JP4566922B2 - 無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、同一の周波数チャネルを用い、異なる複数の送信アンテナより独立な信号系列を空間多重して送信し、複数の受信アンテナを用いて信号を受信し、各送受信アンテナ間の伝達関数行列をもとに受信局側でデータの復調を行うＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）通信を実現する高速無線アクセスシステムにおいて、ひとつの無線局と他の複数の無線局が同時に且つ同一周波数チャネル上で空間多重して通信を行うマルチユーザＭＩＭＯ通信技術を用いた無線通信方法に関する。

近年、２．４ＧＨｚ帯または５ＧＨｚ帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、マルチパスフェージング環境での特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用い、最大で５４Ｍｂｐｓの伝送速度を実現している。ただし、ここでの伝送速度とは物理レイヤ上での伝送速度であり、実際にはＭＡＣ（Medium Access Control）レイヤでの伝送効率が５０〜７０％程度であるため、実際のスループットの上限値は３０Ｍｂｐｓ程度である。一方で、有線ＬＡＮ（Local Area Network）の世界ではＥｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）の１００Ｂａｓｅ−Ｔインタフェースをはじめ、各家庭にも光ファイバを用いたＦＴＴＨ（Fiber to the home）の普及から、１００Ｍｂｐｓの高速回線の提供が普及しており、無線ＬＡＮの世界においても更なる伝送速度の高速化が求められている。

そのための技術としては、ＭＩＭＯ技術が有力である。このＭＩＭＯ技術とは、送信局側において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信局側において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ／受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信局側の各アンテナから送信した独立な信号を受信側で推定し、データを再生するものである。

ここで、Ｎ本の送信アンテナを用いてＮ系統の信号を送信し、Ｍ本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。まず、送受信局の各アンテナ間にはＭ×Ｎ個の伝送のパスが存在し、第ｉ送信アンテナから送信され第ｊ受信アンテナで受信される場合の伝達関数をｈ_ｊ，ｉとし、これを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列をＨと表記する。さらに、第ｉ送信アンテナからの送信信号をｔ_ｉとし（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３，・・・ ｔ_Ｎ）を成分とする列ベクトルをＴｘ、第ｊ受信アンテナでの受信信号をｒ_ｊとし（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，・・・ ｒ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをＲｘ、第ｊ受信アンテナの熱雑音をｎ_ｊとし（ｎ_１，ｎ_２，ｎ_３，・・・ ｎ_Ｍ）を成分とする列ベクトルをｎと表記する。
この場合、以下の関係式が成り立つ。

したがって、受信局側で受信した信号Ｒｘをもとに、送信信号Ｔｘを推定する技術が求められている。

このＭＩＭＯ通信においては、伝搬路の情報を利用して、その伝搬路に対して最適な状況で信号を送信することにより、最も効率的に通信を行うことができる。例えば、特許文献１等に記載された固有モードＳＤＭ（Space Division Multiplexing）方式を用いたＭＩＭＯ伝送においては、信号の伝送方向のＭＩＭＯチャネルの伝達関数行列Ｈを送信局側で取得できた場合に、この伝達関数行列に対応した送信信号の最適化を行う。具体的には、伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役な行列Ｈ^Ｈ（右肩の「Ｈ」の記号はエルミート共役を表す）の積を対角化可能なユニタリ行列Ｕを取得し、このユニタリ行列で送信信号を変換して信号を送信する。このユニタリ変換行列Ｕと伝達関数行列Ｈの間には以下の関係式が成り立つ。

ここで、右辺の行列Λは対角成分のみが値を持ち、その他の成分がゼロである対角行列である。この様な特徴を持つユニタリ行列Ｕを列ベクトルＴｘに作用させて信号を送信することにより、（式１）は以下の（式３）の様に変換される。

この変換により、送信信号はＭＩＭＯチャネル毎に直交化され、受信側での処理において簡易なＺＦ（Zero Forcing）方式を用いた場合であっても、各送信信号をＭＩＭＯチャネル毎のＳＮＲ特性が良好になるように調整される。また、このユニタリ行列の各列ベクトルは、送信信号である列ベクトルＴｘを各送信アンテナに分配する際の各アンテナに乗算する係数（以降、「送信ウエイト」と呼ぶ）で構成される。また送信ウエイトで構成される列ベクトルを送信ウエイトベクトルと呼ぶ。この送信ウエイトベクトルを用いることで、各ＭＩＭＯチャネル毎に直交したビーム形成を行い、それぞれのビーム（固有ビーム）に相当するチャネルの利得がその固有ベクトルの固有値となる。したがって、全ＭＩＭＯチャネルのチャネル容量Ｃの上限は以下の（式４）で与えられる。

ここでＢは帯域幅、Ｐ_ｉは第ｉ番のＭＩＭＯチャネルの総送信電力、λ_ｉは第ｉ固有値、σ^２は雑音電力の分散値を意味する。この式から、どの程度の伝送レートの伝送モード（ここではＱＰＳＫ，６４ＱＡＭ等の変調方式と誤り訂正の符号化率の組み合わせにより規定されるモードを「伝送モード」と定義する）を適用可能か、またさらにどの程度の数のＭＩＭＯチャネルを多重化できるかが推定できる。

ちなみに、（式４）の中の送信電力Ｐ_ｉは全てのＭＩＭＯチャネルに共通の値である必要はなく、また各ＭＩＭＯチャネル毎に伝送モードを変更しても構わない。一般に、注水定理と呼ばれる手法を用いることでこのＰ_ｉの値を最適化することが可能である。この中で、Ｐ_ｉ＝０となるＭＩＭＯチャネルが存在した場合、そのチャネルは実際の伝搬には用いずに、他のＭＩＭＯチャネルに電力を配分した方が効率的であることを意味している。つまり、ＭＩＭＯの多重数を元々の上限値よりも少なく設定することになる。この様にして、多重化するＭＩＭＯチャネルの最適値を判断することも可能である。

以上の固有モードＳＤＭ技術は、送信側で指向性を持った送信ビームを形成し、空間上で多重化する信号を受信側で効率的に信号分離できるようにするものである。ここで、通常のＭＩＭＯ通信、すなわちひとつの送信局とひとつの受信局の間で通信を行うをシングルユーザＭＩＭＯと呼ぶ。無線ＬＡＮや携帯電話等を例に見れば、基地局はサイズ的に比較的大きく、端末局側はポータブルな端末としてサイズは基地局よりも大幅に小さい。この様な小型端末の中に、ＭＩＭＯ通信のための複数のアンテナを実装しても、アンテナ間の距離が短く、アンテナ相関が非常に大きくなってしまう。この場合、（式４）における固有値λ_ｉの値は小さくなる傾向にあり、実際に通信に利用できるＭＩＭＯチャネル数はそれほど多くはない。

この様なケースにおいて、ひとつひとつの端末との間では空間多重するＭＩＭＯチャネル数を少なくする一方、複数の異なる端末と同時に同一周波数チャネルで通信するマルチユーザＭＩＭＯ通信が有効である。図３に、マルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示す。同図において、１０１は基地局（ＢＳ：Base Station）、１０２〜１０４は端末局（ＭＳ：Mobile Station）を示し、端末局１０２を端末局＃１（ＭＳ１）、端末局１０３を端末局＃２（ＭＳ２）、端末局１０４を端末局＃３（ＭＳ３）とする。実際にひとつの基地局が収容する端末局数は多数であるが、その中の数局を選び出し（図では端末局＃１〜＃３（１０２〜１０４））、通信を行う。

各端末局は基地局と比較して送受信アンテナ数が一般的に少ない。例えば基地局から端末局方向への通信（ダウンリンク）を行う場合を考える。基地局１０１は多数のアンテナを用いて、複数の指向性ビームを形成する。例えば、各端末局＃１〜＃３（１０２〜１０４）に対してそれぞれ３つのＭＩＭＯチャネルを割り当て、全体としては９系統の信号系列を送信する場合を考える。その際、端末局＃１（１０２）に対して送信する信号は、端末局＃２（１０３）および端末局＃３（１０４）方向には指向性利得が極端に低くなるように調整し、この結果として端末局＃２（１０３）および端末局＃３（１０４）への干渉を抑制する。同様に、端末局＃２（１０３）に対して送信する信号は、端末局＃１（１０２）および端末局＃３（１０４）方向には指向性利得が極端に低くなるように調整する。同様の処理を端末局＃３（１０４）にも施す。この様に指向性制御を行う理由は、例えば端末局＃１（１０２）においては、端末局＃２（１０３）および端末局＃３（１０４）で受信した信号の情報を知る術がないため、端末間での協調的な受信処理ができないからである。つまり、３本しかない端末局＃１（１０２）のみの受信処理において、９系統の全ての信号系列を信号分離することは非常に厳しい。そこで、各端末局には他の端末局宛の信号が受信されないように、送信側で干渉分離を事前に行う。

以上が既存のマルチユーザＭＩＭＯシステムの概要である。次に、指向性ビームの形成方法について、以下に説明を加える。例えば図３において、基地局１０１の第ｊアンテナと端末局＃１（１０２）の第１受信アンテナとの間の伝達関数をｈ_１ｊと表記することにする。基地局１０１のｊ＝１〜９の全てのアンテナに関する伝達関数を用い、行ベクトルｈ_１を（ｈ_１１，ｈ_１２，ｈ_１３，…，ｈ_１８，ｈ_１９）と表記する。同様に基地局１０１と端末局＃１（１０２）の第２受信アンテナ、第３受信アンテナとの伝達関数をｈ_２ｊおよびｈ_３ｊとし、対応する行ベクトルｈ_２およびｈ_３を（ｈ_２１，ｈ_２２，ｈ_２３，…，ｈ_２８，ｈ_２９）、（ｈ_３１，ｈ_３２，ｈ_３３，…，ｈ_３８，ｈ_３９）とする。端末局＃２（１０３）、端末局＃３（１０４）の受信アンテナにも同様の連番をふり、行ベクトルｈ_４〜ｈ_９を（ｈ_４１，ｈ_４２，ｈ_４３，…，ｈ_４８，ｈ_４９）〜（ｈ_９１，ｈ_９２，ｈ_９３，…，ｈ_９８，ｈ_９９）とする。加えて、基地局１０１が送信する９系統の信号をｔ_１〜ｔ_９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＴｘ^{［ａｌｌ］}＝（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３，…，ｔ_８，ｔ_９）^Ｔと表記する。ここで、右肩のＴの文字はベクトル、行列の転置を表す。また同様に、端末局＃１〜＃３（１０２〜１０４）の９本のアンテナでの受信信号をｒ_１〜ｒ_９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＲｘ^{［ａｌｌ］}＝（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，…，ｒ_８，ｒ_９）^Ｔと表記する。最後に、行ベクトルｈ_１〜ｈ_９を第１から第９行成分とする行列を、全体伝達関数行列Ｈ^{［ａｌｌ］}と表記する。

この様に表記した場合、システム全体としては以下の関係式が成り立つ。

この（式５）はシングルユーザＭＩＭＯにおける（式１）に対応する。同様に（式３）に示すような送信指向性制御を行うため、９行９列の送信ウエイト行列Ｗを導入し、（式３）を以下の（式６）のように書き換える。

さらに、送信ウエイト行列Ｗを列ベクトルｗ_１〜ｗ_９に分解し、Ｗ＝（ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，…，ｗ_８，ｗ_９）と表記すると、以下の（式７）の様に表せる。

ここで、例えば６つの行ベクトルｈ_４〜ｈ_９と３つの列ベクトルｗ_１〜ｗ_３の乗算（各成分同士を乗算したものの総和、複素ベクトルの場合は内積とは異なる）が全てゼロになるようにｗ_１〜ｗ_３を選ぶことを考える。同様に、行ベクトルｈ_１〜ｈ_３およびｈ_７〜ｈ_９と列ベクトルｗ_４〜ｗ_６の積、行ベクトルｈ_１〜ｈ_６と列ベクトルｗ_７〜ｗ_９の積の全てがゼロになるように選ぶことにする。すると、（式７）に示す９行９列の行列は、３行３列の９個の部分行列を用いて表記すると以下の（式８）ように表すことができる。

ここで、部分行列Ｈ^［１］、Ｈ^［２］、Ｈ^［３］は３行３列の行列であり、

は成分が全てゼロの３行３列の行列である。この様な条件を満たす変換行列Ｗを選択することで、（式８）は以下の３つの関係式に分解できる。

ここで、Ｔｘ^［１］=（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３）^Ｔ、Ｔｘ^［２］=（ｔ_４，ｔ_５，ｔ_６）^Ｔ、Ｔｘ^［３］=（ｔ_７，ｔ_８，ｔ_９）^Ｔ、Ｒｘ^［１］=（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３）^Ｔ、Ｒｘ^［２］=（ｒ_４，ｒ_５，ｒ_６）^Ｔ、Ｒｘ^［３］=（ｒ_７，ｒ_８，ｒ_９）^Ｔとした。この様にして、３つのシングルユーザＭＩＭＯ通信とみなすことができるようになる。
国際公開第２００５／０５５４８４号パンフレット

以上説明した様に、従来技術によりマルチユーザＭＩＭＯ通信が実現可能であるが、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｂ／ｇ等の無線ＬＡＮで用いられるパケットベースの通信においては問題が残る。これらの無線システムでは、有線区間ではデータ長が可変のＥｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）フレームと呼ばれるパケットを用いて通信を行う。このパケット長は６４バイトから１５１８バイトの間で可変である。また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｂ／ｇ等の無線ＬＡＮシステムでは適応変調が採用され、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の様々な伝送速度の変調モードを状況に応じて可変制御する。また、先ほどから説明しているＭＩＭＯ通信においても、空間多重する信号系列の多重数を変えれば、同様に伝送速度も可変となる。これらの理由のため、ある端末局との通信に必要となる所要時間は、パケット長に比例すると共に、伝送速度に反比例する。したがって、各端末毎に所要時間にばらつきが発生する。この状況を図４の従来技術におけるマルチユーザＭＩＭＯ通信のフレーム構成例として示す。

同図において、３０１はシグナル用プリアンブル、３０２はシグナル情報、３０３−１〜３０３−３はＭＩＭＯチャネル推定用ロングプリアンブル、３０４−１〜３０４−３はデータペイロードを示す。同図において、横軸は時間を表し、最初にシグナル用プリアンブル３０１、次にシグナル情報３０２、次にＭＩＭＯチャネル推定用ロングプリアンブル３０３−１〜３０３−３、次にデータペイロード３０４−１〜３０４−３の順番で送信される。また、ＭＩＭＯチャネル推定用ロングプリアンブル３０３−１とデータペイロード３０４−１は同一の端末局宛の信号であり、空間多重されたＭＩＭＯ通信をここで行う。同時に、別の端末局とはＭＩＭＯチャネル推定用ロングプリアンブル３０３−２とデータペイロード３０４−２を、及びさらに別の端末局とはＭＩＭＯチャネル推定用ロングプリアンブル３０３−３とデータペイロード３０４−３を用いて通信する。シグナル情報３０２では、後続するＭＩＭＯ通信の割り当ての情報が収容され、データペイロード３０４−１〜３０４−３の長さや各端末局に対する伝送速度、空間多重数等の情報が指示される。

一例として、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ等のパラメータを想定し、端末局＃１とは６４バイトの信号を伝送速度５４Ｍｂｉｔ／ｓにて通信し、端末局＃２とは５００バイトの信号を伝送速度３６Ｍｂｉｔ／ｓにて通信し、端末局＃３とは１５１８バイトの信号を伝送速度３６Ｍｂｉｔ／ｓにて通信する場合を考える。この場合、端末局＃１との通信は３ ＯＦＤＭシンボルで完了するのに対し、端末局＃２との通信は２８ ＯＦＤＭシンボルを要し、さらに端末局＃３との通信は８４ ＯＦＤＭシンボルを要する。この様なばらつきがあると、空間多重を行うリソースを有効に活用することができない。

さらに詳細に記述すると、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、全サブキャリアへの割り当てが同一であるために、そのばらつきはさらに顕著になる。図５に、従来技術におけるサブキャリア毎の空間多重割り当て例を示す。

同図において、３１１−１〜３１１−６はサブキャリア＃１における空間多重割り当てを、３１２−１〜３１２−６はサブキャリア＃２における空間多重割り当てを、３１３−１〜３１３−６はサブキャリア＃３における空間多重割り当てを、３１４−１〜３１４−６はサブキャリア＃４における空間多重割り当てをそれぞれ示す。各四角の中の記号は端末局の識別情報を示す。つまり、「Ａ」は端末局＃１、「Ｂ」は端末局＃２、「Ｃ」は端末局＃３を示す。ここでは、ＯＦＤＭ変調方式の＃１から＃４のサブキャリアに対し、それぞれマルチユーザＭＩＭＯ技術により６系等の信号系列を空間多重する場合を示す。また、この図は、図４におけるデータペイロード３０４−１〜３０４−３のみを抜き出して示したものに相当する。データペイロード３０４−１には空間多重割り当て３１１−１〜３１１−２、３１２−１〜３１２−２、３１３−１〜３１３−２、及び３１４−１〜３１４−２が対応し、データペイロード３０４−２には空間多重割り当て３１１−３〜３１１−４、３１２−３〜３１２−４、３１３−３〜３１３−４、及び３１４−３〜３１４−４が対応し、データペイロード３０４−３には空間多重割り当て３１１−５〜３１１−６、３１２−５〜３１２−６、３１３−５〜３１３−６、及び３１４−５〜３１４−６が対応する。

同図に示す様に、ＯＦＤＭ変調方式を用いたマルチユーザＭＩＭＯ通信の場合、全てのサブキャリアにおいて、端末局＃１宛の「Ａ」（空間多重割り当て３１１−１〜３１１−２、３１２−１〜３１２−２、３１３−１〜３１３−２、及び３１４−１〜３１４−２）は短時間で送信が終了する一方、端末局＃３宛の「Ｃ」（空間多重割り当て３１１−５〜３１１−６、３１２−５〜３１２−６、３１３−５〜３１３−６、及び３１４−５〜３１４−６）は長時間の送信が継続し、不均一な状態となる。
したがって、より効率的なマルチユーザＭＩＭＯ通信における空間多重の方法が求められている。

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、マルチユーザＭＩＭＯ通信において、基地局から各端末局へ送信するデータペイロード長にばらつきがある場合でも、効率的に空間多重を行うことができる無線パケット通信方法を提供することにある。

前記課題を解決するために、本発明は、ひとつの第１の無線局と複数の第２の無線局により構成され、該第１の無線局は複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備え、該第２の無線局は複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群を備え、前記第１の無線局の前記第１のアンテナ群および前記第２の無線局の全てまたはその一部の備える前記第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネルを介して複数の信号系統を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重してＭＩＭＯ通信する無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記第１の無線局が、前記複数の第２の無線局の中からその全てまたはその一部の無線局を同時に空間多重する通信相手局として選択する選択ステップと、前記選択ステップにおいて選択された複数の第２の無線局に対し、該第２の無線局毎の送信データ長および通信に用いる空間多重数ならびに各信号系列の伝送速度情報を取得する情報取得ステップと、前記情報取得ステップにおいて取得した送信データ長および空間多重数ならびに伝送速度情報を用いて、前記選択ステップにおいて選択された宛先となる第２の無線局毎に、空間多重数を考慮した総合的な伝送速度で送信データ長を除算した値すなわち換算情報量を算出する換算情報量算出ステップと、前記選択ステップにおいて選択された宛先となる全第２の無線局に渡り、前記換算情報量算出ステップにおいて算出した前記換算情報量の総和を算出する総和算出ステップと、前記換算情報量算出ステップにおいて算出した換算情報量と、前記総和算出ステップにおいて算出した換算情報量の総和とを用いて、換算情報量の総和に対する各第２の無線局の換算情報量の比率を求める比率算出ステップと、前記比率算出ステップにおいて算出した比率をもとに前記第２の無線局毎の利用サブキャリア数を算出する利用サブキャリア数算出ステップと、前記利用サブキャリア数算出において算出された利用サブキャリア数に従って、前記第２の無線局毎のサブキャリアへの割り当てを実施する割当ステップと、前記割当ステップにおいて実施されたサブキャリア割り当てに従ってデータ送信を実施する送信ステップとを有することを特徴とする無線通信方法である。

なお、上記発明においては、従来技術とは、
宛先となる第２の無線局毎に、空間多重数を考慮した総合的な伝送速度で送信データ長を除算した値すなわち換算情報量を算出する換算情報量算出ステップと、
宛先となる全第２の無線局に渡り前記換算情報量の総和を算出する総和算出ステップと、
該換算情報量の総和に対する各第２の無線局の換算情報量の比率を求める比率算出ステップと、
該比率をもとに前記第２の無線局毎の利用サブキャリア数を算出する利用サブキャリア数算出ステップと、
該算出された利用サブキャリア数にしたがって、前記第２の無線局毎のサブキャリアへの割り当てを実施する割当ステップと、
を実施する点で異なる。

すなわち、従来方式では全てのサブキャリアに等しく宛先となる第２の無線局および信号系列を割り当てていたが、本発明では各サブキャリア毎の割り当て内容をサブキャリア毎に独立に行い、換算情報量に比例するように利用サブキャリア数を配分する点が主なる相違点である。これは、送信データ長や伝送速度、空間多重数が第２の無線局毎に異なる場合においても、データ送信に要する時間長を均一化し、時空間資源を効率的に利用できるようにするためのひとつの実現方法を与えるものである。

本発明によれば、マルチユーザＭＩＭＯ通信において、端末局毎にデータの送信に要する所要時間が異なり、その結果、ある端末局は早くデータ送信が終わり、ある端末局はデータ送信に長い時間を要するといった事態が発生して、マルチユーザＭＩＭＯ通信中に安定して高い空間多重数を維持することができないという問題を解決し、効率的に空間多重を実現することが可能となる。また、マルチユーザＭＩＭＯ通信においては、チャネル推定用のプリアンブルや各種制御情報（図４におけるシグナル情報等）等のオーバヘッド部分が長く必要となるため、端末局毎の１シンボルあたりの転送ビット数が高いと（すなわち物理レイヤでの伝送速度が高いということ）、ＭＡＣレイヤでの伝送効率が低くなるという傾向が見られるが、本発明により、より多くの端末局が複数のサブキャリアを分割的に使用することになるため１シンボルあたりの転送ビット数を実質的に低減させ、ＭＡＣレイヤでの伝送効率が向上するという副次的な効果もあわせて期待することができる。

以下、図面を参照して本発明の一実施の形態を説明する。
まず最初に本発明の動作原理を説明する。
図１に、本発明の一実施形態におけるサブキャリア毎の空間多重割り当て例を示す。
同図において、１１−１〜１１−６はサブキャリア＃１における空間多重割り当てを、１２−１〜１２−６はサブキャリア＃２における空間多重割り当てを、１３−１〜１３−６はサブキャリア＃３における空間多重割り当てを、１４−１〜１４−６はサブキャリア＃４における空間多重割り当てをそれぞれ示す。空間多重割り当てに相当する各四角の中の記号は端末局の識別情報を示す。つまり、「Ａ」は端末局Ａ（図３の端末局１０２）、「Ｂ」は端末局Ｂ（図３の端末局１０３）、「Ｃ」は端末局Ｃ（図３の端末局１０４）、「Ｄ」は端末局Ｄ（図示せず）、「Ｅ」は端末局Ｅ（図示せず）、「Ｆ」は端末局Ｆ（図示せず）を示す。ここでは、ＯＦＤＭ変調方式の＃１から＃４のサブキャリアに対し、それぞれマルチユーザＭＩＭＯ技術により６系等の信号系列を空間多重する場合を示す。図５に示す従来方式では、全てのサブキャリアについて空間多重を行う相手局が共通であったが、本発明の実施形態においては、宛先端末局毎に、送信するデータのバイト長、伝送速度（ＭＩＭＯ空間多重数を含む）に応じて、割り当てるサブキャリア数を可変とする。この可変の方法としては、データ長（単位：バイト）をサブキャリアあたりの伝送速度で割った値が大きいほど、多くのサブキャリアを割り当て、この値が小さいほど少ないサブキャリアを割り当てる。例えば図１の例では、端末局Ａにはサブキャリア＃１のみ、および端末局Ｅ、端末局Ｆに対してもサブキャリア＃４のみが割り当てられている。一方、端末局Ｃには全てのサブキャリアが割り当てられ、端末局Ｂにはサブキャリア＃１〜＃３が割り当てられている。この図の例では、各端末局は全てのサブキャリアで２多重ずつ空間多重を行っているが、端末局毎に、及びサブキャリア毎にばらつきがあっても構わない。

次に、図２に本発明の一実施形態におけるサブキャリア割り当て処理フローを示す。
送信局（図３の基地局１０１）においてデータ送信の判断がなされると（Ｓ１）、送信局は、送信バッファにデータが溜まっている送信待ちの端末局（図１の端末局Ａから端末局Ｆなど：以下、「端末」と記載）を選択し（Ｓ２）、各端末毎に、送信すべきデータ長および実現可能な伝送速度情報を取得する（Ｓ３）。ここで、実現可能な伝送速度とは、空間多重することを考慮した伝送速度を意味する。後述する処理Ｓ６にて無次元化が図られるため単位は任意のものを選ぶことが可能である。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇのパラメータを用いる場合には、６４ＱＡＭ Ｒ＝３／４の場合には４８サブキャリア全体で５４Ｍｂｉｔ／ｓ、１６ＱＡＭ Ｒ＝３／４の場合で３６Ｍｂｉｔ／ｓの様なものでも構わないし、１ＯＦＤＭシンボルあたりの伝送ビット数でも構わない。前者の例では、２系統の信号系列まで空間多重し、第１および第２固有値の全サブキャリアの平均値に対応する伝送モードが６４ＱＡＭ Ｒ＝３／４および１６ＱＡＭ Ｒ＝３／４であったとすると、伝送速度は９０Ｍｂｉｔ／ｓ（＝５４＋３６Ｍｂｉｔ／ｓ）として扱えば良い。その後、送信局は、データ長をこの伝送速度で除算し、第ｊ番目の端末局に対してこれをＬ_ｊとして記録する（Ｓ４）。その後、送信局は、全端末のＬ_ｊ値を加算した総和をとり、これをＬ_{ｔｏｔａｌ}とする（Ｓ５）。送信局は、ＯＦＤＭ変調方式におけるデータ伝送用のサブキャリア数をＫ、各サブキャリアにおける空間多重数（ないしはその平均値）をＮ_ＴＳ、第ｊ端末の空間多重数をＭ_ｊとすると、各端末に対してＫ×Ｌ_ｊ×Ｎ_ＴＳ／Ｍ_ｊ／Ｌ_{ｔｏｔａｌ}を算出し、これを端末毎の割り当てサブキャリア数Ｎ_ｊとする（Ｓ６）。この計算では端数が出るため、端数の処理は適宜行うこととする。その後、送信局は、空間多重数の大きな端末から所要サブキャリア数Ｎ_ｊづつサブキャリアの選択・割り当てを行い（Ｓ７）、そのサブキャリアを用いてデータの送信を行う（Ｓ８）。

なお、処理Ｓ６では端数処理を行うが、端数処理の例としては、１以下の値は全て切り上げし、それ以外は四捨五入等を行い整数化する。端末毎の空間多重数×所要サブキャリア数の総和が、Ｎ_ＴＳ×Ｋと異なる場合には、割り当てサブキャリア数が多い端末の方から割り当てサブキャリア数の微調整を行ったり、または空間多重数の多い端末の空間多重数を一部のサブキャリアで減らすなどして調整する。

また、処理Ｓ３に関する説明では、全サブキャリアで平均化された伝送速度を用いる場合の例を説明したが、実際には処理Ｓ７では条件の良いサブキャリアを選択的に割り当てることによる周波数ダイバーシチ効果が期待でき、その為に全サブキャリアで平均化の代わりに条件の良い少数のサブキャリアで平均化した固有値に基づく伝送速度であっても構わない。

さらに、１端末あたりの空間多重する信号系統の上限は受信端末の能力に依存するが、仮に４多重以上が可能であったとしても、例えば第４固有値の値はサブキャリア毎に大きく変動するため、固有値の全サブキャリアでの平均値はあまり有益な意味を持たない。したがって、空間多重する信号系統数には適当な上限を設定するのが好ましい。

以上詳細に説明した様に、本実施の形態によれば、マルチユーザＭＩＭＯ通信において端末毎にデータの送信に要する所要時間が異なり、その結果、ある端末は早くデータ送信が終わり、ある端末はデータ送信に長い時間を要するといった事態が発生して、マルチユーザＭＩＭＯ通信中に安定して高い空間多重数を維持することができないという問題を解決し、効率的に空間多重を実現することが可能となる。また、マルチユーザＭＩＭＯ通信においては、チャネル推定用のプリアンブルや各種制御情報（図４におけるシグナル情報等）等のオーバヘッド部分が長く必要となるため、端末毎の１シンボルあたりの転送ビット数が高いと（すなわち物理レイヤでの伝送速度が高いということ）、ＭＡＣレイヤでの伝送効率が低くなるという傾向が見られるが、本実施の形態により、より多くの端末が複数のサブキャリアを分割的に使用することになるため１シンボルあたりの転送ビット数を実質的に低減させ、ＭＡＣレイヤでの伝送効率が向上するという副次的な効果もあわせて期待することができる。

以上が本発明の実施形態の説明である。これらの説明をするための図中においては、各種パラメータを特定の条件に仮定して説明を行ったが、当然ながらその他の一般的なパラメータによって実施可能である。すなわち、以上述べた実施形態は全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することが出来る。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。

本発明の一実施形態によるサブキャリア毎の空間多重割り当て例を示す図である。 同実施の形態によるサブキャリア割り当て処理フローを示す図である。 マルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示す図である。 従来技術におけるマルチユーザＭＩＭＯ通信のフレーム構成例を示す図である。 従来技術におけるサブキャリア毎の空間多重割り当て例を示す図である。

符号の説明

１１−１〜１１−６・・・サブキャリア＃１への空間多重割り当て
１２−１〜１２−６・・・サブキャリア＃２への空間多重割り当て
１３−１〜１３−６・・・サブキャリア＃３への空間多重割り当て
１４−１〜１４−６・・・サブキャリア＃４への空間多重割り当て
１０１・・・基地局（第１の無線局）
１０２・・・端末局（基地局＃１、第２の無線局）
１０３・・・端末局（基地局＃２、第２の無線局）
１０４・・・端末局（基地局＃３、第２の無線局）
３０１・・・シグナル用プリアンブル
３０２・・・シグナル情報
３０３−１〜３０３−３・・・ＭＩＭＯチャネル推定用ロングプリアンブル
３０４−１〜３０４−３・・・データペイロード
３１１−１〜３１１−６・・・サブキャリア＃１への空間多重割り当て
３１２−１〜３１２−６・・・サブキャリア＃２への空間多重割り当て
３１３−１〜３１３−６・・・サブキャリア＃３への空間多重割り当て
３１４−１〜３１４−６・・・サブキャリア＃４への空間多重割り当て

Claims (1)

1. ひとつの第１の無線局と複数の第２の無線局により構成され、該第１の無線局は複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備え、該第２の無線局は複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群を備え、前記第１の無線局の前記第１のアンテナ群および前記第２の無線局の全てまたはその一部の備える前記第２のアンテナ群により構成されるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネルを介して複数の信号系統を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重してＭＩＭＯ通信する無線通信システムにおける無線通信方法であって、
   前記第１の無線局が、
   前記複数の第２の無線局の中からその全てまたはその一部の無線局を同時に空間多重する通信相手局として選択する選択ステップと、
   前記選択ステップにおいて選択された複数の第２の無線局に対し、該第２の無線局毎の送信データ長および通信に用いる空間多重数ならびに各信号系列の伝送速度情報を取得する情報取得ステップと、
   前記情報取得ステップにおいて取得した送信データ長および空間多重数ならびに伝送速度情報を用いて、前記選択ステップにおいて選択された宛先となる第２の無線局毎に、空間多重数を考慮した総合的な伝送速度で送信データ長を除算した値すなわち換算情報量を算出する換算情報量算出ステップと、
   前記選択ステップにおいて選択された宛先となる全第２の無線局に渡り、前記換算情報量算出ステップにおいて算出した前記換算情報量の総和を算出する総和算出ステップと、
   前記換算情報量算出ステップにおいて算出した換算情報量と、前記総和算出ステップにおいて算出した換算情報量の総和とを用いて、換算情報量の総和に対する各第２の無線局の換算情報量の比率を求める比率算出ステップと、
   前記比率算出ステップにおいて算出した比率をもとに前記第２の無線局毎の利用サブキャリア数を算出する利用サブキャリア数算出ステップと、
   前記利用サブキャリア数算出において算出された利用サブキャリア数に従って、前記第２の無線局毎のサブキャリアへの割り当てを実施する割当ステップと、
   前記割当ステップにおいて実施されたサブキャリア割り当てに従ってデータ送信を実施する送信ステップと
   を有することを特徴とする無線通信方法。
   
   

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