현될 수 있다. 마지막으로, 도면의 유사한 참조부호는 유사한 구성요소를 나타낸다.
본 발명의 원리에 따른 예시적 통신 시스템(50)이 도 1에 도시되어 있다. 통신 시스템(50)은 송신기(5), 위성 채널(25), 수신기(30) 및 텔레비전(TV; 35)을 포함한다. 하기에 보다 상세히 설명되지만, 통신 시스템(50)의 간단한 개관이 이어진다. 송신기(5)는 신호(4-1 내지 4-K)로 표현되는 다수의 데이터 스트림을 수 신하고, 본 발명의 원리에 따라, 멀티 변조 신호(6)의 적어도 하나의 레벨이 반복 코딩(후술됨)되도록 멀티 레벨 변조 신호(6)를 위성 송신 채널(25)로 제공한다. 예시적으로, 이들 데이터 스트림은 위성 TV 시스템의 제어 시그널링(signaling), 컨텐츠(예를 들면, 비디오) 등을 나타내고 서로 독립적이거나 서로 관련될 수 있거나 그들의 결합일 수 있다. 멀티 레벨 변조 신호(6)는 K 계층을 갖는 레이어드(layered) 변조 기반 신호 또는 계층 변조 기반 신호를 나타내며, 여기에서 K≥2이다. 본 명세서에서 단어 "계층"과 "레벨"은 서로 교환하여 사용될 수 있다. 위성 채널(25)은 송신 안테나(10), 위성(15) 및 수신 안테나(20)를 포함한다. (지상 송신 스테이션을 나타내는) 송신기 안테나(10)는 멀티 레벨 변조 신호(6)를 업링크 신호(11)로서 위성(15)에 제공한다. 도 2를 간단히 참조하면, 신호를 위해 위성(15)를 통한 송신 경로의 예시적 블록도가 도시되어 있다. 위성(15)은 입력 필터(155), TWTA(traveling wave tube amplifier; 165) 및 출력 필터(175)를 포함한다. 업링크 신호(11)가 입력 필터(155)에 의해 우선 필터링된 다음 재전송을 위해 TWTA(165)에 의해 증폭된다. TWTA(165)로부터의 출력 신호는 다음에 출력 필터(175)에 의해 필터링되어 (전형적으로, 업링크 신호와는 서로 다른 주파수에 있는) 다운링크 신호(16)를 제공한다. 이와 같이, 위성(15)은 수신된 업링크 신호의 재송신을 위해 다운링크 신호(16)를 경유하여 방송 영역으로 제공한다. 이 방송 영역은 전형적으로 소정의 지형 영역, 예를 들면, 미대륙의 일부를 커버한다. 도 1을 다시 참조하면, 다운링크 신호(16)는 수신 신호(29)를 수신기(30)로 제공하는 수신 안테나(20)에 의해 수신되며, 상기 수신기(30)는 본 발명의 원리에 따라 수신 된 신호를 복조하고 디코딩하여, 예를 들면, 컨테츠를 TV(35)에서 시청하도록 신호(31)를 경유하여 TV에 제공한다. 본 명세서에서는 설명되지 않지만, 송신기(5)는 채널에서의 비선형성을 보상하기 위해 송신 전에 신호를 사전 왜곡(predistort)할 수 있다.
전술한 바와 같이, 상기 설명과 관련하여, 멀티-레벨 변조 신호(6)는 계층 변조 기반 신호 또는 레이어드 변조 기반 신호를 나타낸다. 전자의 경우에, 본 발명의 원리에 따른 송신기(5)에 대한 예시적 블록도가 도 3에 도시되어 있지만, 후자의 경우 본 발명의 원리에 따른 송신기(5)에 대한 예시적 블록도가 도 7에 도시되어 있다. 본 명세서의 후반부에서는, 두개의 데이터 스트림, 즉, K=2을 예시적으로 가정한다. 본 발명이 K=2로 한정되는 것은 아니고, 사실상 신호 4-1과 같은 특정 데이터 스트림이 다른 데이터 스트림(도시 생략)의 집합을 나타낼 수 있다.
전술한 바와 같이, 우리는 노이즈 부재시에 수신기 성능이 멀티-레벨 송신 스킴에서 더 향상될 수 있다는 것을 관찰하였다. 특히, 그리고 본 발명의 원리에 따라, 송신기는 멀티-레벨 변조 스킴의 적어도 하나의 신호의 적어도 일부를 반복하여 반복 코딩된 신호를 제공하는 반복 코더, 및 반복 코딩된 신호를 포함하는 멀티-레벨 송신 신호를 제공하는 변조기를 포함한다. 적어도 하나의 레벨, 예를 들면, 하위 레벨에서 반복 코딩 기법을 수행하는 것은 그 계층에서의 신호 대 잡음비(SNR)에 대한 데이터 레이트와 효과적으로 트레이드 오프 관계에 있다. 환언 하면, 하위 계층의 유효 데이터 레이트가 감소되더라도, 반복 코딩을 사용함으로써 수신기가 하위 SNR 환경에서 하위 계층으로부터의 데이터를 복원할 수 있다. 따라 서, 그리고 후술되는 바와 같이, 송신기(5)는 멀티-레벨 신호의 적어도 하나의 신호 레벨의 적어도 일부분을 반복코딩한 다음, 반복 코딩된 부분을 포함하는 멀티-레벨 신호를 송신한다.
도 3을 참조하면, 도 5에서 사용하기 위한 예시적 계층 변조 송신기가 도시되어 있다. 계층 변조는, 하위 계층 신호가 상위 계층 신호에 동기식으로 내장되어 고차 변조 알파벳을 생성하는 동기식 변조 시스템으로서 간단히 설명된다.
도 3에서, 계층 변조 송신기는 UL 인코더(105), UL 변조기(115), LL 인코더(110), 반복 코더(170), LL 변조기(120), 곱셈기(또는 증폭기; 125 및 30), 결합기(또는 가산기; 135) 및 업(상향) 컨버터(140)를 포함한다. 상위 계층(UL) 경로는 UL 인코더(105), UL 변조기(115) 및 증폭기(125)로 표현되는 반면, 하위 계층(LL) 경로는 LL 인코더(110), 반복 코더(170), LL 변조기(120) 및 증폭기(130)로 표현된다. 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 용어 "UL 신호"는 문맥으로부터 자명한 UL 경로에 있는 임의의 신호를 칭한다. 예를 들면, 도 3과 관련하여, UL 신호는 하나 이상의 신호(4-1, 106, 및 116)이다. 유사하게, 용어 "LL 신호"는 LL 경로에 있는 임의의 신호를 칭한다. 도 3과 관련하여서, LL 신호는 하나 이상의 신호(4-2, 111, 171 및 121)이다. 또한, 인코더 각각은 공지된 에러 검출/정정 코드(예를 들면, 길쌈(convolutional) 또는 트렐리스 코드; 종단(concatenated) FEC(forward error correction) 기법, 여기에서 레이트 1/2, 2/3, 4/5 또는 6/7 길쌈 코드는 내부 코드로서 사용되고 리드 솔로몬 코드는 외부 코드로서 사용됨; LDPC 코드(저밀도 패리티 체크 코드) 등)를 구현한다. 예를 들면, 전형적으로 UL 인코더(105)는 길쌈 코드 또는 쇼트(short) 블록 코드를 사용하지만, LL 인코더(110)은 터보 코드 또는 LDPC 코드를 사용한다. 설명할 목적으로, LL 인코더(110)는 LDPC 코드를 사용하는 것으로 가정한다. 또한, 길쌈 인터리버(도시생략) 또한 사용될 수 있다.
도 3에서 알 수 있는 바와 같이, 신호(4-2)가, 인코딩된 신호(111)를 제공하는 LL 인코더(110)에 인가된다. 유사하게, 신호(4-1)가, 인코딩된 신호(106)를 변조기(115)에 제공하는 UL 인코더(105)에 인가된다. 인코딩된 신호(106)는 심볼 간격(T) 당 N 비트를 나타내지만, 인코딩된 신호(111)는 매 JT 심볼 간격마다 M비트를 나타내며, 여기에서, N은 M과 동일할 수도 또는 그렇지 않을 수도 있으며, J＞1이다. 반복 코더(170)는 또한 매 J 심볼 간격마다 M 비트의 데이터를 수신하고 매 심볼 간격마다 M 비트의 데이터를 변조기(120)에 제공함으로써 인코딩된 신호(111)를 반복코딩한다. 즉, 반복 코더(170)는 J 심볼 간격에서 M 비트의 데이터를 반복하거나 복사한다. 이와 관련하여, J 심볼 간격에서 M 비트를 그루핑하거나 관련된 J 심볼을 그룹핑하여 심볼 그룹 또는 반복 심볼을 정의한다. 이것은 도 4에 J=2에 대하여 도시되어 있다. LL 인코더(110)는 2T 시간 간격(41)에서 M1 비트를 반복 코더(170)에 제공한다. 반복 코더(170)는 시간 간격(42) 및 시간 간격(43)에서 M1 비트를 (심볼 레이트 1/T에서 동작하는) 변조기(120)에 제공한다. 변조기(115 및 120)는 그 변조기에 인가된 각 신호를 변조하여 변조된 신호(116 및 121)를 각각 제공한다. 두개의 변조기(115 및 120)가 존재하기 때문에 변조는 UL 경로 및 LL 경로에서 상이할 수 있다는 것을 알아야 한다. 또한, 설명을 목적으로, UL 인코딩된 데이터 비트의 갯수는 2, 즉, N=2이고 UL 변조기(115)는 신호 스페이스의 네개 의 사분면 중 하나에 있는 변조된 신호(116)을 생성한다고 가정한다. 즉, UL 변조기(115)는 두개의 인코딩된 데이터 비트를 네개의 신호 포인트 중 하나에 매핑한다. 유사하게, LL 인코딩된 데이터 비트의 갯수는 또는 2, 즉, M=2로 가정하고, LL 변조기(120) 또한 신호 스페이스의 네개의 사분면 중 하나에 있는 변조된 신호(121)를 생성한다. UL 및 LL 모두에 사용하기 위한 예시적 심볼 컨스텔레이션(89)이 도 5에 도시되어 있다. 본 예에서, LL의 반복 심볼(44) 각각은 반복 코더(170)로부터의 J개의 동일 M-비트 그룹으로부터 심볼 컨스텔레이션(89)으로부터의 심볼로 매핑된다. 신호 스페이스(89)는 단순히 예시적인 것이고 다른 크기 및 형상의 심볼 컨스텔레이션이 사용될 수 있다. 도 6을 간단히 참조하면, 송신기(5)에서 계층 변조를 구현하는 또 다른 예시적 실시예가 도시되어 있다. 도 6은, 계층 변조기(180)가 하위 계층 및 상위 계층 비트를 결합된 신호 스페이스로 매핑하는 것을 제외하고는 도 3과 유사하다. 예를 들면, 상위 계층은 QPSK(quadrature phase-shift keying) 신호 스페이스인 반면, 하위 계층은 BPSK(binary phase-shift keying) 신호 스페이스이고; 그 두개를 결합하면, 예를 들면, 비균일(non-uniform) 8-PSK 신호 스페이스가 된다.
도 3을 참조하면, UL 변조기(115) 및 LL 변조기(120)로부터의 출력 신호는 또한 증폭기(125 및 130) 각각을 통해 소정 UL 이득 및 소정 LL 이득 만큼 진폭에 있어서 더 조정된다. 상위 및 하위 계층 신호의 이득은 신호 스페이스에 있는 포인트들의 극한 배치(ultimate placement)를 결정한다. 예를 들면, UL 이득은 일, 즉, 1로 설정될 수 있는 반면, LL 이득은 0.5로 설정될 수 있다. UL 신호 및 LL 신호는 다음에, 결합된 신호(136)를 제공하는 결합기 또는 가산기(135)를 통해 결합된다. 따라서, 도 3의 변조기, 예를 들면, 결합기(135)와 함께 증폭기(125 및 130)는, UL 신호가 신호 스페이스의 네개의 사분면 중 하나를 특정하는 반면, LL 신호가 신호 스페이스(79)에 의해 도 7에 도시된 바와 같이 신호 스페이스의 특정 사분면 중 많은 서브사분면 중 하나를 특정하도록 신호를 유효하게 재배치(rearrange)하고 분할(partition)한다.
사실상, 본 명세서에서 결합 신호 스페이스(79)로 칭해지기도 하는 결과 신호 스페이스(79)는, 각각 신호 스페이스에서 특정 신호에 위치되고 특정 네개의 비트와 관계된 16 심볼을 포함한다. 예를 들면, 심볼(83)은 네개의 비트 시퀀스 "01 01"와 관계가 있다. 하위 두개의 비트 부분(81)은 UL과 관계가 있고 신호 스페이스(79)의 하나의 사분면을 특정하는 반면, 상위 두개의 비트 부분(82)은 LL과 관계가 있고 두개의 비트 부분(81)에 의해 특정된 사분면의 서브사분면을 특정한다. UL 신호가 사분면을 식별하기 때문에, LL 신호는 UL 신호 상에서 노이즈 같이 보인다는 것을 이해해야 한다. 도 3을 다시 참조하면, 결합 신호(136)는, 적당한 송신 주파수로 멀티-레벨 변조 신호(6)를 제공하는 업 컨버터(140)에 인가된다.
본 예로부터, 사실상 송신된 시퀀스에 있는 각 심볼은, LL 신호와 관계된 상위 두개의 비트 부분만이 심볼 그룹의 J 심볼 간격에 걸쳐 반복되기 때문에 다음 심볼 시퀀스와는 서로 다를 수 있다는 것을 도 7로부터 관찰할 수 있다. 이와 같이, 도 4의 시간 간격(42 및 43)에서 M1 비트를 나타내는 신호 스페이스(79)로부터의 두개의 결과 심볼(도시 생략) 또한 반복 심볼(44)을 포함한다.
도 8을 참조하면, 도 1의 송신기(5)에서 사용하기 위한 본 발명의 원리에 따른 레이어드 변조기의 예시적 블록도가 도시되어 있다. 여기에서, 송신기(5)는 두개의 개별 송신기 경로를 포함한다. 상위 계층 경로는 UL 인코더(105), UL 변조기(115) 및 업 컨버터(240)를 포함한다. 하위 계층 경로는 LL 인코더(110), 반복 코더(170), LL 변조기(120) 및 업 컨버터(245)를 포함한다. 신호(4-1)는 UL 인코더(105)에 의해 인코딩되어 심볼 간격 T마다 N 비트를 나타내는 인코딩된 신호(106)를 제공하며, 신호(4-2)는 LL 인코더(110)에 의해 인코딩되어 J 심볼 간격마다 M 비트를 나타내는 인코딩된 신호(111)를 제공한다. 또한, 각 인코더는 공지된 에러 검출/정정 코드를 구현하고 M은 N과 동일할 수도 있고 그렇지 않을 수도 있다. UL 인코딩된 신호(106)는 다음에 UL 변조기(115)에 의해 변조되어 UL 변조 신호(116)를 제공하고, 이 UL 변조 신호는 적당한 주파수 대역으로 업 컨버전되어 UL 신호(6-1)를 제공한다. 그러나, LL 인코딩 신호(111)는 전술한 바와 같이 J 심볼 간격에 걸쳐 M 비트를 반복하는 반복 코더(170)로 먼저 인가된다. 결과 반복 코딩 신호(171)는 LL 변조기(120)로 인가되고, 이 LL 변조기는 LL 변조 신호(121)를 제공하고, 이 LL 변조 신호는 업 컨버터(245)에 의해 업 컨버전되어 LL 신호(6-2)를 제공한다. 송신기는 두개의 신호, 즉, UL 신호(6-1) 및 반복 코딩 LL 신호(6-2)를 포함하는 멀티-레벨 변조 신호(6)를 송신한다는 것을 도 8로부터 알 수 있다. 일반적으로, LL 신호(6-2)는 UL 신호(6-1)보다는 저전력 레벨에서 송신된다. 이것은 LL 경로에 대하여 SNR을 낮게하는데 유효하다. 그러나, 그리고 본 발명의 특징에 따라, LL 경로 상에 반복 코딩을 사용함으로써 LL 경로를 통해 저감된 데이터 레이 트의 희생으로 낮은 SNR에 대하여 도 1의 수신기(30)의 성능을 향상시킨다.
이와 같이, 그리고 도9를 참조하면, 레이어드 변조 기반 시스템 업링크 신호(11)는 두개의 업링크 신호 - UL 업링크 신호(11-1) 및 LL 업링크 신호(11-2)를 나타내는 반면, 다운링크 신호(16)은 두개의 다운링크 신호: LL 다운링크 신호(16-2) 및 UL 다운링크 신호(16-1)를 나타낸다. 본 예에서, 도 1의 위성(15)은 두개의 서로 다른 트랜스폰더를 구비한 단일 위성 또는 두개의 서로 다른 위성일 수 있다. 도 9에 도시된 바와 같이, 하나의 위성이든 두개의 위성이든 간에 사실상 두개의 위성 송신 경로가 존재한다. UL 위성 경로는 UL 입력 필터(255), UL TWTA(265) 및 UL 다운링크 신호(16-1)를 제공하는 UL 출력 필터(275)를 포함하는 반면, LL 위성 경로는 LL 입력 필터(260), LL TWTA(270) 및 LL 다운링크 신호(16-2)를 제공하는 LL 출력 필터(280)를 포함한다. 도 9의 구성 요소 각각은 전술한 도 2에 도시된 각 구성요소와 유사한 형식으로 기능한다.
전술한 바와 같이, 수신 안테나(20)에 의한 다운링크 신호(16)의 수신 후에, 수신기(30)는 수신된 신호(29)를 복조하고 디코딩하여, 예를 들면, 컨텐츠를 TV(35) 상에서 시청하기 위해 TV로 제공한다. 본 발명의 원리에 따른 수신기(30)의 예시적 일부분이 도 10에 도시되어 있다. 수신기(30)는 전단 필터(305), 아날로그 대 디지털 컨버터(310) 및 통합 복조기/디코더(320)를 포함한다. 후자는, 본 발명의 원리에 따라, 반복 디코더를 포함한다. 전단 필터(305)는 수신 신호(29)를 다운컨버팅하고 필터링하여 거의 기저 대역 신호를 A/D(310)에 제공하며, A/D는 다운 컨버팅된 신호를 디지털 도메인으로 컨버전하고 샘플(311)(멀티-레벨 신호(311) 로도 칭해짐)의 시퀀스를 통합 복조기/디코더(320)로 제공한다. 후자는, 적어도 두개의 복조 모드가 계층 복조 모드 및 레이어드 복조 모드를 나타내는 다수의 복조 모드를 구비한다. 특정 복조 모드의 선택은 선험적으로 설정된 복조 모드 신호(389)에 의해 제공된다. 복조 모드 신호(389)는 다수의 방법, 예를 들면, 점퍼(jumper) 설정, 예를 들면, TV 센트(35) 상에서 시청가능하고, 예를 들면, 리모콘(도시 생략)을 통해 또는 대역외(out-of-band) 또는 대역내 시그널링 채널로 송신된 데이터로부터 설정가능한 수신기(30)의 구성 정보(도시 생략) 중 임의의 하나로 설정될 수 있다. 계층 복조 모드에서 설정되면, 통합 복조기/디코더(320)는 멀티-레벨 신호(311)의 계층 복조를 수행하고 K 계층에서 멀티-레벨 신호(311)에 의해 전달되는 데이터를 나타내는 다수의 출력 신호(321-1 내지 321-K)를 제공한다. 이들 하나 이상의 출력 신호로부터의 데이터가 신호(31)를 경유하여 TV 세트(35)에 제공된다. (이와 관련하여, 수신기(30)는 TV 세트(35) 상에 적용하기 전에 데이터를 추가로 프로세싱하고 및/또는 데이터를 TV 세트(35)에 직접적으로 제공한다.) 다음의 예에서 레벨의 수는 2, 즉, K=2이지만, 본 발명의 개념은 이에 한정되는 것은 아니다. 예를 들면, 계층 복조 모드에서, 통합 복조기/디코더(320)는 UL 신호(321-1 및 321-2)를 제공한다. 전자는 이상적으로 하위 계층에서 송신되는 것, 즉, 도 3의 신호(4-1)를 나타내는 반면, 후자는 이상적으로 하위 계층에서 송신된 것, 즉 도3의 신호(4-2)를 나타낸다. 유사하게, 레이어드 복조 모드에서 설정되면, 통합 복조기/디코더(320)는 멀티-레벨 신호(311)의 레이어드 복조를 수행하여 이상적으로 도 8의 신호(4-1 및 4-2)를 나타내는 UL 신호(321-1 및 LL 신호(321-2)를 제공한다.
도 11을 참조하면, 통합 복조기/디코더(320)의 예시적 아키텍쳐가 도시되어 있다. 통합 복조기/디코더(320)는 UL 복조기(330), 지연/등화기 소자(345), UL 디코더(335), UL 재변조기(remodulator)/재인코더(reencoder)(350), 결합기(375), LL 복조기(390), H-L 멀티플렉서(H-L mux; 395)(본 명세서에서 H-L 선택기(395)로도 칭해짐), 메트릭 그룹핑 소자(595) 및 LL 디코더(340)를 포함한다. 멀티-레벨 신호(311)는, 이 신호를 복조하는 UL 복조기(330)에 인가되고 그로부터 UL 캐리어 신호(332), 리샘플링된(resampled) 멀티-레벨 신호(316) 및 복조 UL 신호 포인트 스트림(333)으로 표현되는 복조 UL 신호를 제공한다. 도 12를 참조하면, UL 복조기(330)의 예시적 블록도가 도시되어 있다. UL 복조기(330)는 디지털 재심플러(415), 정합 필터(420), 디로테이터(derotator; 425), 타이밍 복원 소자(435) 및 캐리어 복원 소자(440)를 포함한다. 멀티-레벨 신호(311)는, 타이밍 복원 소자(435)에 의해 제공되어 리샘플링된 멀티-레벨 신호(316)을 제공하는 UL 타이밍 신호(436)을 사용하여 멀티-레벨 신호(311)를 리샘플링하는 디지털 리샘플러(415)에 인가된다. 리샘플링된 멀티-레벨 신호(316)는 정합 필터(420)에 인가되고 또한 지연/등화기 소자(345; 후술됨)에도 제공된다. 정합 필터(420)는 대략 UL 캐리어 주파수에서 리샘플링된 멀티-레벨 신호(316)를 필터링하여 필터링된 신호를 디로테이터(425) 및 그로부터 UL 타이밍 신호(436)를 생성하는 전술한 타이밍 복원 소자(435) 모두에 제공한다. 디로테이터(425)는 필터링된 신호로부터 캐리어를 디로테이트(derotate), 즉, 제거하여 복조된 UL 신호 포인트 스트림(333)을 제공한다. 캐리어 복원 소자(440)는 복조된 UL 신호 포인트 스트림(333)을 사용하여 그로부터 UL 캐리어 신호(332)를 복원하고, 이 캐리어 신호는 리로테이터(425) 및 UL 재변조기/재인코더(350)로 다시 인가된다(후술됨).
도 11을 다시 참조하면, UL 디코더(335)는 송신기(5)의 대응 UL 인코더(105)에 상보적인 형식으로 동작하고 복조된 UL 신호 포인트 스트림(333)을 디코딩하여 UL 신호(321-1)를 제공한다. 전술한 바와 같이, UL 신호(321-1)는 상위 계층에서 전달된, 예를 들면, 도 3 및 도 8의 신호(4-1)로 표현된 데이터를 나타낸다. UL 디코더(321-1)는 LL 신호를 UL 신호 상의 노이즈 같이 처리함으로써 UL에서 전달된 데이터를 복원한다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 즉, UL 디코더(335)는, UL 신호(333)가 도 5의 신호 스페이스(89)로부터 선택된 심볼을 나타내는 것 같이 동작한다.
UL 신호(321-1)는 또한, UL 캐리어 신호(332)에 응답하여, UL 변조 신호를 국부적으로 재구성하는 재변조기/재인코더(350)에 인가된다. 특히, 재변조기/재인코더(350)는 UL 신호(321-1)를 재인코딩한 다음 재변조하여 결합기(375)의 네거티브 입력 터미널에 UL 변조 신호(351)를 제공한다. 도 13을 간단히 참조하면, 예시적 재변조기/재인코더(350)의 블록도가 도시되어 있다. 재변조기/재인코더(350)는 회전 위상 지연 소자(445), 인코더(470), 리로테이터(rerotator; 465) 및 펄스 세이핑(shaping) 소자(460)를 포함한다. 인코더(470)는 UL 신호(321-1)를 심볼로 재인코딩하고 재매핑하여 인코딩된 신호(471)를 리로테이터(465)에 제공하는데, 이 리테이터는 상위 계층 캐리어 복원 소자(440)에 의해 결정되는 바와 같이, 국부적 으로 생성된 UL 캐리어 주파수의 지연 버전에 의해 인코딩된 신호(471)를 리로테이션한다. 리로테이터(465)로부터의 출력 신호는 재구성된 신호를 더 세이핑하여 UL 변조 신호(351)를 제공하는 펄스 세이핑 소자(460)에 인가된다.
도 11을 다시 참조하면, 결합기(375)는 리샘플링된 멀티-레벨 신호(316)의 지연 및 등화 버전(신호(346)에서 UL 변조 신호(351)를 차감하여 단지 수신된 LL 변조 신호, 즉, LL 변조 신호(376)를 나타내는 신호를 제공하며, 여기에서 LL 변조 신호는 지연/등화기 소자(345)의 등화기의 탭(tap; 도시 생략)을 갱신하기 위해 또한 사용된다. 결합기(375)로의 두개의 입력 신호는, 상위 계층 심볼 레이트의 정수배인 동일한 샘플링 레이트를 갖는다. 지연/등화기 소자(345)의 예시적 블록도가 도 14에 도시되어 있다. 지연/등화기 소자(345)는 신호 지연 소자(450) 및 등화기(455)를 포함한다. 신호 지연 소자(450)는 UL 복조기(330), 디코더(335) 및 재변조기/재인코더(350)를 통과하는 신호 처리에서의 지연을 보상하는 반면, 등화기(455)는, 결합기(375)가, 사실상, 리샘플링된 멀티-레벨 신호(316)로부터 가능한 한 UL 신호의 양만큼을 소거하여 깨끗한 변조 신호(376)을 제공하도록 듀너에서의 신호 경로 상의 틸트(tilt) 같은 선형 왜곡을 제거하고자 시도한다. 환언 하면, LL 신호를 복조하고 디코딩하기 전에 UL 신호를 최적으로 제거하기 위해 리샘플링된 멀티-레벨 신호(316)를 국부적으로 재구성된 UL 변조 신호(351)에 최적으로 정합하기 위한 등화가 수행된다.
도 11을 다시 참조하면, LL 변조 신호(376)가, 복조된 LL 신호 포인트 스트림(391)로 표현되는 복조된 LL 신호를 복원하는 LL 복조기(390)에 인가된다. LL 복조기(390)의 예시적 블록도가 도 15에 도시되어 있다. LL 복조기(390)는 디지털 리샘플러(515), 정합 필터(520), 타이밍 복원 소자(535), 디로테이터(525) 및 캐리어 복원 소자(540)를 포함한다. LL 변조 신호는, LL 신호를 전형적으로 하위 계층 심볼 레이트의 정수배인 초기 LL 프로세싱 레이트로 처리하기 위해 LL 타이밍 신호(536)를 사용하여 LL 변조된 신호(376)을 리샘플링하는 디지털 리샘플러(515)에 인가된다. 디지털 리샘플러(515)는 타이밍 복원 소자(535)와 결합하여 동작한다. 리샘플링된 LL 변조 신호(516)는, 대략 LL 캐리어 주파수로 리샘플링된 LL 변조된 신호(516)를 필터링하고 세이핑하여 필터링된 신호를 디로테이터(525) 및 그로부터 LL 타이밍 신호(536)를 생성하는 전술한 타이밍 복원 소자(535) 모두에 제공하는 대역 통과 필터인 정합 필터(520)에 인가된다. 디로테이터(525)는 필터링된 신호를 디로테이션하여, 캐리어 복원 소자(540)에도 인가되는 복조된 LL 신호 포인트 스트림(391)을 제공한다. 후자는 복조된 LL 신호 포인트 스트림(391)을 사용하여 복원된 LL 캐리어 신호를 디로테이터(525)에 제공한다.
도 11을 다시 한번 참조하면, H-L mux(395)는 복조된 UL 신호 포인트 스트림(333) 및 복조된 LL 신호 포인트 스트림(391)을 수신한다. H-L mux(395)는 복조 모드 신호(389)의 함수로서 메트릭 그룹핑 소자(595)로의 후속 적용 및 프로세싱을 위해 UL 신호 포인트 스트림(333) 또는 LL 신호 포인트 스트림(391)을 선택한다. 복조 모드 신호(389)가 레이어드 복조를 나타내면, H-L mux(395)는 프로세싱을 위해 LL 신호 포인트 스트림(391)을 선택한다. 그러나, 복조 선택 신호(389)가 계층 복조를 나타내면, H-L mux(395)는 프로세싱을 위해 UL 신호 포인트 스트림(333)을 선택한다.
도 16을 참조하면, H-L mux(395)의 예시적 블록도가 도시되어 있다. 후자는 멀티플렉서(mux; 565) 및 로그-가능성 비율(LLR) 룩업 테이블(LUT; 570)을 포함한다. H-L mux(395)로의 입력 신호는 (UL 또는 LL로부터) 수신된 신호 포인트 값이고 H-L mux(395)의 출력 신호는 임의의 비트가 수신될 확률을 나타내는 소프트 값이다. 특히, Mux(565)는 UL 신호 포인트 스트림(333) 또는 LL 신호 포인트(391)를, 전술한 바와 같이, 복조 모드 신호(389)의 함수로서 선택하고 선택된 신호를 수신된 신호(566)로서 제공한다. 이와 같이, 수신된 신호(566)는 수신된 신호 포인트의 스트림이고, 각각의 수신된 신호 포인트는 신호 스페이스에서 동상(in-phase; IREC) 성분(572) 및 직교(QREC) 성분을 갖는다. 이것은 수신된 신호 포인트 z에 대하여 도 17에 또한 도시되어 있다, 여기에서:
z = Irec +jQrec.
각각 수신된 신호 포인트의 IREC 및 QREC 성분이 LLR LUT(570)에 인가된다. 후자는 도 18에 도시된 바와 같이 사전 계산된 LLR 값의 LUT(599)를 저장한다. 특히, LUT(599)의 각 행은 특정 I 성분 값(I행 값)과 관계가 있는 반면, LUT(599)의 각 열은 특정 Q 성분 값(Q열 값)과 관계가 있다. LUT(599)는 L행과 J열을 갖는다. LLR LUT(570)는 수신된 신호(566)의 수신 신호 포인트의 IREC 및 QREC 성분 값을 양자화하여, 각각의 사전 계산된 LLR을 선택하기 위해 LUT(599)로의 인덱스로서 사용되 는 입력 어드레스를 형성한다. 각 심볼 간격, T, 선택된 LLR이 신호(396)를 경유하여 제공된다. 예를 들면, 신호(566)의 IREC 성분 값이 제1 행으로 양자화되고 신호(566)의 QREC 성분 값이 제1 열로 양자화되면, LLR(598)이 도 11의 메트릭 그룹핑 소자(595)로의 도 16의 신호(396)를 경유하여 선택되고 제공된다.
본 발명의 개념 이외에, 그리고 당 분야에 공지된 바와 같이, 주어진 비트 대 심볼 매핑 M(bi)에 대하여, (여기에서 M은 타겟 심볼이고 B가 각 심볼에서 비트의 수(예를 들면, B는 QPSK에 대하여는 2 비트이고, 8-PSK에 대하여는 3 비트 등임)인 매핑될 비트인 bi = 0, 1,...,B-1), B 비트 값의 i번째 비트에 대한 로그-가능성 비율 함수는:
LLR (i, z) = log[(prob(bi=1｜z))/(prob(bi=0｜z))],
여기에서, bi는 i번째 비트이고 z는 신호 스페이스에서의 수신된 신호 포인트이다. 표기 "prob(bi=1｜z)"는 신호 포인트 z가 수신되었다면 i번째 비트가 "1일 확률을 나타낸다. 유사하게, 표기 "prob(bi=0｜z)"는 신호 포인트 z가 수신되었다면 i번째 비트가 "0"일 확률을 나타낸다.
2차원 신호 스페이스에 대하여, 수학식2 내의 확률은 수학식3의 확률 밀도 함수(PDF)를 갖는 AWGN(additive Gaussian white noise)을 기초로 가정하고 있다:
Figure 112005065623696-PCT00001
.
따라서, 주어진 비트 및 수신된 신호 포인트에 대한 LLR은 수학식4와 같이 정의된다:
Figure 112005065623696-PCT00002
.
주어진 수신된 신호 포인트 z에 대한 LLR은 z, 타겟 심볼 M, 및 rms 노이즈 레벨 σ의 함수라는 것을 수학식 4로부터 알 수 있다. LLR은 또한 "소프트 메트릭"의 일예이다.
LLR 비율의 계산의 도식 예가 도 19 및 도 20에 도시되어 있다. 도 19는 예시적인 LL 심볼 컨스텔레이션을 도시한다. 간략히 하기 위해, 4 심볼 QPSK(quadrature phase shift keyed) 컨스텔레이션이 도시되어 있지만, 다른 크기 및 형상의 심볼 컨스텔레이션, 예를 들면, 8-PSK에 대하여는 3 비트, 16-QAM, 계층 16-QAM에 대하여는 4 비트가 사용될 수 있다. 도 19로부터 알 수 있는 바와 같이,신호 스페이스(89) 내에는 네개의 심볼이 있으며, 각 심볼은 특정의 2 비트 매핑 [b1, b0]과 관련이 있다. 도 20을 참조하면, 수신된 신호 포인트 z가 신호 스페이스(89)의 심볼과 관련하여 도시되어 있다. 수신된 신호 포인트 z가 신호 스페이스 (89)의 심볼 각각으로부터 서로 다른 거리(di)에 위치되어 있다는 것을 도 20으로 부터 알 수 있다. 예를 들면, 수신된 신호 포인트 z는 2 비트 매핑 "01"과 관계된 심볼로부터 거리(d4)에 위치되어 있다. 이와 같이, LLR(b0)는:
ln[(확률 b0가 1)/(확률 b0가 0)]; 또는
ln[(확률(심볼 01 또는 11))/(확률(심볼 00 또는 10))]; 또는
ln[exp(-d4 2/(2σ2))+exp(-d3 2/(2σ2))}/{exp(-d2 2/(2σ2))+exp(-d1 2/(2σ2))}]이다.
반면, LLR(b1)은:
ln[(확률 b1가 1)/(확률 b1가 0)]; 또는
ln[(확률(심볼 10 또는 11))/(확률(심볼 00 또는 01))]; 또는
ln[exp(-d1 2/(2σ2))+exp(-d3 2/(2σ2))}/{exp(-d2 2/(2σ2))+exp(-d4 2/(2σ2))}]이다.
도 16을 참조하면, LLR LUT(570)(즉, LUT(599))는 수신기(30)의 각 모드에 의존하여 계층 LLR 값(573) 또는 레이어드 LLR 값(574)의 세트로 초기화된다. 예를 들면, 레이어드 LLR 값은 도 5, 도 19 및 도 20에 도시된 바와 같은 LLR 심볼 컨스텔레이션과 관련하여 사전에 계산되는 반면, 계층 LLR 값은 도 7에 도시되고 도 21에 다시 도시된 것과 같은 결합 심볼 컨스텔레이션과 관련하여 사전에 계산된다. 환언 하면, LL에 대한 계층 LLR은 - LL 신호 스페이스(예를 들면, 도 5의 신호 스페이스(89)와 관련하여서가 아니라 - 결합 신호 스페이스(예를 들면, 도 7의 신호 스페이스(79))와 관련하여 결정된다. 모든 수신된 신호 포인트 z에 대하여, 신호 스페이스(79)의 각 심볼과 수신된 신호 포인트 z 간의 거리가 결정되고 LLR 계산시에 사용된다. 간소화를 위해, 이들 거리(di) 중 단지 일부 만이 도 21에 도시되어 있다. 계층 LLR 값(573) 및 레이어드 LLR 값(574)은 임의의 수의 방법으로 형성될 수 있다. 예를 들면, 수신기(30)는 두개의 엔드 포인트(송신기(5) 및 수신기(30)) 간의 통신의 기동시 또는 재초기화시에 송신기(5)에 의해 제공되는, 예를 들면, 트레이닝 신호를 사용하여 계산을 수행할 수 있다. 당분야에 공지된 바와 같이, 트레이닝 신호는 사전 결정된 신호, 예를 들면, 수신기에 이전에 공지된 사전 결정된 심볼 시퀀스이다. 사전 결정된 "핸드세이킹(handshaking)" 시퀀스 또한 결정될 수 있으며, 여기에서 엔드 포인트는 데이터를 서로 통신하기 전에 시그널링을 교환한다. 대안으로, 상기 계산은 원격으로, 예를 들면, 송신기(5)의 위치에서 수행되어 대역내 또는 대역외의 시그널링 채널을 통해 수신기(30)로 전송될 수 있 다(이것은 심지어 다이얼-업(dial-up) 장비(유선 및/또는 유선)(도시 생략)를 통할 수 있다). 또는 LLR 값은 기대 신호 조건을 기초로 계산되어 제조 시에 수신기에 저장될 수 있다.
도 11을 다시 참조하면, 본 발명의 원리에 따라, 메트릭 그룹핑 소자(595)는 신호(396)를 경유하여 LLR의 시퀀스(소프트 입력 데이터)를 수신하고, 그로부터 반복 디코딩 신호(596)를 제공한다. 예시적으로, 메트릭 그룹핑 소자(595)는, 후술되고 도 22에 도시되는 바와 같이, 심볼로 반복 심볼을 정렬하고 각 반복 심볼에 대하여 LLR 출력 값을 제공한다. 설명의 목적으로, 메트릭 그룹핑 소자(595)는, J가 1보다 큰 임의의 수이더라도, J=2인 경우에 대하여 도시하고 있다. 메트릭 그룹핑 소자(595)는 위상 평균기(630 및 635), 절대값 소자(640 및 645), 저역 통과 필터(650 및 655), 비교기(660) 및 멀티플렉서(670)를 포함한다.
메트릭 그룹 소자(595)에 의해 수행되는 제1 기능은, 사실상, LL에서 수신된 신호 포인트 시퀀스를 반복 심볼 주기로 정렬하는 것이다. 전술한 바와 같이, 각각의 송신된 LL 반복 심볼은 J개의 심볼을 포함하며, 여기에서, J＞1이다. 이와 관련하여, 메트릭 그룹핑 소자(595)는 (신호(396)로 표현된) LLR의 시퀀스를 동일 반복 심볼 시퀀스와 관계된 그룹으로 프로세싱한다. 이러한 정렬, 즉, 그룹핑은 임의의 수의 방법으로 수행될 수 있다. 여기에서, 위상 1 평균기(630)는 입력으로서 LLR 값(396)을 취하고 신호(631)로서 각각 반복 심볼(LLR0+LLR1), (LLR2+LLR3)..을 통해 평균화된 출력 LLR 값을 제공하는 반면, 위상 2 평균기(635)는 입력으로서 LLR 값(396)을 취하고 신호(636)로서 또 다른 정렬을 갖는 각각 반 복 심볼(LLR1+LLR2), (LLR3+LLR4)..을 통해 평균화된 출력 LLR 값을 제공한다. 신호(631)는 또한 절대값 소자(640)에 의해 프로세싱되어 절대값 신호(641)를 제공하고, 이 절대값 신호는 저역 통과 필터(LPF; 650)에 의해 또한 프로세싱되어 필터링된 신호(651)를 제공한다. 신호(636)는 또한 절대값 소자(645)에 의해 프로세싱되어 절대값 신호(646)를 제공하고, 이 절대값 신호는 저역 통과 필터(LPF; 655)에 의해 또한 프로세싱되어 필터링된 신호(656)를 제공한다. 비교기(660)는 저역 통과 필터링된 신호(651 및 656)를 수신하고, 신호(651)가 신호(656)보다 크면, 위상 1이 보다 양호한 정렬이라는 것을 지시하는 1, 또는 그렇지 않으면, 위상 2가 더 양호한 정렬이라는 것을 지시하는 0인 선택 신호(661)를 생성한다. 선택 신호(661)는, 결정된 보다 양호한 정렬에 따라 평균 반복 심볼 LLR 값을 통과시키는 멀티플렉서(MUX; 670)에 인가된다: 즉, 멀티플렉서는 선택 신호(661)가 1이면 위상 1에 대응하는 신호(631)을 선택하고 또는 선택 선호(661)가 0이면 신호(636)을 선택하여 LLR 출력(596)을 제공한다. 따라서, 메트릭 그룹핑 소자(595)는 결합 메트릭으로서 최상 정렬 위상과 관계된 합산 LLR을 통과시키고 반복 디코딩 신호(596)로서 LL 디코더(340)에 매 반복 심볼 주기마다 상기 평균 LLR을 제공한다. 따라서, 그룹 메트릭 소자(595)는, 사실상, LL 신호로부터 복사 데이터를 제거한다.
LL 디코더(340)는 신호(596)를 통해 평균 LLR의 시퀀스(소프트 입력 데이터)를 수신하고 그로부터 LL 신호(321-2)를 제공한다. LL 디코더(340)는 LL 인코더(110)를 보상하는 형식으로 동작한다. 또한, LL 디코더(340)는 소프트-입력-소프트-출력 디코더일 수 있고 소프트 출력 값을 제공할 수 있으며, 이 출력 값은 부가 적으로 프로세싱되어(도시 생략) LL 신호(321-2)를 형성한다는 것을 이해할 수 있다.
레이어드 복조 모드에서 수신기(30)은 UL 복조기(330) 및 디코더(335)를 통해 UL 신호를 우선 복원함으로써 수신된 신호를 연속적으로 복조한다는 것을 도 11로부터 이해할 수 있다. 복원된 UL 신호는, LL 복조기(390)에 의한 복조를 위해 LL 신호를 커버하지 않도록(uncover) 수신된 신호로부터 차감을 위해 재인코딩되고 재변조된다. 그 결과의 복조 LL 신호 포인트 스트림(391)은 프로세싱되어, LL 심볼 컨스텔레이션과 관계하는 소프트 입력 데이터, 예를 들면, LLR을 생성한다. 대조적으로, 계층 복조 모드에서, LL 신호가 직접적으로 결정되는 UL 신호 포인트 스트림(333)이 복원된다. 이것은 본 명세서에서 디코딩의 동시 모드로서 칭해진다. 특히, UL 신호 포인트 스트림(333)이 프로세싱되어 소프트 입력 데이터, 예를 들면, LLR을 생성하여 그로부터 LL 데이터를 복원한다.
H-L mux(395)의 다른 변형예가 가능하다. 예를 들면, 도 23은, 두개의 개별 룩업 테이블(555 및 560)이, 복조 모드 신호(389)에 따라 적절한 신호(신호(556 또는 561)를 선택하는 mux(565)의 앞에 위치해 있는 예를 도시한다.
본 발명의 원리에 따른 또 다른 실시예가 도 24에 도시되어 있다. 예시적으로, 본 실시예에서 통합 복조기/디코더(320')는 계층 모드 동작 시에 수신된 신호를 연속적으로 디코딩한다. 계층 변조 기반 신호의 연속적인 디코딩을 위해, 수신기는 우선 UL 신호를 디코딩한 다음 LL 신호를 디코딩한다. 도 24로부터 알 수 있는 바와 같이, 통합 복조기/디코더(320')는 결합기 또는 가산기(380), 지연 소자 (355) 및 H-L mux(395')의 가산을 제외하고는 도 11의 통합 복조기/디코더(320)와 유사하다. 지연 소자(355)는 UL 디코더(335), 인코더(470) 등의 프로세싱 지연을 보상한다. 예시적으로, 가산기(380)는 입력 신호로서 지연된 복조 UL 신호 포인트 스트림(333') 및 도 13에 도시된 바와 같이 UL 재변조기/재인코더(350)로부터 이용가능한 신호(471)를 수신한다. 결합기(380)는 지연된 복조 UL 신호 포인트 스트림(333')에서 인코딩된 신호(471)를 차감하여 H-L mux(395')의 입력에 LL 신호 포인트 스트림(381)을 제공한다. 이전과 같이, H-L mux(395')는 인가된 신호, 여기에서는 선택된 복조 모드의 함수로서 복조 LL 신호 포인트 스트림(391) 또는 LL 신호 포인트 스트림(381)을 선택한다.
H-L mux(395')의 블록도가 도 25에 도시되어 있다. 본 예에서, H-L mux(395')는 mux(565) 및 LLR 계산기(580)를 포함한다. Mux(565)는 복조 모드 신호(389)의 함수로서 복조 LL 신호 포인트 스트림(391) 또는 LL 신호 포인트 스트림(381)을 선택한다. 전자는, 전술한 바와 같이, LLR 데이터(396)를 그룹 메트릭 소자(595)에 제공하는, LLR 계산기(580)에 의해 표현되는 것과 같은 소프트 데이터 생성기에 인가된다.
도 1의 수신기(30)에 사용하기 위한 참조가 도 26에 도시되어 있다. 단계(605)에서, 수신기(30)는 다수의 복조 모드 중 하나의 모드를 선택한다. 예시적으로, 적어도 두개의 복조 모드: 계층 복조 및 레이어드 복조가 존재한다. 전술한 바와 같이, 상기 선택은, 예를 들면, 점퍼 설정, 수신기(30)의 구성 스크린(도시 생략), 또는 대역외 또는 대역내의 시그널링 채널상으로 송신된 데이터로부터 수행 된다. 단계(610)에서, 수신기(30)는 멀티-레벨 신호를 수신한다. 단계(615)에서, 수신기(30)는 선택된 복조 모드의 함수로서 수행하기 위해 복조 프로세스를 결정한다. 복조 모드가 계층이라면, 단계(620)에서 수신기(30)는 수신된 멀티-레벨 신호의 계층 복조를 수행한다. 한편, 복조의 모드가 레이어드라면, 단계(625)에서 수신기(30)는 수신된 멀티-레벨 신호의 레이어드 복조를 수행한다. 복조 모드의 선택(단계(605))은 멀티-레벨 신호의 수신(단계(610)) 후에 수행될 수 있다는 것이 이해될 것이다.
본 발명의 원리에 따른 또 다른 실시예가 도 27에 도시되어 있다. 예시적으로, 본 실시예에서, 수신기(30; 도시 생략)는 레이어드 복조만을 수행하고 수신된 신호를 연속적으로 디코딩하기 위해 복조기/디코더(720)를 포함한다. 도 27에서 알 수 있는 바와 같이, 복조기/디코더(720)는 계층 복조가 지원되지 않기 때문에 많은 소자를 삭제한 것을 제외하고는 도 11의 통합 복조기/디코더(320)와 유사하다.
예시적으로, 수신된 신호 포인트 스트림(391)은, 메트릭 그룹핑 소자(595)에 LLR 값(396)을 제공하는 LLR 룩업 테이블(570)에 인가된다. 정렬과 관련하여, 메트릭 그룹핑 소자(595)는 각각의 J개의 가능 정렬을 위해 결합된 LLR 값을 생성함으로써 수신된 신호 포인트를 다시 정렬하고, 평균적으로 가장 높은 절대값을 갖는 것으로서 결합 LLR 값의 최상 시퀀스를 선택한다. 이와 같이, 메트릭 그룹핑 소자(595)는 적용을 위해 LL 디코더(340)에 반복 디코딩된 신호(596)를 제공한다. 이와 관련하여, LL 디코더(340)는 LLR 값을 수신한다.
본 발명의 원리에 따른 수신기의 또 다른 실시예가 도 28에 도시되어 있다. 예시적으로 본 실시예에서 수신기(30; 도시 생략)는 계층 복조만을 수행하고 수신된 신호를 동시에 디코딩하기 위해 복조기/디코더(820)를 포함한다. 도 28에서 알 수 있는 바와 같이, 복조기/디코더(820)는 레이어드 복조가 지원되지 않기 때문에 다수의 소자를 삭제한 것을 제외하고는 도 11의 통합 복조기/디코더(320)와 유사하다. 도 28에서 알 수 있는 바와 같이, UL 신호 포인트 스트림(333)은, 전술한 바와 같이, 계층 LLR 값(573)을 저장한 LLR LUT(570)에 인가된다. LLR의 결과 스트림(신호(396))이 전술한 바와 같이 메트릭 그룹핑 소자(595)에 인가된다.
본 발명의 원리에 따른 수신기의 또 다른 실시예가 도 29에 도시되어 있다. 예시적으로, 본 실시예에서 수신기(30; 도시 생략)는 계층 복조만을 수행하고 수신된 신호를 순차적으로 디코딩하기 위한 복조기/디코더(920)를 포함한다. 도 29로부터 알 수 있는 바와 같이, 복조기/디코더(920)는 레이어드 복조가 지원되지 않기 때문에 다수의 소자를 삭제한 것을 제외하고는 도 24 및 도 25의 통합 복조기/디코더(320')와 유사하다. 다른 실시예와 관련하여 이루어진 설명과 유사한 설명, 예를 들면, LL 디코더(340)가 LLR값을 수신한다는 설명이 본 실시예에도 적용된다.
메트릭 그룹핑 소자(595)는, 대체 실시예에서, 심볼 값에 대하여 동작하고, 그들을 정렬 및 평균화하며, 이 경우에, 예를 들면, LL 디코더는 연속 디코딩을 위해 평균화된 심볼 값을 LLR 값으로 우선 변환할 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
본 발명의 특징에 따라, 반복 코더를 사용함으로써 부가의 설계 유연성을 갖 는 코들르 도출할 수 있다. 예를 들면, 레이트 1/2 코더는 도 3의 LL 인코더(110)에 의해 구현될 수 있다. 당 분야에 공지된 바와 같이, 용어 "레이트 1/2"는, 송신된 매 2 비트에 대하여, 하나의 비트가 리던던트(redundant)(즉, 에러 방지/검출을 위해 제공되는)인 것을 의미한다. 일반적인 형태에서, 코더는 레이트 n/R를 갖는 것으로 설명될 수 있으며, 여기에서 n과 R은 1보다 크고 R＞n이다. 또한, 사실상 LL 인코더(110)는 현존 인코더 설계(독점품 또는 기성품)으로부터 도출될 수 있다. 그러나, 반복 코딩을 부가함으로써, 송신기(5)는, 인코더 또는 해당 디코더를 재설계할 필요없이 레이트 n/((R)(J)) 코더를 효과적으로 구현할 수 있어 비용과 설계 시간을 절약할 수 있다. 또한, 본 명세서에서 설명된 바와 같이 반복 코딩은 천공(puncturing) 및 다른 기술과 결합하여 사용되어 일반적으로 이용가능하지 않은 코드 레이트의 클래스를 도출할 수 있다는 것이 이해될 것이다.
전술한 바와 같이, 그리고 본 발명의 개념에 따라, 반복 코딩은 멀티-레벨 신호 중 적어도 하나의 레벨에서 사용된다. 사실상, 본 발명의 개념은 낮은 SNR 환경에서 LL 채널 상으로 전달된 데이터를 복원할 수 있는 보다 강한 LL 채널을 효과적으로 생성하는 것이다. 사실상, 예를 들면, 하위 계층에서 반복 코딩을 사용함으로써 하위 계층 채널의 전력 레벨을 증가시키지 않으면서 수신기 성능을 향상시킬 수 있다. 이와 같이, 하위 계층 신호에서의 반복 코딩과 관련하여 설명되었지만, 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니고 멀티-레벨 변조 신호 중 임의의 하나 이상의 계층에 적용될 수 있다. 또한, TV(35)와 같은 디스플레이에 접속된 수신기와 관련하여 설명되었지만, 본 발명의 개념은 이에 한정되는 것은 아니라는 것이 이해될 것이다. 예를 들면, 수신기(30)는, 분산 시스템의 업스트림에서, 예를 들면, 컨텐츠를 네트워크의 다른 수신기 및/또는 노드에 재전송하는 헤드-엔드(head-end)에 위치될 수 있다. 또한, 계층 변조 및 레이어드 변조를 역호환인 통신 시스템을 제공하는 것과 관련하여 설명하였지만, 이것은 본 발명의 개념의 요구사항은 아니다. 본 명세서에서 도시되고 설명된 특정 소자에 대한 컴포넌트의 그룹핑은 단지 예시적인 것이라는 것이 이해될 것이다. 예를 들면, UL 디코더(335) 및 LL 디코더(340) 중 하나 또는 두개 모두는, 적어도 복조된 상위 계층 신호 및 복조된 하위 계층 신호를 제공하는 기본적으로 복조기인 소자(320)의 외부에 있을 수 있다. 유사하게, 개별 소자로서 도시되었지만, 반복 코더(170)의 기능성 또한 도면의 다른 소자에서 구현될 수도 있다. 예를 들어 도 3을 고려하면, 반복 코딩 기능은 LL 인코더(110) 또는 LL 변조기(120) 내에 포함될 수 있다. 유사한 설명이 다른 도면에도 적용된다.
이와 같이, 전술한 설명은 단순히 본 발명의 원리를 설명한 것이고 따라서 당업자는, 본 명세서에서 명백하게 설명하지는 않았지만, 본 발명의 원리를 구체화하고 본 발명의 사상 및 범위 내에 있는 다수의 대체 실시예를 유도할 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들면, 개별 기능 소자에 관하여 설명되었지만, 이들 기능 소자는 하나 이상의 집적 회로(IC) 상에서 구체화될 수 있다. 유사하게, 개별 소자로서 도시되었지만, 임의의 또는 모든 소자가 저장-프로그램-제어 프로세서, 예를 들면, 도 26에 도시된 하나 이상의 단계에 대응하는 관련 소프트웨어를 실행하는 마이크로프로세서 또는 디지털 신호 프로세서(DSP)에서 구현될 수 있 다. 또한, 개별 소자로서 도시되었지만, 그 소자들은 임의의 결합에서 서로 다른 유닛으로 분산될 수 있다. 예를 들면, 수신기(30)는 TV(35)의 일부일 수 있다. 따라서, 예시적 실시예에 다양한 수정이 가해질 수 있고 첨부된 청구범위에 의해 정의된 바와 같이 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 다른 장치를 유도할 수 있다는 것이 이해될 것이다.

Claims (38)

  1. 송신기로서,
    멀티-레벨 변조 스킴 중 적어도 하나의 신호의 적어도 일부를 반복하여 반복 코딩 신호를 제공하는 반복 코더; 및
    상기 반복 코딩 신호를 포함하는 멀티-레벨 송신 신호를 제공하는 변조기
    를 포함하는 송신기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 멀티-레벨 신호는 적어도 상위 계층 및 하위 계층을 포함하는 계층 변조 신호인 송신기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 하위 계층은 반복 코딩 신호인 송신기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 멀티-레벨 신호는 적어도 상위 계층 및 하위 계층을 포함하는 레이어드(layered) 변조 신호인 송신기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 하위 계층은 반복 코딩 신호인 송신기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 반복 코딩 신호는 반복 심볼의 스트림을 포함하고, 각각의 반복 심볼은 J개의 심볼을 포함하며, 여기에서, J는 1보다 크고 J개의 심볼 각각은 적어도 하나의 신호의 일부를 나타내는 송신기.
  7. 제1항에 있어서,
    입력 신호를 코딩하여 적어도 하나의 신호를 제공하는 코더를 더 포함하고, 상기 코더는 n/R 코딩 레이트를 갖고, 여기에서 n 및 R은 1보다 크고 R＞n이며, 상기 코더와 결합한 상기 반복 코더는 코딩 레이트 n/((R)(J))를 갖고, 여기에서, J는 1보다 큰 송신기.
  8. 송신기에서 사용하는 방법으로서,
    멀티-레벨 신호의 적어도 하나의 신호의 적어도 일부를 반복 코딩하는 단계; 및
    상기 반복 코딩 부분을 포함하는 멀티-레벨 신호를 송신하는 단계
    를 포함하는 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 멀티-레벨 신호는 적어도 상위 계층 및 하위 계층을 포함하는 계층 변조 신호인 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 하위 계층은 반복 코딩 신호인 방법.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 멀티-레벨 신호는 적어도 상위 계층 및 하위 계층을 포함하는 레이어드 변조 신호인 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 하위 계층은 반복 코딩 신호인 방법.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 반복 코딩 신호는 반복 심볼의 스트림을 포함하고, 각각의 반복 심볼은 J개의 심볼을 포함하며, 여기에서, J는 1보다 크고 J개의 심볼 각각은 적어도 하나의 신호의 일부를 나타내는 방법.
  14. 제8항에 있어서,
    입력 신호를 코딩하여 적어도 하나의 신호를 제공하는 단계를 더 포함하고, 상기 코딩 단계는 n/R 코딩 레이트를 갖고, 여기에서 n 및 R은 1보다 크고 R＞n이며, 상기 코딩 단계와 결합한 상기 반복 코딩 단계는 코딩 레이트 n/((R)(J))를 갖고, 여기에서, J는 1보다 큰 방법.
  15. 수신기로서,
    멀티-레벨 수신 신호를 복조하여 K개의 복조 신호를 제공하는 복조기 - 여기에서, K＞1임 -;
    상기 K개의 복조 신호 중 적어도 하나의 신호로부터 복사 데이터를 제거하는 반복 디코더
    를 포함하는 수신기.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 멀티-레벨 수신 신호는 적어도 상위 계층과 하위 계층을 포함하는 계층 변조 신호인 수신기.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 반복 디코더는 하위 계층 상에서 동작하는 수신기.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 멀티-레벨 수신 신호는 적어도 상위 계층 및 하위 계층을 포함하는 레 이어드 변조 신호인 수신기.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 반복 디코더는 하위 계층 상에서 동작하는 수신기.
  20. 제15항에 있어서,
    상기 반복 디코더는 반복 디코딩 신호를 제공하고 상기 수신기는 상기 반복 디코딩 신호를 디코딩하는 디코더를 더 포함하는 수신기.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 반복 디코딩 신호는 적어도 하나의 복조 신호의 모든 J개의 수신 신호 포인트에 대한 평균 LLR(log-likelihood ratio)을 나타내며, 여기에서, J＞1인 수신기.
  22. 제20항에 있어서,
    상기 반복 디코딩 신호는 적어도 하나의 복조 신호의 모든 J개의 수신된 신호 포인트의 평균을 나타내며, 여기에서, J＞1인 수신기.
  23. 제15항에 있어서,
    상기 복조기는 다수의 동작 모드를 구비하며, 상기 동작 모드 중 적어도 두 개의 모드는 계층 모드 및 레이어드 모드인 수신기.
  24. 제15항에 있어서,
    상기 반복 디코더는,
    각각 상이한 각 정렬(alignment)을 통해 적어도 하나의 복조 신호로부터 유도되는 소프트 입력 데이터를 평균화하고 각각의 평균 신호를 제공하는 다수의 평균화 소자;
    잔여 평균 신호와 비교하여 어느 평균 신호가 보다 양호한 정렬을 나타내는지를 판정하는 비교기; 및
    상기 보다 양호한 정렬을 나타내는 것으로 판정된 평균 신호를 제공하는 선택기를 더 포함하는 수신기.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 소프트 입력 데이터는 적어도 하나의 복조 신호와 관계된 LLR 값의 함수인 수신기.
  26. 장치로서,
    비디오 컨텐츠를 디스플레이하는 텔레비전 세트; 및
    상기 텔레비전 세트에 접속되고, 반복 디코더를 포함하며, 상기 비디오 컨텐츠를 전달하는 신호를 수신하는 수신기
    를 포함하는 장치.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 수신 신호는 위성 신호인 장치.
  28. 수신기에서 사용하는 방법으로서,
    멀티-레벨 수신 신호를 복조하여 K개의 복조 신호를 제공하는 단계 - 여기에서 K＞1 임 -; 및
    상기 K개의 복조 신호 중 적어도 하나의 복조 신호로부터 복사 데이터를 제거하는 단계
    를 포함하는 방법.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 멀티-레벨 수신 신호는 적어도 상위 계층 및 하위 계층을 포함하는 계층 변조 신호인 방법.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 반복 디코더는 하위 계층 상에서 동작하는 방법.
  31. 제28항에 있어서,
    상기 멀티-레벨 수신 신호는 적어도 상위 계층 및 하위 계층을 포함하는 레이어드 변조 신호인 방법.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 반복 디코더는 하위 계층 상에서 동작하는 방법.
  33. 제28항에 있어서,
    상기 제거 단계는 반복 디코딩 신호를 제공하는 단계를 포함하고, 상기 방법은 상기 반복 디코딩 신호를 디코딩하는 단계를 더 포함하는 방법.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 반복 디코딩 신호는 적어도 하나의 복조 신호의 모든 J개의 수신 신호 포인트에 대한 평균 LLR을 나타내고, 여기에서, J＞1인 방법.
  35. 제33항에 있어서,
    상기 반복 디코딩 신호는 적어도 하나의 복조 신호의 모든 J개의 수신 신호 포인트의 평균을 나타내고, 여기에서, J＞1인 방법.
  36. 제28항에 있어서,
    상기 제거 단계는,
    다수의 상이한 정렬을 통해 적어도 하나의 복조 신호로부터 유도되는 소프트 입력 데이터를 평균화하고 각각의 정렬과 관계된 각각의 평균 신호를 제공하는 단계;
    잔여 평균 신호와 비교하여 어느 평균 신호가 보다 양호한 정렬을 나타내는지를 판정하는 단계; 및
    상기 양호한 정렬을 나타내는 것으로 판정된 평균 신호를 제공하는 단계를 포함하는 방법.
  37. 제35항에 있어서,
    상기 소프트 입력 데이터는 적어도 하나의 복조 신호와 관계된 LLR 값의 함수인 방법.
  38. 제28항에 있어서,
    상기 복조 단계는,
    적어도 두개의 복조 모드 중 하나의 복조 모드를 선택하는 단계; 및
    상기 선택된 모드에 따라 복조를 수행하는 단계를 포함하고,
    여기에서, 상기 적어도 두개의 복조 모드는 계층 복조 모드 및 레이어드 복조 모드인 방법.
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